倍頻單極性SPWM調(diào)制法逆變器設(shè)計(jì)綜述

1、1設(shè)計(jì)要求.仁2逆變器控制方式選擇 1.3 方案設(shè)計(jì)2.3.1系統(tǒng)總體框圖2.3.2主電路的設(shè)計(jì)3.3.3 DSP 的選取4.3.4驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)5.3.5采樣電路.6.3.6保護(hù)電路6.4元件參數(shù)計(jì)算Z.4.1輸出濾波電感Lf、濾波電容Cf的選取 74.2變壓器的設(shè)計(jì)8.4.3功率開關(guān)的選擇8.5 仿真結(jié)果9.5.1驅(qū)動波形9.5.2功率開關(guān)器件兩端的電壓波形1.05.3逆變器輸出波形106 結(jié)論.1.1參考文獻(xiàn)121設(shè)計(jì)要求主要內(nèi)容：利用倍頻單極性SPWM調(diào)制法究逆變器的調(diào)制方式，分析系統(tǒng) 的穩(wěn)定性和外特性，給出系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)框圖，設(shè)計(jì)系統(tǒng)各個部分的硬件電路， 完成數(shù)字控制SPWM逆變器的

2、原理試驗(yàn)和仿真。基本要求：輸入電壓：4060VDC ;輸出額定容量：1kVA ;輸出電壓：220V 3%;輸出電壓頻率：50Hz載波頻率：25kHz; THD ： 3%。2逆變器控制方式選擇傳統(tǒng)逆變器的控制電路都是采用模擬電路和小規(guī)模數(shù)字集成電路實(shí)現(xiàn)的。隨著信息技術(shù)的發(fā)展，數(shù)字控制技術(shù)在逆變電源控制領(lǐng)域已得到越來越廣泛的應(yīng) 用。綜合考慮系統(tǒng)性價比以及數(shù)字控制方式存在的問題，目前，部分?jǐn)?shù)字化（CPU）產(chǎn)生基準(zhǔn)正弦，寬頻帶的電壓調(diào)節(jié)器仍由模擬電路實(shí)現(xiàn)） 不失為中小功率逆變器 控制電路的優(yōu)選方案。本文分別對兩種模擬/數(shù)字混合控制方案進(jìn)行了比較研究， 分析了它們的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)，給出了相關(guān)實(shí)驗(yàn)結(jié)果。本章研

3、究的混合控制方式，也是基于數(shù)字控制器的。利用DSP取代純模擬控制中的一些實(shí)現(xiàn)環(huán)節(jié)，如基準(zhǔn)正弦發(fā)生器、輸出過載保護(hù)、輸出過壓/欠壓保護(hù)等，對于減小控制電路復(fù)雜程度、提高系統(tǒng)控制特性是有好處的。同時，混合 控制方式也考慮了數(shù)字控制可能產(chǎn)生的一些問題，盡可能保留模擬控制的優(yōu)點(diǎn)， 仍采用模擬電路實(shí)現(xiàn)電壓調(diào)節(jié)器，與全數(shù)字控制系統(tǒng)相比，提高了系統(tǒng)帶寬頻率 和動態(tài)響應(yīng)速度?？梢姡@種模擬/數(shù)字混合控制逆變器具有較高的性價比，在 一些應(yīng)用場合具有較大的優(yōu)勢。根據(jù)PWM控制信號的產(chǎn)生方式，常用的混合控制實(shí)現(xiàn)方案有兩類：模擬 / 數(shù)字混合控制方案I、模擬/數(shù)字混合控制方案U。方案I的實(shí)現(xiàn)框圖如圖 1。圖1混合控制

4、方案I的實(shí)現(xiàn)框圖圖1中，主控芯片DSP主要功能是提供基準(zhǔn)正弦數(shù)據(jù)、計(jì)算控制變量采樣 信號的數(shù)值以執(zhí)行各種保護(hù)等，控制電路的其它部分如電壓調(diào)節(jié)器 （包括控制框 圖中前向通道的有源PI校正電路和反饋通道的無源超前校正網(wǎng)絡(luò)）、PWM發(fā)生 器等都是用模擬元件實(shí)現(xiàn)的。由于DSP產(chǎn)生的基準(zhǔn)正弦信號帶有高頻諧波分量, 需采用低通濾波器才能得到光滑的基準(zhǔn)正弦波，作為逆變控制系統(tǒng)的指令信號。圖2給出了模擬/數(shù)字混合控制方案U的實(shí)現(xiàn)框圖，系統(tǒng)工作過程為： DSP 提供基準(zhǔn)正弦數(shù)據(jù)，經(jīng)低通濾波器濾波后得到連續(xù)的基準(zhǔn)正弦波形，有源 PI校 正電路將誤差信號變?yōu)檎{(diào)制信號，由DSP自帶的A/D轉(zhuǎn)換器采樣并通過DSP內(nèi) 部

5、的事件管理器產(chǎn)生各路PWM控制信號，再經(jīng)驅(qū)動電路控制逆變橋功率開關(guān)管的通斷。+圖2混合控制方案n的實(shí)現(xiàn)框圖就控制電路的復(fù)雜程度而言，盡管兩種方案采用了相同的DSP作為控制芯片，由于方案I仍采用與純模擬控制電路中相同的PWM控制信號生成電路，沒有充分運(yùn)用DSP的片上資源，使得控制電路規(guī)模變大，而方案n則可省去比較 復(fù)雜的三角波發(fā)生器和比較器，具有一定的成本優(yōu)勢。如前節(jié)所述，采用方案I時，功率開關(guān)管驅(qū)動信號的死區(qū)時間需要通過模擬 器件產(chǎn)生，與方案n的軟件編程產(chǎn)生死區(qū)時間相比，控制精度降低，靈活性差， 必須設(shè)置相當(dāng)長的死區(qū)時間以保證功率電路的安全， 而方案n產(chǎn)生的死區(qū)時間精 度很高，只需根據(jù)功率開關(guān)

6、管的工作特性設(shè)置較短的死區(qū)即可，于是可以減輕死區(qū)效應(yīng)，提高逆變器的控制性能。本文擬采用方案I進(jìn)行分析與設(shè)計(jì)。3方案設(shè)計(jì)3.1系統(tǒng)總體框圖以數(shù)字信號處理器（DSP）為核心的逆變器控制框圖如圖3所示。在數(shù)字信號處理器(DSP)中產(chǎn)生SPWM控制信號，逆變器輸出高頻脈寬調(diào)制型交流電。 該交 流電經(jīng)工頻變壓器和輸出濾波器處理后，得到穩(wěn)定、純潔的正弦波電源圖3系統(tǒng)總體框圖3.2主電路的設(shè)計(jì)1、主電路的結(jié)構(gòu)逆變器的主電路結(jié)構(gòu)形式多種多樣，有全橋型、半橋型及推挽型等。中小容 量逆變電源多采用半橋式逆變器結(jié)構(gòu)， 結(jié)構(gòu)簡單，控制方便。中大容量逆變電源 一般采用全橋式和推挽式逆變器結(jié)構(gòu)。為了濾除高次諧波，逆變橋后

7、級均接有 LC濾波器。全橋型的主電路結(jié)構(gòu)由于各種因素的影響必然存在直流偏磁的問題。 直流偏磁的存在致使鐵心飽和，從而加大了逆變器輸出變壓器的損耗， 降低了效 率，甚至?xí)鹉孀兪?，對系統(tǒng)的運(yùn)行有著極大的危害，必須采取措施加以解 決。小容量逆變電源因?yàn)檩敵鋈萘啃。?電壓和電流不大，因此開關(guān)器件多選用電 力MOSFET。而大容量正弦波輸出的逆變電源因其電壓電流一般都比較大，因 此多采用IGBT作為它的開關(guān)器件。本文主要研究的是50Hz,1kW的低頻逆變電源。基于以上的分析，選用全橋型，帶有輸出隔離變壓器的主電路形式，并采用MOSFET作為開關(guān)器件。主電路圖如圖4所示。2、輸出濾波電容的選取輸出濾

8、波電容Cf用來濾除輸出電壓Uo的高次諧波，若Cf越大，輸出電壓Uo 的THD就越小，但DC/AC逆變器無功電流分量增大，從而增大了變流器的體 積和成本。一般選取Icf 0.5Iomax為宜，因此濾波電容Cf值應(yīng)滿足(1)Cf 一 051 omax . C oU 0 )3、輸出濾波電感設(shè)計(jì)濾波電感Lf有兩個作用一方面濾除輸出波形中的高次諧波；另一方面作為 積分環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn)SPWM控制。它的設(shè)計(jì)應(yīng)滿足四個方面的要求。1）盡可能濾除調(diào)制波Uab的高次諧波分量，提高輸出電壓波形質(zhì)量，濾波電感的高頻阻抗與濾波電容的高頻阻抗相比不能過低， 即濾波電感的感值不能太小。為滿足輸出電壓波形質(zhì)量，要求一個采樣周期中，

9、電感電流的最大變化量小 于允許的電感電流紋波.M Lf max。在U。=0時，厶Lf最大，此時有：Lf (Ui N2 NJ (fk hfmax)2）電感電流iLf必須能跟蹤上給定電流ig的變化，即dS/dt n dig/dt。一旦iLf不能跟蹤ig的變化，輸出電壓的失真度就會變大，嚴(yán)重時甚至導(dǎo)致系統(tǒng)異常工作。因此Lf不能過大，即Lf : min(UiN2 2 -Uom sin：UomSin：)(3)式中，Uom為輸出電壓峰值。3.3 DSP的選取目前，隨著計(jì)算機(jī)和信息產(chǎn)業(yè)的飛速發(fā)展， 信號處理學(xué)科不但在理論上，而 且在方法上都獲得了迅速發(fā)展。特別是信號處理器 DSP（Digital Sig n

10、al Processor） 的誕生與快速發(fā)展，使各種數(shù)字信號處理算法得以實(shí)時實(shí)現(xiàn)， 為數(shù)字信號處理的 研究和應(yīng)用打開了新局面。由于 DSP具有豐富的硬件資源、改進(jìn)的并行結(jié)構(gòu)、 高速數(shù)據(jù)處理能力，強(qiáng)大的指令系統(tǒng)和日益提高的性價比己經(jīng)成為世界半導(dǎo)體產(chǎn) 業(yè)中緊隨微處理器與微控制器之后的又一個熱點(diǎn)，在通信、航空、航天、雷達(dá)、 工業(yè)控制。網(wǎng)絡(luò)及家用電器等各個領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用。本系統(tǒng)采用的數(shù)字信號處理器為 TI(TEXAS INSTRUMENTS)公司專為電機(jī)和電源等數(shù)字化控制而設(shè)計(jì)的 DSP(TMS320F2407A)。這款DSP控制芯片有以下特點(diǎn):1) 采用高性能靜態(tài)CMOS技術(shù)，使供電電壓降為3

11、.3V.減小了控制器的功 耗: 40MIPS的執(zhí)行速度，提高了控制器的實(shí)時控制能力。2) 片內(nèi)有32K字的FLASH程序存儲器和1.5K字的數(shù)據(jù)/程序RAM,544字 雙口 RAM(DASRAM)和 2K 字的單口 RAM(SARAM)。3) 10位A/D轉(zhuǎn)換器，最小轉(zhuǎn)換時間為375nS。可以以兩個8通道的雙排序 方式采樣，或一個16通道排序方式采樣。4) 看門狗定時模塊(WDT)。3.4驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)隔離驅(qū)動電路采用 A3120光耦隔離型驅(qū)動電路，A3120結(jié)構(gòu)框圖及驅(qū)動電 路結(jié)構(gòu)如圖5所示。A3120是美國惠普公司生產(chǎn)的用于驅(qū)動IGBT、MOSFET器 件的光電耦合器，該芯片內(nèi)部集成有光耦

12、、接口和功放單元，可驅(qū)動1200V/100A 的IGBT模塊。該驅(qū)動芯片的主要特點(diǎn)為：(1)工作電源電壓范圍寬(15V30V);(2)最小的輸出電流峰值2A; (3)最大交換速度500ns； (4)具有欠壓鎖定保 護(hù)(UVLO )功能；(5)輸出與輸入信號同相。當(dāng)輸入信號為高電平時，A3120輸出為高電平，由功放級的NPN晶體管放 大后輸出，驅(qū)動功率器件；當(dāng)輸入信號為低電平時， A3120輸出為低電平，功放 級的PNP晶體管導(dǎo)通，功率器件極間承受反向電壓關(guān)斷。圖中，R的大小將影響逆變器的開關(guān)損耗，并且影響功率開關(guān)的關(guān)斷尖峰大 小以及逆變器的輸出波形質(zhì)量。逆變橋選用不同的功率開關(guān)，應(yīng)調(diào)整的大小，

13、 使逆變器獲得最佳的性能。D21圖5逆變橋功率開關(guān)驅(qū)動電路3.5采樣電路在數(shù)字控制系統(tǒng)中，DSP片內(nèi)A/D采樣能夠承受到輸入電平范圍為 03.3V, 所以無法對所需的控制量直接進(jìn)行 A/D采樣，因而通常需要把這些量調(diào)理后， 才能接至DSP第A/D轉(zhuǎn)換口。本系統(tǒng)采用的是電壓電流雙環(huán)控制，所以包括電 壓采樣電路和電流采樣電路。在電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)中，需采樣逆變器的輸出電壓作為反饋量。 為了 滿足DSP的A/D模塊輸入信號的要求，模擬量需要經(jīng)過圖 6所示的調(diào)理電路。電流采樣電路和電壓采樣電路原理基本類似，只需把電壓傳感器換成電流傳感器即可：電感電流經(jīng)一電流傳感器得到與電感電流成正比的電壓信號，然

14、后經(jīng)過調(diào)理電路變換到03.3V，輸入到DSP的A/D模塊采樣口。3.6保護(hù)電路輸入過壓和欠壓保護(hù)電路如圖7所示，直流電壓保護(hù)信號取自主電路輸入電 壓，經(jīng)電阻R84分壓和光耦隔離后送入控制電路。利用光電耦合器把各種模擬負(fù) 載與數(shù)字信號源隔離開來，也就是把“模擬地”與“數(shù)字地”斷開。經(jīng)過光耦的 保護(hù)信號通過比較器分別與設(shè)定的最大 /最小電壓值進(jìn)行比較，如果電壓值超過 限定值，比較器就輸出低電平。比較器的輸出信號相與，所得的信號送入DSP的PDPINT中斷口。當(dāng)器件引腳PDPINT（電源驅(qū)動保護(hù)中斷）被拉低時，會產(chǎn)生 一個外部中斷，這個中斷是為系統(tǒng)的安全操作提供的。如果PDPINT未被屏蔽，當(dāng)PDP

15、INT引腳拉低以后，所有的PWM輸出均為高阻態(tài)。這樣可以在過流等故 障的情況下，把逆變器的 PWM控制信號封死，關(guān)閉功率器件，從而實(shí)現(xiàn)對逆變 器的保護(hù)。圖7輸入過壓和欠壓保護(hù)4元件參數(shù)計(jì)算4.1輸出濾波電感Lf、濾波電容Cf的選取取Lf =1mH。濾波電容電流的有效值為:lcf 二 oCfUo=2二 50 20 10220 = 1.38A110%負(fù)載時，負(fù)載電流的有效值為IomaxUo220容性負(fù)載時電感電流最大，因此電感電流有效值為g = I； T爲(wèi)-2Icf *ILf cos(90： 6A其中，cos0.75?？紤]到濾波電感電流的脈動量，濾波電感的電流峰值為Lf max 二(110%) 2

16、I Lf = (1 10%) 6,2 二 9.339ALf選用 Mn-Zn R2KBD型鐵氧體材料鐵 心PM62*49，其磁路截面積Sc =4.9(cm2)窗口面積 Q =3.26(cm2)，飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度B5100GS，選用Bm =3500GS,濾波電感匝數(shù)為：4 吟空廠54.5BmSc3500 104.9 10取N=55匝，氣隙-N2Sc/Lf = 1.86mm。按濾波電感電流有效值 =6A選取導(dǎo)線，取j =3A mm2，導(dǎo)線截面積I Lf. j =6 3 = 2mm2，導(dǎo)線選用0.1 x 2cm的銅皮。窗口利用系數(shù)Ku= 0.1 20 N Q= 0.1 20 55 =0.34，可以繞下3

17、26N2Ni= 7.924.2變壓器的設(shè)計(jì)為了確保輸出電壓uo的波形質(zhì)量，防止UO的頂部出現(xiàn)平頂失真，應(yīng)滿足UjN2 N _UO .2 =311V取UN? N _380V，有選用d =80mm的硅鋼鐵心，截面積為d f =80 =32cm2，窗口面積2Sc = d c = 0.5d 1.5d =48cm?。因?yàn)楣桎撈怯射撈B加而成，所以實(shí)際鐵2心截面積為32 0.9 =28.8cm2。U i min Ton40 0.7 BS10850 22 12000 28.8= 40.52 =320.76取變壓器原邊繞組為 汕=41匝，副邊繞組M =321匝。因此屛 TLf N2 N lLm =1.051

18、 Lf N2 N 49.32A式中ILm =0.005Lf N2N1為變壓器激磁電流。取導(dǎo)線電流密度j = 3A mm2，有3 = X =16.4mm2jI22S2-二 2mmj原邊采用d = 4.6mm的高強(qiáng)度漆包線單層繞制，副邊采用d = 1.6mm的高強(qiáng)度漆包1 2 1 241 域 兀(4.6)2+321 漢 兀(1.6)2 線單層繞制。窗口利用系數(shù)Ku二 44=0.28，可以繞下。4.3功率開關(guān)的選擇MOSFET的選擇可以從器件的電壓等級和電流等級兩個方面加以考慮。假定逆變器最高直流輸入電壓為 Uimax，則采用全橋逆變電路時每個開關(guān)器件所承假定系統(tǒng)輸出功率1.5，逆變橋中每個MOSF

19、ET中流過的2 1.5RN2UqN!2 1.5 1000 321220疋 41二 75.48A建筑濟(jì)料下我就宦筑無網(wǎng)受的最高電壓即為UimaxU.N?。考慮電壓尖峰影響，實(shí)際開關(guān)器件所承受的最 高電壓要比這個高得多，其大小與吸收電路吸收電壓尖峰的能力有關(guān)。 在這里由 于逆變器最高直流輸入電壓為52.8V,所以我們選用耐壓等級為100V的MOSFET.器件的電流等級要根據(jù)它所通過的最大峰值電流來確定。 為P0，變壓器的變比為 NN2，假設(shè)系統(tǒng)的過載系數(shù)為 MOSFET電流應(yīng)力為變壓器原邊最大電流，則逆變橋中每個 電流峰值為：此外，考慮電流紋波以及反并聯(lián)二極管反向恢復(fù)尖峰電流等因素的影響，選MOS

20、FET的電流定額為150A。5仿真結(jié)果5.1驅(qū)動波形圖8是4個功率開關(guān)器件MOSFET的驅(qū)動波形S1圖8驅(qū)動波形由圖8可以看出DSP可以很好的輸出功率管的驅(qū)動波形。從波形看出，能 滿足快速開關(guān)功率管的要求，并滿足同一橋臂上兩個開關(guān)管的死區(qū)控制。5.2功率開關(guān)器件兩端的電壓波形圖9 MOSFET管兩端電壓5.3逆變器輸出波形1、空載時的波形圖10空載波形2、滿載時的波形（1）滿載時逆變器的輸出波形下圖是逆變器滿載時的電壓波形，由圖 11可知，逆變器輸出電壓非常接于 正弦波形，其諧波含量少，功率因數(shù)大，性能能達(dá)到要求。圖11輸出波形(2) 滿載時電感中的電流波形6結(jié)論本文主要圍繞數(shù)字控制SPWM逆

21、變器的硬件設(shè)計(jì)以及數(shù)字控制系統(tǒng)硬件電 路設(shè)計(jì)等方面展開了研究。論文的主要內(nèi)容概述如下：1 介紹了三種經(jīng)典的SPWM調(diào)制方式，包括雙極性 SPWM調(diào)制法，單極 性SPWM調(diào)制法，倍頻單極性SPWM調(diào)制法，通過比較和試驗(yàn)發(fā)現(xiàn)單極性倍頻 SPWM調(diào)制法相對于其他兩種調(diào)制方法，其諧波含量更低，只需要更小的濾波 器件就可以達(dá)到很好的濾波效果。在選擇此種調(diào)制方式的基礎(chǔ)上給出了系統(tǒng)的傳 遞函數(shù)，分析了系統(tǒng)的穩(wěn)定性和外特性。2給出了系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)框圖，并設(shè)計(jì)了系統(tǒng)各個部分的硬件電路，包括 主電路，驅(qū)動電路，采樣電路和保護(hù)電路，以及數(shù)字控制系統(tǒng)的硬件電路，并完 成了數(shù)字控制電路部分的PCB板的設(shè)計(jì)。3在傳統(tǒng)的PI調(diào)解器的基礎(chǔ)上，給出了幾種用 DSP完成PI算法的方法, 發(fā)現(xiàn)增量式PI算法可以使系統(tǒng)獲得更高的精度和可靠性。給出了系統(tǒng)控制軟件 的流程圖，包括主程序流程圖和中斷程序流程圖， 在中斷程序流程圖中包括了數(shù) 字PI算法4基于DSP完成了數(shù)字控制SPWM逆變器的原理試驗(yàn)，試驗(yàn)結(jié)果表明, 數(shù)字控制在改善逆變器的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能方面也能獲得良好的效果。參考文獻(xiàn)1 沙占有，王彥朋，孟志勇等新型單片開關(guān)電源