畢業(yè)設計（論文）基于DSP的變頻電源的設計

1、安徽理工大學畢業(yè)設計 i 目 錄 摘要.i abstract.ii 1 緒論 .1 1.1 本文主要內容 .1 1.2 控制芯片概述 .1 1.2.1dsp 芯片.1 1.2.2 電源設計 .4 1.3 數字變頻電源的分類及優(yōu)點 .6 2 單相 spwm 變頻電源工作原理 .7 2.1 整流技術 .7 2.1.1 變頻電源的工作原理 .7 2.2.2 濾波器.10 2.3spwm 基本原理 .13 2.4 數字控制系統設計 .16 2.4.1pi 調節(jié)器.16 2.4.2pid 調節(jié)器.17 2.4.3 控制方案.18 3 單相 spwm 方式變頻電源系統組成 .22 3.1 主電路 .22

2、3.2 驅動電路 .22 3.3 檢測電路 .23 3.3.1 電壓檢測.23 3.3.2 電流檢測.24 4 數字控制的實現方法 .25 4.1 主電路流程圖 .25 4.2 中斷程序流程圖 .26 4.3pi 調節(jié)流程圖 .27 4.4 本章小結 .28 5 系統參數設計 .29 安徽理工大學畢業(yè)設計 ii 5.1 參數設計 .29 5.1.1 中頻變壓器 tr .29 5.1.2 串聯諧振電容.31 6 總結 .32 參考文獻.33 附圖：系統總電路圖.34 附錄：系統源程序.36 致謝.52 安徽理工大學畢業(yè)設計 i 基于 dsp 的變頻電源的設計 摘要 隨著新型電力電子器件和數字信號

3、處理器的飛速發(fā)展，數字控制的逆變電源應 用日益廣泛。因為數字控制相對于模擬控制有著顯著的優(yōu)點:簡化了硬件電路設計， 克服了模擬電路中參數溫度漂移的問題，控制靈活且易實現先進控制等，使得所設 計的電源產品不僅性能可靠，且易于大批量生產，從而降低了開發(fā)周期。因此，數 字化控制電源已成為當今開關電源產品設計的潮流。本文采用 ti 公司的 tms320lf2407a 的控制芯片和 igbt 為核心來設計數字式逆變電源調節(jié)器，以取代 現有的以晶閘管為功率元件的模擬控制的逆變電源調節(jié)器。 本設計論文介紹了一種基于 dsp 芯片的全數字控制單相變頻電源的設計，隨著 變頻調速技術的不斷發(fā)展，變頻器的應用越來越

4、廣泛，變頻器除了具有卓越的調速 性能之外，還有顯著的節(jié)能作用，是企業(yè)技術改造和產品更新換代的理想調速裝置。 本論文提出了一種數字控制的單相逆變器結構，詳細論述了系統的參數設計，整流 工作的基本工作原理，逆變的基本原理及 spwm 正弦脈沖寬度調制。 基于 dsp 的 數字控制技術能大大改善產品的一致性，同時增加了控制的柔性，提高了整個系統 的穩(wěn)定性和可靠性。 關鍵詞：數字控制,dsp,spwm 調制 安徽理工大學畢業(yè)設計 ii abstract with the rapid development of the new power electronic devices and the digi

5、tal signal processors, digital control inverters are widely used. because it has significant advantages compared with the analog control. simplify hardware circuits design, overcome the parameters of temperature drift in the analog circuits, flexibly control and easily realize the advanced control a

6、nd so on. it makes power products designed not only reliable but also easy to make the mass production, and reduces the development cycle. therefore, digital control power has become the trend of switching power product design from now on. the paper designs a digital control system of the single-pha

7、se inverter based on sine width modulate with ti company tms320lf2407 control chips and the igbt switches. this design paper introduced one kind based on the dsp chip entire numerical control single-phase frequency changer design, along with the frequency conversion velocity modulation technology un

8、ceasing development, the frequency changer application is more and more widespread, the frequency changer besides has the remarkable velocity modulation performance, but also has the remarkable energy conservation function, is the enterprise technological transformations and the product renewal idea

9、l speeder. the present paper proposed one kind of numerical control single-phase inversion structure, in detail elaborated the system parameter design, the rectification work basic principle of work, the contravariant basic principle and the spwm sine pulse width modulation. can greatly improve the

10、product based on the dsp numerical control technology the uniformity, simultaneously increased the control flexibility, enhanced the overall system stability and the reliability. keywards: entirentir numericalnumerical control,control, dsp,pwmdsp,pwm sinesine pulsepulse widthwidth modulationmodulati

11、on 安徽理工大學畢業(yè)設計 1 1 緒論 變頻器是運動控制系統中的功率變換器。當今的運動控制系統包含多種學 科的技術領域，總的發(fā)展趨勢是：驅動的交流化，功率變換器的高頻化，控制 的數字化、智能化和網絡化。因此，變頻器作為系統的重要功率變換部件，提 供可控的高性能變壓變頻的交流電源而得到迅猛發(fā)展。 變頻節(jié)電器是近幾年發(fā)展起來的一種新型節(jié)能產品，對于各種交流電機設 備，配備專用的變頻器后，可以使原電機的能源利用率大大提高，從而達到節(jié) 電之目的。在能源日益緊張的今天，變頻器作為交流調速的一種主要手段，以 其極強的可靠性和抗干擾能力，在工業(yè)生產中得到了越來越廣泛的應用，具有 廣闊的市場潛力。因此，研究

12、本課題具有很強的現實可行性。本文就變頻器的 原理作了簡單的介紹。 1.1 本文主要內容 近年來，通信網絡、計算機、過程控制系統和自動化生產線得到了廣泛地 使用，這就大大地增加了人們對全數字變頻電源的需求。故選取全數字變頻電 源作為畢業(yè)設計有一定的實用意義。本文所研究的是全數字單相變頻電源要求 將三相380v，頻率為50hz的交流電變?yōu)檩敵鰹殡妷侯l率可變的交流電源。正常 工作時，若負載發(fā)生變化，該變頻電源具有自動調節(jié)輸出電壓和頻率使其維持 不變的功能。本次畢業(yè)設計輸入端接入三相380v頻率為50hz的交流電，通過整 流，逆變，變頻，變壓器的降壓變?yōu)?0250v頻率范圍為40hz1000hz交流電

13、， 并采用了閉環(huán)調節(jié)技術，可以對電壓和頻率進行調節(jié)。本系統除了主電路外， 還采用了許多附屬電路，本文著重分析了驅動和檢測電路的工作原理。 1.2 控制芯片概述 1.2.1dsp 芯片 采用高性能靜態(tài)氧化物半導體技術，使得供電電壓降為 3.3v，減少了功耗； 基于 tms320c2xxdsp 的 cpu 核，保證與 tms320 系列 dsp 代碼兼容。 1. dsp 內核 cpu 中具有 32 位 calu、32 位 acc、16*16 位并行乘法器可 產生 32 位乘積、8 個輔助寄存器 arx，cpu 時鐘高達 20mhz，指令周期為 20mips。 2. 內部存儲器為 544*16 位片

14、內 ram、16k*16 位片內 flash memory、224k*16 位最大尋址范圍；程序控制為四級流水線操作、八級硬件堆 棧和 3 個 xint、pdpint、reset、nmi 等六個外部中斷。 安徽理工大學畢業(yè)設計 2 3. 事件管理器的能力為：3 個通用 16 位硬件定時器，具有六種工作模式； 12 路比較/pwm 通道，包括三相六路 spwm 口，可實現空間矢量控制；3 個帶 死區(qū)功能的全比較單元，死區(qū)時間可編程；3 個單比較單元；4 個捕捉單元/正 交解碼脈沖單元（cap/qep 單元） 。 4. 外圍功能模塊為：兩路 8 通道 a/d 轉換器、基于 pll 的時鐘單元、 w

15、atchdog 單元、sci 和 spi 通訊接口、28 個可編程多路復用 i/o 口；可擴展的 外部存儲器總共 192k 字空間；64k 字程序存儲器空間；64k 字數據存儲器空 間；64k 字 i/o 尋址空間。需要說明的是 tms320lf240 x dsp 是定點 l6 位芯片， 存儲數據的最小單位是 16 位的字，每個地址(包括程序地址、數據地址及 io 地址)所存的數據都是 16 位。 dsp 采用程序空間和數據空間完全分開的哈佛(havard)結構，允許同時取 指令和操作數，而且允許在程序空間和數據空間之間相互傳遞數據，即改進的 哈佛結構。tms320lf240 x dsp 的

16、cpu 核心具有獨立的內部數據和程序總線結 構。數據和程序總線分為 6 條 l6 位的總線，分別為：pab，程序地址總線，為 讀寫程序空間提供地址；drab，數據讀地址總線，為讀數據空間提地址； dwab，數據寫地址總線，為寫數據空間提供地址；prdb，從程序空間向 cpu 傳送代碼、立即操作數和表信息的程序讀總線；drdb，從數據空間向中 央算術邏輯單元(calu)和輔助寄存器算術單元(arau)傳送數據的數據讀總線； dweb，可以傳送數據到程序空間和數據空間的數據寫總線。數據讀地址總線 (drab)和數據寫地址總線(dwab)是相互獨立的地址總線，cpu 在相同的機器 周期內可以同時進行

17、數據讀寫操作。 tms320lf240 x dsp 流水線具有四個獨立的階段：取指令、指令譯碼、取 操作數以及指令執(zhí)行。一般情況下，取指令占用 pab 和 prdb；指令譯碼不占 用任何程序和數據總線；取操作數占用 drab 和 drdb；指令執(zhí)行包括將執(zhí)行 結果寫回數據存儲器，將占用 dwab 和 dweb?？梢?，tms320lf240 x dsp 獨特的總線結構大大減少了流水線沖突，極大提高了指令的運行速度。 安徽理工大學畢業(yè)設計 3 圖 1-1 芯片總體結構圖 圖 1-1 是芯片總體結構圖。dsp 總體結構有許多獨特的地方：一是采用多 組總線結構實現并行處理機制，允許 cpu 同時進行程

18、序指令和存儲數據的訪問； 二是采用獨立的累加器和硬件乘法器，使得復雜的乘法運算能快速進行；三是 累加器和乘法器分別連接了比例移位器，使得許多復雜運算或者運算后的定標 能在一條指令中完成；四是有豐富的尋址方式，可方便靈活地編程：五是有完 善的片內外設，可以構成完整的單片系統。其總體結構包括總線結構、中央處 理單元、存儲器與 i/o 空間以及片內外設。 由于擁有上述優(yōu)越的特點，使dsp芯片具有快速的計算速度和完善的控制 能力，能夠實現各種不同類型的復雜控制算法，從而達到很好的性能要求。本 設計采用的控制器為ti公司的dsp芯片tms320lf2407，其產生pwm信號的原 理為：由單獨的定時器產生

19、載波周期，當前需調制的數值與最大的調制數值相 減，其差作為比較對象，不斷地與定時器的計數器的值進行比較。當兩個值匹 配時，相關的輸出就發(fā)生跳變（從低到高或從高到低）。這樣就產生了輸出脈 沖，它的開啟（或關閉）時間與被調制的數值成正比，改變調制數值，相關引 腳上輸出的脈沖信號的寬度也隨之改變。 安徽理工大學畢業(yè)設計 4 1.2.2 電源設計 tms320lf2407a 工作電壓是 3.3v，而系統中許多常用外圍器件主要工作 電壓通常是 5v，因此以 tms320lf2407a 為核心構成應用系統必然是一個混合 電壓系統。系統中不僅要求有 3.3v 電源，還要求有 5v 電源。設計目標就是減 少所

20、需電源數目，并減少產生這些電源電壓所需器件數目。為了減少多電源所 需額外器件數目，不少廠家提供了產生多種電壓芯片。同時，隨著技術不斷進 步，將會出現更多低電壓器件，從而逐漸消除對多電源要求和產生這些電源花 費和復雜性。對于 tms320lf2407a 應用系統而言，首先要解決就是 3.3v 電源 問題。解決 3.3v 電源通常有以下幾種方案。 1. 電阻分壓 利用電阻分壓方法，其原理如圖 1-2 所示。其成本比較低并且結構簡單， 可以作為一種應急方案。但是，該電路實際輸出電壓顯然要小于 3.3v，并且隨 著負載變化，輸出電壓也會產生波動。此外，這種電路無功功耗也比較大。 圖 1-2 電阻分壓

21、2. 直接采用電源模塊 考慮到開關電源設計復雜性，一些公司推出了基于開關電源技術低電壓輸 出電源模塊。這些模塊可靠性和效率都很高，電磁輻射小，而且許多模塊還可 以實現電源隔離。這些電源模塊使用方便，只需增加很少外圍元件，但是價格 比較昂貴。 3. 利用線性穩(wěn)壓電源轉換芯片 線性穩(wěn)壓芯片是一種最簡單電源轉換芯片，基本上不需要外圍元件。但是 傳統線性穩(wěn)壓器，如 lm317，要求輸入電壓比輸出電壓高 2v 或者更大，否則 就不能夠正常工作。因此對于 5v 輸入，輸出并不能夠達到 3.3v。面對低壓電 源需求，許多電源芯片公司推出了低壓差線性穩(wěn)壓器(ldo)。這種電源芯片壓 r1 1k r2 1kc1

22、 22uf c2 0.1uf d 1 +5v v out=3.3v 安徽理工大學畢業(yè)設計 5 差只有 1.3v0.2v，可以實現 5v 轉 3.3v 要求。ldo 所需外圍器件數目少、使 用方便、成本較低、紋波小、無電磁干擾。例如，ti 公司 tps73xx 系列就是 ti 公司為配合 dsp 而設計電源轉換芯片，其輸出電流可以達到 500ma，且接口電 路非常簡單，只需接上必要外圍電阻，就可以實現電源轉換。該系列分為固定 電壓輸出芯片和可調電壓輸出芯片，但這種芯片通常效率不是很高。 綜合幾種電源優(yōu)缺點，dsp 系統采用 ldo 芯片 tps7333。此芯片是 ti 公 司專門為 3.3v 低

23、壓系統設計，它是固定輸出 3.3v，且有上電產生 dsp 系統復 位所需信號。此外它輸出電流可達幾百毫安，輸出功率完全能夠滿足系統所需。 具體電路如圖 1-3 所示。 圖 1-3 產生 3.3v 電源電路 其中+5v 的電壓是有 h7805ae 三端穩(wěn)壓 ic 產生，它的正向輸出電壓 +5v，電壓誤差范圍（“a”表示正負誤差 3%） ，即 4.505.005.15v。電路圖如 1-4 所示。 圖 1-4 h7805ae 應用電路 in 4 in 3 en 2 gnd 1 out 5 out 6 sense 7 reset 8 u1 tps7333 +5v r1 250k c1 10u c2 0

24、.1u vcc d 1 zd18.2v d ? d io d e c1 c2c3 r1 rl scr 13 2 vv g nd in o ut u 1 h 7805a e r2 220v +5v 安徽理工大學畢業(yè)設計 6 1.3 數字變頻電源的分類及優(yōu)點 根據有無直流環(huán)節(jié)而將高壓變頻器分為兩大類： 1.無直流環(huán)節(jié)的變頻電源，即交交變頻電源； 2.有直流環(huán)節(jié)的變頻器稱為交直交變頻電源，其中直流環(huán)節(jié)采用大電 感以抑制電流脈動的變頻器稱為電流源型變頻器；直流環(huán)節(jié)采用大電容以抑制 電壓波動的變頻器則稱為電壓源型變頻器。 電流源型變頻器又可以分為：器（lci） ； 采用自關斷器件（gto 或 sgct）

25、的變頻電源。 電壓源型變頻器則可以分為： 功率器件串聯二電平直接高壓變頻電源； 采用 igct 或 hvigbt 的三電平變頻電源； 采用 lvigbt 的單元串聯多電平變頻電源。 變頻器是利用電力半導體器件的通斷作用將工頻電源變換為另一頻率的電 能控制裝置。其優(yōu)點如下： 1)采用數字控制方案，使得許多高級，復雜的算法有可能通過數字控制器 件來實現。相對于傳統的應用廣泛的pid控制器，在上個世紀，人們提出許多高 級的，復雜的控制策略以滿足用戶對工業(yè)控制特性的越來越高的要求。其中應 用比較成功的有模糊控制，神經網絡控制，無差拍控制，自適應控制等。這些 新型的控制策略，與傳統的pid控制策略一起使

26、用，可以取長補短，有效的提高 系統的性能。 2)采用數字控制方案，可以有效的提高電源的一致性，克服模擬控制帶來 的產品性能分散性。應用模擬控制，不可避免的要碰到原器件參數分散的問題， 而這些問題都是設計者無法避免的。只有在設計時不斷的調整系統參數來盡量 減小參數分散性對系統性能的影響。使用數字控制，可以很容易的提高產品的 一致性。 3)數字控制器件失效率低，可靠性高。構成的系統可靠性較模擬系統要高。 安徽理工大學畢業(yè)設計 7 2 單相 spwm 變頻電源工作原理 本次設計單相spwm變頻器在其工作中，首先是將380v的三相交流進行整 流，然后采用spwm技術對整流后的直流電進行逆變，利用中頻變

27、壓器降壓后 給負載供電。下文就運用到的原理做一些簡單的敘述。 2.1 整流技術 當整流負載容量較大，或要求直流電壓脈動較小時，應采用三相整流電路， 其交流側由三相電源供電。三相可控整流電路中，最基本的是三相半波可控整 流電路，應用最廣泛的是三相橋式全控整流電路，本節(jié)就三相橋式全控整流電 路進行分析。 三相橋式原理圖如圖 2-1 所示，習慣將其中陰極連接在一起的 3 個晶閘管 （vt1，vt3，vt5）稱為共陰極組；陽極連接在一起的 3 個晶閘管 （vt4，vt6，vt2）稱為共陽極組。此外，習慣上希望晶閘管按從 1 到 6 的順 序導通，為此將晶閘管按圖的順序編號，以下首先分析其工作情況。 2

28、.1.1 變頻電源的工作原理 a b c vt1vt3 vt5 vt4vt6vt2 負載 l 圖 2-1 三相橋式全控整流電路 本次畢業(yè)設計整流部分采用的是晶閘管，所以我們著重分析其在自然換相 點處換相，即在 a=0 時的工作情況。由圖 2-2 知變壓器二次繞組相電壓與線電 壓波形的對應關系看出，各自然換相點既是相電壓的交點，同時又是線電壓的 交點。 從相電壓的波形看，以變壓器二次側的中點 n 為參考點，共陰組晶閘管導 通時，整流輸出電壓 ud1 為相電壓在正半周的包絡線；共陽極導通時，整流輸 出電壓 ud2 為相電壓在負半周的包絡線，總的整流輸出電壓 ud=ud1-ud2 是兩條包絡線間 的

29、差值。將其對應到線電壓波形上，即為線電壓在正半周的包絡線。 安徽理工大學畢業(yè)設計 8 圖 2-2 電壓電路波形 直接從線電壓波形看，由于共陰極組中處于通態(tài)的晶閘管對應的是最大的 相電壓，而共陽極中處于通態(tài)的晶閘管對應的最小的相電壓，輸出整流電壓 ud 為線電壓在正半周期包絡線。 為了說明各晶閘管的工作情況，將波形中的一個周期等分為 6 段，每段為 60 度,如圖 2-2，6 個晶閘管的導通順序為 vt1vt2vt3vt4vt5 vt6。 2.2 逆變工作原理 2.2.1 逆變器方波輸出工作原理 圖 2-3 是電壓型單相全橋逆變電路的等效電路，其中全控型開關器件 q1、q7 同時通、斷；q3、q

30、5 同時通、斷。 q1（q7）與 q3（q5）的驅動信號互 補， 即q1、q7有驅動信號時， q3、q5無驅動信號，反之亦然。 如果在期間，q1、q7 有門極驅動信號，q3、q5 截止，2/0 0 tt =+e。在期間，q3、q5 有門極驅動信號，q1、q7 截止，=- ab v 00 2/ttt ab v e。因此輸出電壓是 180寬的方波電壓，幅值為 e。 ab v 圖 2-4(a)所示 180方波輸出電壓瞬時值、有效值分別為：)(tvab ab v q 5q 1 q 7 q 3 d1d5 d3d7 e a b d i a i z 負 載 圖 2-3 電壓型單相全橋逆變電路的等效電路 安徽

31、理工大學畢業(yè)設計 9 （2-1）)tnsin( n e tv ,n ab 4 531 （2-2）edtv t v t dab 21 2 0 2 0 02 其基波分量有效值可表示為： （2-3）e.e e v90 22 2 4 1 純電阻負載時電流是與電壓同相的方波，如圖 2-4(b)所示。 a i ab v 純電感負載時電流是三角波： a i 在期間，線性上升；2/0 0 tt evdtdil aba a i 在期間,，線性下降； 00 2/tttevab a i 在期間，雖然q1、 q7 有驅動信號， q3、 q5 阻斷，但4/0 0 tt 為負值，負值只能經 d1、d7 流回電源。故只在t

32、t0/4， a i a i 以后由于 q1、q7 仍有驅動信號，且線0 a idtdilev aab 0 a i 性上升 直到 t=t0/2，所以 q1、q7 僅在期間導電，電源2/4/ 00 ttt 向電感 供電。同 理在期間是 d3、d5 導電；q3、q5 僅在 00 4/32/1ttt 期間導電，如圖 2-4(c)所示。 00 4/3ttt 對于純電感負載， （2-4） 2 2 0/ t i l t i l dt di le amaa 因此其負載電流峰值為： am ilf/eiam 0 4 當負載為電阻電感性負載（rl）時，亦可求得瞬時負載電流的表達式 a i 為： （2-5）)(sin

33、 1 , 5 , 3 , 1 n n m n a tn nz v i 式中電壓基波峰值 （2-6）/ev m 4 1 n 次諧波阻抗 （2-7） 2122 )(lnrzn 相角 r ln arctg n （2-8） 安徽理工大學畢業(yè)設計 10 電阻、電感性（rl）負載時，基波電流為： 1a i （2-9） )tsin( lr eia 1 2 2 1 14 （2-10） r l arctg 1 是電流滯后電壓的相位角。 1 1a i ab v 圖 2-4(d)為 rl 負載時的基波電流。如果負載電流瞬時值為圖 2-4(d)的波 1a i 形，在期間，q1、q7 有驅動信號，但為負值，且 q3、q

34、5 截止，t0 a i 因此 d1、d7 導通，故直流電源輸入電流為負值；在 dab vv d i a i 期間，為正值，q1、q7 有驅動信號導通，；在t a i ad ii 期間，q3、q5 有驅動信號但此期間仍為正值，且 q1、q7 截止，t a i 故 d3、d5 導通，所以、，直到，。然后 ad ii dab vvt0 ad ii 在期間 q3、q5 導通。圖 2-4(e)是 r-l 負載時直流電源輸入電2t 流的波形。 d i 2.2.2 濾波器 為了抑制高次諧波我用到了濾波器，濾波器又分無源濾波器和有源濾波器。 1.無源濾波器 主要由電容器、電抗器、有時還包括電阻等無源元件組成，

35、對某次諧波或 t t t (a)負載電壓 (b)電阻負載電流波形 (c)電感負載電流波形 t (d)r-l負載電流波形 (e)輸入電流波形 驅動 7 q 1 q驅動 7 q 3 q驅動 5 q ab v a i a i 0 0 0 0 0 0 t 4 0 t43 0 t 2 0 t 1 q 7 q 3 q 5 q 3 d 5 d 7 d 1 d 1 q 7 q 3 q 5 q 3 q 5 q 1 q 7 q r負載 l負載 a i rl負載 2 t d i 3 d 5 d 1 d 7 d 1 q 圖 2-4 方波逆變器電壓、電流波形 安徽理工大學畢業(yè)設計 11 其以上次諧波形成低阻抗通路,以達

36、到抑制高次諧波的目的。目前用于工程實際 的濾波器種類有: 各階次單調諧濾波器、雙調諧濾波器、二階寬頻帶與三階寬 頻帶高通濾波器等。 1)單調諧濾波器。一階單調諧濾波器的優(yōu)點是濾波效果好,結構簡單(見圖 2-5a);缺點是電能損耗比較大 , 但隨著品質因數的提高而減少,同時又隨諧波次 數的減少而增加。二階單調諧濾波器,當品質因數在 50 以下時,基波損耗可減少 20%50 %,屬于節(jié)能型,濾波效果等效。三階單調諧濾波器(見圖 2-5c)是損耗最 小的濾波器,但組成比較復雜,投資較高,用于電弧爐系統中,二次濾波器選用三階 濾波器較好,其它次諧波選用二階調諧濾波器。 2)高通(寬頻帶)濾波器。一般用

37、于某次及以上次的諧波抑制(見圖 2-5b)。例 如在電弧爐系統中采用高通濾波器時,通過參數調整,可對 5 次及以上諧波形成低 阻抗通路,這樣對高次諧波就起到濾波作用。 圖 2-5 各種無源濾波器的結構圖 2.有源濾波器 雖然無源濾波器具有投資少、效率高、結構簡單及維護方便等優(yōu)點,在現階 段廣泛用于配電網中,但由于濾波特性受系統參數影響較大,只能消除特定的幾次 諧波,而對某些次諧波會產生放大作用,甚至產生諧振現象等因素,隨著電力電子 技術的發(fā)展,人們將濾波研究方向逐步轉向有源濾波器，有源濾波器不僅能夠補 償各 安徽理工大學畢業(yè)設計 12 圖 2-6 有源濾波 次諧波,還可以抑制電壓閃變現象,補償

38、無功功率,具有再適應功能,可自動跟蹤補 償變化的諧波,具有高度可控性和快速響應等特點。另外,增加整流變壓器二次側 的相數,采用多相整流的整流裝置,可以有效消除次數低的諧波。還可以通過改善 供電環(huán)境,如設法加大系統的短路容量,提高諧波源負荷的供電電壓等級,有專門 線路為諧波源負荷供電措施。 在本次設計中我用到的是 lc 濾波器。 由于逆變橋輸出的并不是用戶所需要的正弦波，而是包含很多諧波的正負 方波，所以通常逆變電路輸出端要接 lc 低通濾波器濾除階次較高的諧波，將 接近正弦的電壓供給負載，如圖 2-7 所示。 若逆變電路輸出的 n 次諧波()有效值為，則經 lc 濾波器衰減以后輸出到n n v

39、 負載的 n 次諧波電壓近似為 ln v （2-11） 1 1 1 22 lcn v cn cn ln v v nn ln 適當地選擇 lc 使 n 次諧波容抗遠小于感抗：，cn/1ln 22 1nlc/ 即諧振頻率，則nlc/1 0 （2-12） 2 0 2 0 2 22 ) n ( v n v lcn v v nnn ln （2-12）式表明逆變電路輸出端的 n 次諧波電壓經 lc 濾波器后要衰減 逆 變 器 l cload v l ve 圖 2-7 帶 lc 濾波器的逆變器 安徽理工大學畢業(yè)設計 13 倍。諧波階次越高，經同一 lc 濾波器衰減后它對負載的影響越小。 2 0 2 )/(n

40、 2.2.1 節(jié)中單相逆變器輸出電壓均為 180寬的方波交流電壓。其輸出電壓中 基波電壓數值只由輸入電壓唯一確定，而且輸出電壓中除基波外含有大量的e 諧波，對其中的三、五、七等低階次諧波若采用 lc 濾波器去衰減，則必須有 lc 數值很大的濾波器，因為要濾除 n 次諧波必須，即cn/ln1 ，諧波階次 n 低，要求 l、c 的諧振頻率nlc/1 0 n/lc1 低，要求 l、c 數值很大。這不僅使濾波器龐大，而且過大的電感有負載電 0 流流過時還會引起較大的基波電壓降，過大的電容 c 又會使通過電容的基波電 流較大。逆變器輸出電壓的控制就是要使輸出電壓的基波分量大小可控，輸出 電壓波形中含有的

41、諧波成分小且最低階次的諧波階次高，這樣僅用較小的 lc 濾波器即可起到很好的濾波效果。 在實際應用中，很多負載都希望逆變器的輸出電壓（電流） 、功率以及頻率 能夠得到有效和靈活的控制，以滿足實際應用中各種各樣的要求。例如，異步 電動機的變頻調速就需要逆變器的輸出電壓和頻率都能改變，并實現電壓、頻 率的協調控制。對于全數字控制變頻器，則要求在輸入電壓和負載變化情況下 頻率可變。于是滿足上述要求的正弦脈寬調制得到了廣泛的應用。 2.3spwm 基本原理 采樣控制理論中有一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有 慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。pwm 控制技術就是以該結論為理論基礎， 對半導

42、體開關器件的導通和關斷進行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬 度不相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的規(guī) 則對各脈沖的寬度進行調制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸 出頻率。 spwm（sinusoidal pwm）法是一種比較成熟的、目前使用較廣泛的 pwm 法。spwm 法就是以上述結論為理論基礎，用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正 弦波等效的 pwm 波形即 spwm 波形控制逆變電路中開關器件的通斷，使其輸 出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區(qū)間內的面積相等，通過改 變調制波的頻率和幅值則可調節(jié)逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。 各種 pwm 控

43、制策略，特別是正弦脈寬調制 spwm 控制已在逆變技術中得 到廣泛應用。在 dc/dc、ac/dc、ac/ac 變換中，pwm 控制技術也是一種很 好的控制方案并已得到廣泛的應用。目前，spwm 主要有單極性正弦脈寬調制 （sspwm） 、雙極性正弦脈寬調制（bspwm） 、單極倍頻正弦脈寬調制等幾種 方式。 安徽理工大學畢業(yè)設計 14 圖 2-9 中給出了雙極性 spwm 調制原理，其中調制參考波為幅值為的 rm v 正弦波，其頻率就是輸出電壓基波頻率。高頻載波為雙極性三角波， r v r f 1 f c v 幅值為，頻率為。無論在的正半周還是負半周，當瞬時值時， cm v c f r v

44、cr vv q1、q7 導通， q3、q5 截止，于是逆變器輸出電壓；當瞬時值evab 時， q1、q7 截止，而 q3、q5 導通，于是逆變器輸出電壓。 cr vv evab 因此可以得到輸出電壓的波形： ab v tvtv m sin)( 1 0t 4 5 2 1 2 3 7 8 9 2 10 t d v d v )(tvab (b) )(tv 10 3 1234 5 10 987 6 10 5 10 7 10 9 12345 1 2 0 (a) (b)spwm等效電壓(a)正弦電壓 1 a 2 a 圖 2-8 用 spwm 電壓等效正弦電壓 它在正負半周中都有多個正、負脈沖電壓，故稱這種

45、 pwm 控制為雙極性 正弦脈沖寬度調制。 這種調制方式下，載波比，每半個周波中正脈沖和負脈沖共有 1 / ffn c n 個。若固定三角載波頻率，改變，即可改變輸出交流電壓基波的頻率 c f r f （） ；若固定載波比 n，改變三角載波頻率，則也可改變輸出交流 1 f r ff 1c f 電壓基波的頻率。另外，電壓調制系數，固定三角載波電壓幅 1 f mcmr vvm/ 值，改變正弦調制參考波的幅值，即改變調制比 cm v r v rm v ，則將改變與兩波形的交點，從而改變每)/( mcmrcmrm vmvvvmm， r v c v 個脈沖電壓的寬度，改變中基波和諧波的數值?？梢宰C明，如

46、果載波比 n 足 0 v 夠大，調制比，則基波電壓幅值，輸出電壓基波1m cmrmm v/veemv 1 最大時其有效值只能達到，即。對比 180寬的e./e70702 )m(ev m 1 1 方波交流電壓，其基波有效值由公式（2-3）式可知為，可見雙極性正e.v90 1 弦脈沖寬度調制 spwm 改善輸出電壓波形的代價是犧牲了直流電壓利用率，即 輸出電壓的基波電壓從減小到 0.707。e.v90 1 e 安徽理工大學畢業(yè)設計 15 頻譜分析表明：pwm 脈沖電壓具有與理想正弦電壓相一致的基波分量， 而其最低次諧波的頻率可以提高到 spwm 調制頻率（即開關頻率）附近。 采 用雙極性 spwm

47、 控制時輸出電壓中可以消除 n-2 次以下的諧波，因此除基波外， 其最低階次的諧波為 n-2 次。如果逆變器輸出頻率，開關的通、斷頻hzf50 1 率，則 n=20000/50=400，這時可消除 398 次以下的諧波。存留的高khzfc20 次諧波相對值比 180寬的方波中同階次的諧波相對值雖然還可能高一些，但由 于其階次高，容易濾除，其相應的畸變系數還是很小的。因此，開關頻率足夠 高時，利用較小的濾波器就可以將其中的諧波濾除，使逆變器輸出電壓波形很 接近于標準正弦。 在全數字變頻器系統中，逆變橋工作在單極倍頻 spwm 工作方式，單極倍 頻 spwm 調節(jié)原理如圖 2-10 所示。圖中依次

48、分別為：spwm 驅動信號形成示 意圖、逆變器第一態(tài)，且有一定的死區(qū)限制（死區(qū)時間內二者都不導通） ， q5、q7 組成另一個橋臂，互為交替互補通斷狀態(tài)，有相同的死區(qū)限制。q1 和 q5 的觸發(fā)信號相位相差 角度，這就形成了單極倍頻工作方式。與雙極性電壓 開關電路相比，其輸出諧波頻率是開關頻率的兩倍，諧波分量小，易于濾除。 死區(qū)的設置是為了防止因 q1、q3 或 q5、q7 同時導通而形成橋臂直流短路故 障。如果在四個開關橋臂輸出電壓的波形、逆變器第二橋臂輸出電壓的波 a v b v 形、橋式逆變器輸出電壓的 spwm 波形?？刂七^程中，q1、q3 組 baab vvv 成一個橋臂互為交替互補

49、通斷狀態(tài)器件 q1q7 的柵極和發(fā)射極間加上按正弦脈 沖寬度調制（spwm）的高頻信號，那么逆變橋輸出電壓即是 spwm 電壓波形。 圖 2-10 單極倍頻 spwm 調制原理圖 9 r c f f n cm v rm v t t 1 2 3 22 2 3 4 e e ab v 2 cm rm v v m 2 0 圖 2-9 雙極性 spwm 調制原理圖 e 0 e 0 e 0 -e 安徽理工大學畢業(yè)設計 16 2.4 數字控制系統設計 boost模式中以輸出電壓作為反饋信號構成單閉環(huán)控制系統。電壓單閉環(huán)的 典型控制框圖如圖2-11所示。 圖2-11中，電壓環(huán)控制器gv可根據控制系統的要求選擇

50、p，pi，pid等不同 形式；pwm環(huán)節(jié)將控制器輸出與鋸齒波相比較輸出為脈沖占空比鋸齒波幅值為 1，則 gvpwm 2 1 /1lcssl r v k r u o u f u c u i v 圖2-11電壓型單閉環(huán)控制系統框圖 pwm 環(huán)節(jié)的傳函可以用單位 1 表示。穩(wěn)定工作的開關電源輸出除了受的控 c u 制外，還與和負載大小有關。這里可以把輸入電壓看成是一個擾動，因此 i v i v 輸出將只受給定信號的影響，而不受的影響。控制對象為 lc 濾波器及其 r u i v 所接阻性負載 r，對應的傳函 ho為輸出濾波器傳遞函數： 或 （2-13） 2 1 /1 o h s lcsl r 2 1

51、 ( /)( /) 1 o h ss 這里 1/l c rlc 顯然 ho為典型的二階系統傳遞函數形式。按照歸一化的思想，設 。1/rad s 2.4.1pi 調節(jié)器 在圖 2-11 中，電壓反饋取為單位負反饋即，若電壓環(huán)控制器 gv 采用1 v k pi 調節(jié)器，其傳遞函數可表示為： （2-14） (1) ( )/ pi vpi i ks g skks s 其中/ ipi kk 根據上述取值可以得到閉環(huán)系統的開環(huán)傳遞函數： 安徽理工大學畢業(yè)設計 17 （2-15） 1 1 ) 1( )()( 2 00 sss sk hsgsg i ip v 為使閉環(huán)系統穩(wěn)定，通常選。對于一個實際系統，一旦l

52、c參數設1/ i 計好之后值隨之確定?？墒紫却_定保證系統閉環(huán)穩(wěn)定的值，然后再由式 p k （2-14）計算相應的值，這樣可以快速確定pi調節(jié)器中和這兩個參數 i k p k i k 值。在歸一化的情況下 ，則式(2-15)可寫成：1 i （2-16） 1 1 ) 1( )()( 2 00 sss sk hsgsg p v 則其閉環(huán)函數： （2-17） 32 (1) ( ) 1(1) p o c opp ks g g s gssksk 其閉環(huán)特征方程為=0 32 (1) pp ssksk 根據hurwitz判據，使系統穩(wěn)定的充要條件是即(1)0 pp kk ，而與關系如圖2-12所示。/1 p

53、k p k 圖2-12 與的關系示意圖 p k 從圖2-12可知，對于控制對象來說為保證閉環(huán)控制穩(wěn)定性，當阻尼比小 時，pi控制器的kp可以選擇較小的值，這時穩(wěn)態(tài)精度將較大，當阻尼比大時， kp應選擇較大的值，但穩(wěn)態(tài)精度將降低。另一方面， kp的取值還應確保在諧 振峰處的增益不超過0db。 2.4.2pid 調節(jié)器 若控制器采用 pid 控制器，文獻提出了對于逆變系統根據其性能指標的要 求進行零極點配置的方法。pi 控制作用影響低頻段，增大低頻增益并改善靜態(tài) 精度，pi 控制器的作用如同相位滯后補償器。而 pid 控制器是一個滯后超前 控制器，不僅可以增大相位超前角并改善系統穩(wěn)定性，而且也增大

54、了系統的帶 0.10.20.30.40.50.60.7 0.5 1 1.5 2 kp 安徽理工大學畢業(yè)設計 18 寬，因此響應速度加快。 本文則通過圖形分析法來確定 pid 調節(jié)器的參數。 pid 調節(jié)器的傳遞函數可表示為： （2-18） 2 / pid vpid k skk s gkksk s s 則開環(huán)傳遞函數為： （2-19） 1 1 )()( 2 2 00 sss skksk hsgsg dip v 顯然此時的開環(huán)傳遞函數中有 2 個零點需要確定，其中一個零點可以設置 為對應于輸出 lc 濾波器的諧振角頻率處，在歸一化設計中=1。這樣設計 n n 的好處在于能夠近似對消掉控制對象中的大

55、的慢性環(huán)節(jié)，提高開環(huán)的截止頻率， 加快動態(tài)響應。另一個零點則置于第一個零點約 1/3 頻率處，為主極點。同時 選擇適當的 kp 值可以的使系統的諧振峰值不超過 20db，開環(huán)截止頻率比 pi 調 節(jié)器時要高得多，因此動態(tài)響應也要快很多。 2.4.3 控制方案控制方案 本文所設計的變壓變頻電源輸出基波頻率及電壓變化范圍較寬，輸出頻率 為 40hz1khz，輸出電壓 30250v，選擇合適的控制策略才能使整個輸出范圍內 的 thd 較小。逆變器控制策略有很多，如重復控制、無差拍控制、電壓電流雙 環(huán)控制和瞬時值內環(huán)平均值外環(huán)控制等。本文采用了外環(huán)為平均值環(huán)、內環(huán)為 瞬時值控制獲得快速的動態(tài)性能，保證

56、輸出畸變率較低，外環(huán)使得各個頻率段 的輸出電壓具有較高的精度，并通過采用 dsp tms320f240 全數字控制得以實現。 vvvf 電源結構框圖如圖 2-13 所示。單相正弦波輸入電壓經 boost 環(huán)節(jié) ac u 變成 540v 穩(wěn)定的直流輸入，逆變部分采用全橋結構。 安徽理工大學畢業(yè)設計 19 圖 2-13vvvf 電源結構框圖 全數字控制器控制電路以電機控制專用的 dsp 芯片 tms320f240 為核心，采 用內環(huán)瞬時值環(huán)、外環(huán)平均值環(huán)的雙環(huán)控制。內環(huán)速度比外環(huán)快，在正弦給定 的情況下，瞬時值內環(huán)反饋能使電壓波形盡量接近正弦波，以減小輸出電壓畸 變率。外環(huán)為平均值環(huán)，采用 pi

57、調節(jié)器，速度較慢。有了平均值外環(huán)，可以保 證輸出電壓有較高的精度。 控制系統設計控制系統設計 系統的控制圖如圖 2-14 所示 圖中 e直流母線電壓pwm 環(huán)節(jié)等效增益 pwm k 為輸出濾波器網絡。輸出電壓經整流濾波及比例環(huán)節(jié)和參考電壓相 )/( 2 rlslcrsr 比較，誤差信號經外環(huán) pi 調節(jié)器乘以參考標準正弦波作為內環(huán)參考給定。 sksk wwp / )( 1 輸出電壓經比環(huán)節(jié)比例和內環(huán)參考相比較，誤差信號經內環(huán) pi 調節(jié)器得到 sksk iiip / )( 了內環(huán)的輸出，控制逆變電源輸出參考給定。 內環(huán)設計內環(huán)設計 內環(huán)被控系統的傳遞函數為： （2- 1 2 = pwm k k

58、er g s lcrslsr 安徽理工大學畢業(yè)設計 20 20） 圖中曲線 1 為被控系統波特圖，為濾波器的轉折頻率。內環(huán)采用 pilc c /1 調節(jié)器，圖中曲線 2 為 pi 調節(jié)器的特性，轉折頻率等于，這樣，補償后的 c 開環(huán)傳遞函數為： （2-21） 1 2 ( )* ipii pwm k sk k ker g s slcrslsr 波特圖如圖 2-15 所示： 其中為穿越頻率。補償后，系統在低頻以-20db 下降，保證了有較高的低頻 0 開環(huán)增益，在高頻以-40db 下降，較好的抑制了開關頻率分量及高頻擾動。 在實際中，尤其在輕載或空載時，不能選擇過大，過大且靠近時， 0 c 系統會

59、出現不穩(wěn)定。根據主電路參數 l=360uh,c=2.2uh, =,lc/1 0 4 10*55 . 3 取 6280rad/s。各參數見表 1。 0 安徽理工大學畢業(yè)設計 21 表表 2-12-1 r 45 l360uh c2.2uf k11 kpwm1/200 e400 sksk iiip / )( s/ )39.1510*33 . 4 ( 3 外環(huán)設計： 外環(huán)為平均值環(huán)，也使用 pi 調節(jié)器，當輸出和參考電壓有誤差時，通過 pi 校正內 環(huán)的參考給定，使得輸出電壓跟隨參考電壓。pi 校正可以保證輸出和參考無靜差。 設計時選擇 pi 校正器為（0.0909+5.709）/s，對應的轉折頻率為

60、=62.8rad/s,穿 c 越頻率=6.28rad/s。 0 安徽理工大學畢業(yè)設計 22 3 單相 spwm 方式變頻電源系統組成 本章是全文的重點，單相 spwm 方式變頻器系統由主電路，驅動電路，檢測電 路組成。同時對一些參數做簡單的推算。 3.1 主電路 主電路見附圖，實驗接入 380v，頻率三相為 50hz 的交流電，經過三相橋式整 流變?yōu)橹绷麟?，其大小按照式td(t)=1.35ucosa 1.4u。其sin2 3 3/2 3/ uuo a a 中 u 為線電壓，a 為觸發(fā)角。因為采用的是自然換相，故 a=0 即整流后的直流電壓 平均值為=540v，考慮到輸入三相電有 10%的波動，