PCBSPI2016XD-7

1、信號/電源完整性(SPI)分析與設計Chapter7第七講第七講PCB互連的阻抗互連的阻抗/速度及建模速度及建模1西安電子科技大學電路西安電子科技大學電路CAD研究所研究所李玉山李玉山教育部超高速電路設計與教育部超高速電路設計與EMC重點實驗室重點實驗室27 7.0 .0 引言引言圖7.1 電路圖中的一條一條互連線，實際上是兩兩條條線組成的傳輸線傳輸線圖7.1指出人們在繪制電路圖時只關注互連線的信號路徑。實際上它是傳輸線，一條是信號路徑信號路徑，另一條稱作返回返回路徑路徑！原理圖中的互連線原理圖中的互連線傳輸線的信號路徑傳輸線的信號路徑傳輸線的返回路徑傳輸線的返回路徑地地國外工程師已經(jīng)將互連線

2、互連線按傳輸線傳輸線設計成阻抗線阻抗線。傳輸線(微帶線-準TEM?及帶狀線-TEM?)是平面電磁場TEM波傳輸?shù)腣/I波簡化！便于分析信號波形、時延和互連設計！根據(jù)阻抗的基本定義，傳輸線有三種阻抗將傳輸線始端的輸入阻抗輸入阻抗簡稱為阻抗阻抗；將信號隨時遇到的及時阻抗稱為瞬時阻抗瞬時阻抗；如果在信號前進過程中，傳輸線的橫截面幾何結構都不變，則稱其為特性阻抗特性阻抗。3一種糊涂認識：線電阻電阻怎么是50？是并聯(lián)并聯(lián)還是串聯(lián)串聯(lián)？注意，這里應是電壓/電流波的傳輸阻抗阻抗而非電阻！傳輸線的兩個重要特征：特性阻抗特性阻抗和時延時延。關注的重點重點都是：傳輸線對信號的作用。(徹底分布式)理想傳輸線理想傳輸

3、線是仿真軟件工具中一種新的電路元件，其模型帶寬相當寬。仿真效果更貼近真實；準確表征了互連實際性能；與實測結果也很吻合。但是，理想傳輸線理想傳輸線的電路概念不夠簡明易懂。下面，重點突出電路概念型的集總參數(shù)傳輸線模型集總參數(shù)傳輸線模型！47.1 返回返回路徑路徑 “接地接地”以往我們直接簡單地將“地”認作傳輸線的返回路徑。在信號完整性分析與設計中，最忌諱的就是原先意義上的“地”。中央“地”已經(jīng)難覓，更多的是本地“地”。現(xiàn)在，關心的不是“地”，而是真實信號附近的返回返回路徑路徑！我們要主動地給信號創(chuàng)造出低阻抗的返回路徑返回路徑！理想情況下，要讓每個信號都有單獨的返回地路徑返回地路徑。一般情況下芯片輸

4、出信號與地引腳的比率為8:1(認為電源引腳數(shù)=地引腳數(shù))；超高速互連則要求這一比率為2:1。5以往把某一路徑稱作地地時，我們已經(jīng)將它默認地看成是所有電流的匯合處。隱喻是中央“地地”，即：返回電流流進這里，又從這里流向別處。這是一種錯錯誤誤的觀念!信號完整性的許多問題，都源自返回路徑設計不當。要認真設計返回路徑的幾何形狀(它影響到特性阻抗和線間耦合等)。事實上，只要情況允許，電流信號總總會會自行自行選擇選擇盡量靠近信號路徑的低阻抗路徑返回低阻抗路徑返回。6圖7.2 不再使用“地地”這個詞，用返回路徑的概念能避免許多問題圖7.2 強調(diào)不要再說地地(Ground)了！要主動設計好返回路徑以消除隱患。

5、追根溯源：可能是當初原理圖上只有一個概念地地而無返回路徑，誤導誤導了版圖設計/分析。在原理圖中，信號的交流(AC)成分仍被默認為從地地返回。而實際上則可能是以電源，如Vcc或Vdd平面，作其返回路徑。認真的PCB版圖設計對SI性能很重要，不能再看作是無關緊要的布板、勒版(Layout)。77.2 互連線上的信號互連線上的信號在分析信號與互連的相互作用時，傳輸線的兩條導線(體)同等重要。信號路徑與返回路徑是人為劃分的。設想兩條線一樣，如雙絞線，兩條路徑間沒有嚴格的區(qū)分。這時，可以將任意一條視為信號路徑，而另一條為返回路徑(這進一步地顛覆了“地地”的概念)。如果兩條導線不相同，如微帶線，我們通常通

6、常把較窄的那條叫做信號路徑，而把平面稱為返回路徑。89信號進入傳輸線后，以材料中光(電磁)速沿傳輸線向前移動。信號信號通常是指信號路徑和返回路徑相鄰兩點間的電壓(根據(jù)傳輸線的阻抗，可以算出電流。因此，信號信號可以是電壓電壓或電電流流)，我們可以感受到信號信號從左到右的傳輸從左到右的傳輸過程過程，如圖7.3所示。圖7.3 某時刻上升邊上升邊信號波形,信號是指信號線和返回線兩點間的電壓7.3 互連線的均勻性和對稱性互連線的均勻性和對稱性互連線幾何結構有兩個基本特征：導線沿線橫截面的均勻程度和兩導線的相似/對稱程度。 均勻性均勻性如果導線上任何一處的橫截面相同，如同軸電纜，稱這種互連線為均勻傳輸線。

7、均勻傳輸線也稱為可控阻抗傳輸線，如:雙絞線、微帶線、帶狀線和共面線。圖7.4給出了各種均勻傳輸線。1011圖7.4 互連中常用的均勻均勻傳輸線橫截面示例雙絞線同軸線共面線微帶線嵌入式微帶線帶狀線非對稱帶狀線 非非均勻性均勻性整個互連中的非均勻是常態(tài)！若結構或材料在某一局部出現(xiàn)改變，如遇連接件或線間距改變，互連就成為非均勻傳輸線了。連接件，如雙列連接件，如雙列直插封裝直插封裝(DIP)或扁平封裝扁平封裝(QFP)的一對引腳形成一段非均勻；PCB板上線條如果局部返回路徑有間隙或信號線臨近某導體，也可能是一段非均勻。只要把不均勻長度控制得比較短短即可！12高速互連必須盡可能設計成均勻傳輸線，盡量減小

8、非均勻傳輸線長度。因為只有均勻傳輸線的阻抗是可控的，其反射較小。 對稱性對稱性如果兩導線形狀和大小都一樣，就稱作對稱對稱傳輸線。同軸電纜、微帶線、帶狀線，都是非對稱傳輸線；雙絞線、共面線，就是對稱傳輸線。對于單端線單端線而言對稱對稱/ /不對稱不對稱無所謂；在設計雙端差分差分對對時就特別強調(diào)對稱對稱性！137.4 互連傳輸互連傳輸線上的信號速度線上的信號速度如圖7.6所示，信號信號是指信號路徑與返回路徑之間的電電壓壓(或電流電流，以后將隱含不提)。14圖7.6 信號傳播速度包括交變電壓/電流波的建立速度、傳播速度，它取決于路徑周圍的材料15場鏈的傳播速度，簡化的電壓波速度v都都由下式得到：其中

9、： 0 自由空間的介電常數(shù)，其值為8.8910-12 F/m r 材料的相對介電常數(shù) 0 自由空間的導磁率，其值為410-7 H/m r 材料的相對導磁率顯然，不同介電常數(shù)介電常數(shù) r決定了不同的信號速度信號速度v。這是 r除了影響電容值外，另一個深遠影響深遠影響！代入數(shù)據(jù)可得：(7.5) (7.4)0r0r1=v 8rrrr2.99 10(11.9)=/vm sin ns 16除了鐵、鈷、鎳之外，其他互連材料的相對導磁率r都為1。因此一般的材料光速光速為：(7.6)空氣(相對)介電常數(shù) r=1， 其速度v =12 in/ns。FR4的介電常數(shù)在4.0到4.5之間。FR4互連中的材料光速約為

10、v = 6in/ns。提醒注意的是：決定微帶線微帶線中信號速度的 r=有效有效介電常數(shù)eff ，由兩種兩種介質(zhì)的情況確定。若eff3，則v 6.9in/ns。r12= in/nsv17時延tD與互連長度Len、速度v的關系如下：每單位長度(Inch)互連延時的ps數(shù)，稱為走線時延。PCB中FR4的走線時延的走線時延約為tD =0.166ns/in170ps/in。 (7.7)DLentv7.5 信號上升邊的空間延伸信號上升邊的空間延伸每個信號都有一個上升邊tR ，即：從10上升到90的時間。信號在傳輸線上傳輸，前沿則在傳輸線上拓展開，這就呈現(xiàn)出一個空間上的延伸。當信號的上升邊走出驅動器之后的某

11、一時刻，如果我們讓時間突然停滯，觀察傳輸線上電壓分布的情況，將會發(fā)現(xiàn)如圖7.7所示。這時，原先在時間軸上的上升邊形狀，在這里的空間軸上變成一個下降邊的形狀。這就稱之為前沿的空間延伸前沿的空間延伸。1819圖7.7a 橫軸仍為x，不同t(從左到右依次為t1t6)時刻的6個波形空間延伸快照(注意注意： x0處的空間延伸對應時間軸的上升邊上升邊信號波形)。圖7.7 當信號在傳輸線上傳輸時，沿橫軸x方向前沿的空間延伸前沿的空間延伸 d dxt1t6xx0這段空間延伸，就是指傳輸線在上升邊內(nèi)的延伸長度為d，它取決于信號的傳播速度和上升邊：(7.8)其中： d 上升邊的空間延伸， in tR 信號的上升邊

12、， ns v 信號的速度， in/ns Rdtv20上升邊的時間時間上升上升延伸延伸與其空間空間下降下降延伸延伸長度長度是一一對應的關系一一對應的關系。例如，若上升邊為1ns，而FR4上信號的速度為6in/ns，那么前沿的空間延伸就為d=1ns6in/ns=6in。當信號前沿在電路板上傳輸時，實際上就是對應有一個空域6in的“下降形狀下降形狀漲潮海浪漲潮海浪”在電路板上朝向前方的“岸邊岸邊”推進。信號不完整的嚴重程度嚴重程度，與互連突變互連突變(不連續(xù)不連續(xù))長度長度/信號前沿信號前沿空間延伸空間延伸的比值的比值大小有關!217.6 互連線的瞬時阻抗互連線的瞬時阻抗22首先，考查最簡化的集總零

13、階集總零階互連線等效模型等效模型由集總小電容器排組構成的均勻傳輸線模型，如圖7.9所示。要重點算一下：信號在行進中感受到的瞬時阻抗。圖7.19 由電容器排組成傳輸線零階零階純電容純電容模型模型。電壓波每前進一步就給線電容器充電以形成電流波。這里的“步長步長 x”就是電容器間的跨度23這個模型的步長為x，每步長電容器的電容量Cx等于傳輸線單位長度電容量CL與步長x的乘積：(7.10)xLC =Cx信號在導線上傳播時的公式，可推導如下：x=QC VxtvvLICV (7.11 )其中：CL 傳輸線單位長度的電容量 v 信號的速度 V 信號的電壓上述公式就是下面最經(jīng)典(7.12)式的物理意義原型表示

14、！24互連線的瞬時阻抗ZV/I，由上式可得：其中：Z 傳輸線的瞬時阻抗， CL 單位長度電容量， pF/in r 材料的介電常數(shù)注意 v 材料中的光速 in/ps in/ns (7.12)12r183rrL83=CVIZL L1 1C C v顯然，電容電容CL和介質(zhì)介質(zhì) r將改變瞬時阻抗。如果某FR4某段微帶線的CL= 3.3 pF/in，則該段瞬時阻抗Z為50： (7.13)rL8383Z=43.035C7.7 可控的特性阻抗可控的特性阻抗對于均勻傳輸線，當信號在上面?zhèn)鞑r，在任何一處受到的瞬時阻抗都相同。在瞬時阻抗不變時，我們將其稱為特性阻抗。反映傳輸線均勻且特性恒定的瞬時阻抗，就稱之為“

15、特性阻抗”。為了突出它是傳輸線所固有的特性阻抗，我們給它一個特殊的符號Z0，單位是。2526如前所述，傳輸線的特性阻抗為：FR4板上的微帶線， 若線寬w保持是介質(zhì)厚度h的兩兩倍倍同步關系，則固定有CL= 3.3 pF/in，其特性阻抗約為50。具有相同特性阻抗的具有相同特性阻抗的電路板稱作可控阻抗電路板，簡稱：PCB阻抗板。高速PCB，當電路板尺寸大于6in、時鐘頻率高于100MHz時時，應制成阻抗板。rL83=C0Zr rL LC C (7.14)由(7.14b)式可知：寬導線w和薄介質(zhì)h都將使得特性阻抗降低Z0。如PCB板中電源平面和地平面構成電源平面和地平面構成傳輸線的特性阻抗通常小于傳

16、輸線的特性阻抗通常小于1。相反，窄導線和厚介質(zhì)構成傳輸線特性阻抗較高，典型值為6090之間。27Lr0wCh (5.6b)rL83=Chw0Z0 0r r (7.14b b)28圖7.10 如果介質(zhì)變厚h，Z Z0就增大大 ； 如果線寬加寬w，Z Z0就減小小Z0 變大大50 PCB的橫截面變厚 h h Z0 變小小加寬 w w 7.8 幾種典型的特性阻抗幾種典型的特性阻抗Z0描述的是傳輸關系，它不消耗功率。它是純電阻性阻抗，表征電壓/電流傳輸中同相的特點。世界上制定了多種互連傳輸線標準，如圖7.11。常用的RG58就是帶有BNC(Berkeley Nuclear Corp)型卡式連接件的同軸

17、電纜，其特性阻抗約為52。2930圖7.11 一些常見的可控阻抗傳輸線以及它們的特性阻抗RG174的特性阻抗為50。有線電視用同軸電纜(Cable TV)，例如，RG59的特性阻抗為75。雙絞線(Twisted Pairs)用于高速鏈路、計算機接口(SCSI)和通信中，它有1826號不同規(guī)格的導線，其特性阻抗約為100到130。通常這和典型電路板的差電路板的差分阻抗分阻抗比較相匹配。31在空間傳播的電磁波，電場和磁場一樣會受到一個阻抗。這個阻抗與兩個基本常量有關：自由空間導磁率0和自由空間介電常數(shù) 0：(7.15)這就是自由空間自由空間的特性阻抗，其值約為377。這是個基礎性的特性阻抗常數(shù)值！

18、當天線阻抗與自由空間當天線阻抗與自由空間的特性阻抗的特性阻抗(377)匹配時，天線輻射效果匹配時，天線輻射效果最優(yōu)最優(yōu)。32000120=376.99Z 377在設計一個新的電子系統(tǒng)時，只要整個系統(tǒng)采用的特性阻抗值一致，精確值的選擇并不太重要。但是對于系統(tǒng)之間的銜接，50是事實上的標準。凡是采用這個標準的系統(tǒng)，相互間的兼容性就比較好。比如，所有的測試和測量系統(tǒng)都與50標準值相匹配，儀器間的反射就會減少，信號的質(zhì)量就會提高。3334性 能低特性阻抗高特性阻抗電路板費用較好較差電抗電抗退化退化較好較好較差串擾串擾較好較好較差連接連接件件費用費用較差較好較好雙絞線雙絞線/ /電纜費用電纜費用較差較好

19、較好驅動器設計較差較好功率損耗功率損耗較差較好較好衰減衰減較差較好較好圖7.12 選擇線的特性阻抗是各種因素的權衡。大多數(shù)系統(tǒng)中選擇50確定整個系統(tǒng)最佳特性阻抗確定整個系統(tǒng)最佳特性阻抗有很多因素，表7-12中列出了幾項。低低特性阻抗時，串擾小串擾小(介質(zhì)薄時邊緣容、感的互耦合系數(shù)均減小)。連接件、元件和過孔的C引起的電抗電抗退退化化就小(此時Z0小，則8.28C式 就小)。高特性阻抗時，連接件/雙絞線易制造，價格低價格低。損耗損耗就越低(Z0大趨膚損耗小，見9.59式 )，這在高速系統(tǒng)中非常重要。351=22 0DCLZlnCtLR4.340condZ1990年成立Rambus公司網(wǎng)址：，最初

20、研制高速內(nèi)存接口，現(xiàn)在提供芯片間、系統(tǒng)間、人機之間的高速互連接口方案。我們2014年翻譯出版的一本專著高速信令抖動建模、分析與預算即是他們的集體創(chuàng)作。在Rambus公司拿手的存儲器技術中，時序非常重要，選擇28的低阻抗可以降低串擾串擾、減小電抗電抗引起的退化退化。低阻抗傳輸線的導線寬度要足夠寬，PCB占用的面積比較大。36為了驅動傳輸線，一般驅動器的輸出電阻與傳輸線的特性阻抗相比會非常小。例如，如果傳輸線的特性阻抗為50，源內(nèi)阻應會小于10。這時通常稱之為線線驅動器，因為它因為它能把絕大部分電壓加到線線上。驅動互連的電流發(fā)生器、高速CMOS器件，一般都會設計成低輸出阻抗低輸出阻抗。但在高速時卻

21、出現(xiàn)了阻抗不匹配阻抗不匹配的新問題！377.9 傳輸線末端開路的傳輸線末端開路的輸入阻抗輸入阻抗 通常，傳輸線的接收末端被視作開路開路。但從源端電池向傳輸線看過去的輸入阻抗，并不總是開路無窮大無窮大！在時域從始端看，若以電池電壓階躍地加在傳輸線始端作起始，上升邊信號在傳輸線上傳播，傳輸線上的電流是恒定的。這樣，當信號在RG58傳輸線上傳播和返回期間內(nèi)，電池感受到傳輸線像是一個恒定的電阻52。38圖7.13 用歐姆表測量一段RG58電纜線的輸入阻抗如圖7.13，從階躍信號的上升邊出發(fā)計起，在始端用歐姆表測量信號路徑與返回路徑間的阻抗。從開始計在一段時間內(nèi)測得的就是傳輸線RG58的特性阻抗52(這

22、52是真的，不是假的！)。經(jīng)過足夠長時間后，從始端再看，才感受到電纜開路，此時歐姆表測得的阻抗為。 397.10 傳輸線與驅動器源內(nèi)阻分壓傳輸線與驅動器源內(nèi)阻分壓如圖7.16所示，這是一般驅動器Vout輸出，經(jīng)源內(nèi)阻Rsource 、傳輸線特性阻抗Z0 。這是兩者對驅動器的輸出Vout進行分壓的等效電路模型。圖7.16 驅動器驅動傳輸線的等效電路模型：電壓源(驅動器) Vout 、輸出源內(nèi)阻Rsource 、傳輸線純電阻性阻抗Z0 (在在線線的往返時間內(nèi)有效的往返時間內(nèi)有效)40傳輸線上的電壓V就是傳輸線的阻抗Z0與源電阻Rsource串聯(lián)串聯(lián)分壓的大?。寒斴敵鲈磧?nèi)阻也是50時，實際加到傳輸線

23、上的電壓只有開路電壓的一半。例如，輸出電壓為3.3V，加到傳輸線上的電壓只有1.65V。(7.16)00outsourceZVVRZ417.11 電壓電壓/電流波與返回路徑電流波與返回路徑一條信號線；另一條簡稱為地，這里的“地”就是回路的返回路徑。圖7.18 把電流加到傳輸線的信號線上，長時間后的電流分布情況。上上下下兩圖結構相同，遠端兩圖結構相同，遠端都都被短路。只是觀察時刻不同被短路。只是觀察時刻不同4243圖7.19的傳輸線零階模型由多節(jié)小電容器構成。在信號上升邊這一電壓前沿所到前沿所到之處，電容器兩端的電壓發(fā)生變化 dv/dt，電容器有電流流過 iCdv/dt。圖7.19 只有在只有在

24、信號電壓變化電壓變化的地方，電流才電流才從信號路徑流到返回路徑只有在電壓變化處，才有電流出現(xiàn)。因此，可以看作是個動態(tài)前進的動態(tài)前進的電流源電流源。信號不僅是指電壓波前沿，也是指傳播行進中的電流波前。信號的瞬時瞬時阻抗阻抗是：信號電壓信號電壓波波/ /電流電流波波的及時比值。為了保持信號完整性，信號完整性，就要保持瞬時阻抗是恒定恒定的。所以，返回路徑必須與返回路徑必須與信號路徑一樣認真設計。447.12 過孔與返回路徑切換過孔與返回路徑切換 下面下面，重點分析電路板，重點分析電路板設計中常被忽略的問題！設計中常被忽略的問題！設計返回路徑要靠近信號路徑，如同軸線和雙絞線。多層板中返回路徑被設計成平

25、面。但如圖7.21所示，如果與信號路徑相鄰的平面2不是被驅動的平面3，情況如何呢？圖7.21 當相鄰平面不是返回路徑時，返回電流分布有所不同4546下面是分析電流的方法：信號路徑上的電流在懸空的中間平面2的上表面感應出渦流渦流(渦流在直流時是沒有的！)；第3層平面上的返回電流又在中間平面2的下表面感應出渦流渦流。這兩股渦流在中間平面靠近信號和返回電流輸入端的那一邊相連通。電流的流向如圖7.22所示。圖7.22 當相鄰平面不是返回路徑平面時，電流流動的側視圖47雖然中間平面懸空，但這時信號受到的阻抗卻是兩條傳輸線的串聯(lián)。如圖7.24所示，信號受到的串聯(lián)阻抗為： (7.17)圖7.24 上：驅動器

26、驅動傳輸線的物理結構(中間平面懸空)；下：等效電路模型，驅動器受到的阻抗為Z1-2Z2-3driver1-22-3ZZ+Z兩平面的阻抗兩平面的阻抗Z Z2-32-3越小，信號受到的阻抗就越接近越小，信號受到的阻抗就越接近于于Z Z1-21-2。驅動器實際受到的阻抗由信號路徑和與它最近的平面間的阻抗決定。阻抗與鄰近平面的電壓連接沒有關系。如四層PCB中間的電源平面2地平面3，最終交流信號可能選擇電源平面電源平面作返回路徑！而與實際連接在驅動器返回端的平面無關。48490377rhZw 對于兩個平面2、3而言，假設h（平面間介質(zhì)厚度）w(平面寬度)，兩個平面2、3間的特性阻抗Z0近似為： (7.1

27、8C)其中： h 平面間的介質(zhì)厚度 in w 平面的寬度 mil 注：注：將(5.5)、 (5.6)、 (7.4)帶入 (7.12)式即可得到(7.18C)式。如果FR4的2、3平面寬度為2in、介質(zhì)厚度為10 mil，則2、3間的特性阻抗約為1，它遠小于50。此時，對整個阻抗起主導作用的是與信號路徑距離最近與信號路徑距離最近的那個平面！50圖7.25A 5層PCB板橫截面中的過孔過孔分類下面下面分析分析PCB中最有挑戰(zhàn)性的技術載體：過孔過孔。其實，過孔過孔可細分為如下三種過孔對過孔對返回返回路徑的影響路徑的影響下面的返回路徑分析是最重要的關鍵技術密集點！下面的返回路徑分析是最重要的關鍵技術密

28、集點！圖7.25所示4層電路板層電路板(很典型！很典型！)，設計的信號路徑從第1層出發(fā)，穿越過孔到第4層后再從3層返回。重點看電路板左側總返回電流經(jīng)第3層下表面后一部分轉移到第2層上表面；而高于10 MHz分量分量更是只只在第2層上表面流動。圖7.25 4層板橫截面，信號路徑從第1層經(jīng)過孔到第4層。返回電流則從第2層轉到第3層(可以假設第2 2層為電源層；第3 3層為地平面層。信號加在1 1:3 3間)511234 我們從信號源頭出發(fā)觀察，可以看出：信號路徑中的過孔把信號電流從第1層轉到第4層；其響應配套的返回路徑電流則從第2層平面轉換到第3層平面！如果兩平面2、3的電位相同，又有過孔短接，則

29、返回電流就會走這樣一條低阻抗路徑。這樣的疊層設計時不會造成很大的阻抗突變。讓最近的參考平面2、3等電位，在靠近信號過孔處再將2、3兩平面短接，這是最佳的設計準則。52但是，大多數(shù)鄰近參考平面電壓值是不同的，平面之間沒有直流通路。在這種條件下，返回電流也要艱難地從3平面轉而流到2平面！這時，電流只能從平面之間的電容電容流過。返回電流圍繞出砂孔盤旋而上，并先轉換到同一平面的另一表面上。此時，電流在兩平面的內(nèi)對表面間流過，通過兩平面間的電容電容發(fā)生耦合。圖7.26畫出兩個返回路徑平面所構成的一對傳輸線。這時，返回電流受到的阻抗就是兩平面的瞬時阻抗兩平面的瞬時阻抗。5354圖7.26 通過兩平面間的容

30、性耦合容性耦合，返回電流從第3層轉換到第2層平面上當返回電流在直流隔開的平面間切換時，返回電流受到的阻抗等于兩平面構成傳輸線兩平面構成傳輸線的瞬時阻抗Z。1234 返回電流流過這個阻抗Z，在返回路徑上產(chǎn)生壓降U。這個在返回返回路徑上的壓降路徑上的壓降就稱為地彈地彈。返回返回路徑的阻抗路徑的阻抗越高，壓降就越大，產(chǎn)生的地彈噪聲地彈噪聲就越大。所有參考平面參考平面發(fā)生改變的信號線改變的信號線，都會加劇這一地彈電壓噪聲；并且每條信號線信號線又又將受到其它信號其它信號地彈噪聲影響。在層間轉換信號使得電源-地平面成為一個串聯(lián)的公共返回路徑，這也是IRDrop。注意，這里的I是交流電流；R為平面阻抗Z，為了降低Z，平面間的介