差分編碼OQPSK調(diào)制解調(diào)器設(shè)計(jì)

1、差分編碼oqpsk調(diào)制解調(diào)器設(shè)計(jì)刖b頻譜效率和功率效率是影響地面無(wú)線通信系統(tǒng)和上星通信系統(tǒng)調(diào)制體制選擇的兩個(gè)重耍因素。qpsk調(diào)制方式具有較高的頻譜利用率，但是由于它存在180°相位突變的情況，因而在帶限信道中會(huì)出現(xiàn)包絡(luò)起伏。此時(shí)，必須采用線性功放，否則會(huì)出現(xiàn)頻譜擴(kuò)展現(xiàn)象，引起鄰道干擾。另外，它的線性功放功率效率低，并且造價(jià)高，因此，在便攜設(shè)備應(yīng)用中大大受到限制。與qpsk調(diào)制相比，ji /4-dqpsk和oqpsk都消除了 180° 相位突變的情況。但是，p/4-dqpsk仍然存在135°相位突變，而oqpsk 只有90°相位突變，更好地消除了相位突變

2、帶來(lái)的問(wèn)題。但oqpsk調(diào)制必須采用相干解調(diào)，因而存在載波恢復(fù)的相位模糊問(wèn)題。目前，解決相干載波恢復(fù)相位模糊度問(wèn)題通用的兩種方法是利用幀頭輔助或采用差分編碼。由于oqpsk調(diào)制的特殊性，其差分編解碼相應(yīng)比較特殊。本文對(duì)doqpsk調(diào)制方案進(jìn)行了分析，并給出了一種簡(jiǎn)單、高效的doqpsk解碼方法。在此基礎(chǔ)上，給出了基于中頻采樣的全數(shù)字doqpsk調(diào)制解調(diào)器設(shè)計(jì)方案。1差分編碼oqpsk調(diào)制解調(diào)1. 1 oqpsk信號(hào)的cpm調(diào)制表示oqpsk調(diào)制可以采用cpm調(diào)制來(lái)表示，即s(t)?cos(2?fct?(t,?)?0)ntb?t?(n?l)tb(1) 式中，fc為載波頻率，tb為比特周期，u(t

3、, a)為包含調(diào)制信息的載波相位，可以表示為? (t,?) ?(2) ?2i?i?n其中,?.?-2,?-l,?0,.,?n,并且滿足?(?l)i?ldi?l(di?di?2)(3) 2式中，di為需要傳輸?shù)男畔?shù)據(jù)并且di= ±1。1.2二次差分的oqpsk差分編碼調(diào)制方案采用差分編碼的主要目的是在接收端能夠通過(guò)差分解碼來(lái)消除正交解調(diào)端載波恢復(fù)時(shí)存在的相位模糊度問(wèn)題。一般，多比特相位調(diào)制信號(hào)其載波相位表示的是碼元符號(hào)，因此，差分編碼時(shí)往往是先將比特?cái)?shù)裾影射為碼元符號(hào)，再對(duì)碼元進(jìn)行差分編碼。反之，在接收端則是先通過(guò)差分解碼判斷出正確的碼元，然后再恢復(fù)出相應(yīng)的比特?cái)?shù)據(jù)。針對(duì)oqpsk調(diào)

4、制的特殊性，給出了下列雙差分oqpsk的調(diào)制方案。假設(shè)±1為獨(dú)立等概率分布的二進(jìn)制序列，其差分編碼序列為di=aidi-l, di亦為獨(dú)立等概分布的二進(jìn)制序列。該差分編碼關(guān)系亦可表 示為ai=didi-l。根據(jù)式(3)可以得出差分編碼后oqpsk信號(hào)碼元與原始數(shù)據(jù)比特關(guān)系：?(?l)i?l?i?i?l2(4)在接收端恢復(fù)出a i后，根據(jù)成(4)對(duì)應(yīng)關(guān)系進(jìn)行解碼可以恢復(fù)出原始 發(fā)送數(shù)據(jù)a i。1雙差分編碼oqpsk調(diào)制按照上述差分編碼方案，接收端的解碼操作比較復(fù)雜，為了簡(jiǎn)化接收端的解碼操作，引入個(gè)新的序列ci:ci?l?2?i?l?i?l(5)由上式可知，新序列ci和原始發(fā)送數(shù)據(jù)序列a

5、 i有如下關(guān)系：當(dāng)ci=-1時(shí)，a j和a j-1數(shù)據(jù)發(fā)生變化;當(dāng)ci= 1時(shí)，a j和aj-1數(shù)據(jù)不發(fā)生變化。即序列a i實(shí)際上是序列ci的差分編碼序列。根據(jù)上述分析，采用圖1所示的雙差分編碼結(jié)構(gòu)，則接收端不需要根據(jù)式(4)式對(duì)應(yīng)關(guān)系進(jìn)行差分解碼，就可以直接判決出原始發(fā)送數(shù)據(jù)，從而可以大大簡(jiǎn)化接收機(jī)設(shè)計(jì)。上述雙差分編碼結(jié)構(gòu)是在i/q數(shù)裾分路前完成的，它等效于圖2所示的先 進(jìn)行i/q數(shù)據(jù)分路,然后在l、q支路上分別獨(dú)立進(jìn)行差分編碼的方案2。圖2等效雙差分編碼oqpsk調(diào)制表1給出圖1所示的雙差分編碼和圖2所示的分路差分編碼兩種差分編碼方案對(duì)比。表1兩種雙差分編碼方案比較表1中，n為輸入比特流的

6、序列號(hào)，cn為輸入的比特流。從表1可以看出，對(duì)于相同的輸入信息，兩種差分編碼的結(jié)果完全相同，因此，這兩種差分編碼方案是完全等效的。1.3差分編碼oqpsk信號(hào)的解調(diào)方案doqpsk信號(hào)常用的解調(diào)方法有差分解調(diào)方法和相干解調(diào)方法。差分解調(diào)方法是直接比較前后碼元的相位差，在解調(diào)中完成了碼變換的作用， 所以不需要碼變換器。圖3所示的是在采用二次差分編碼調(diào)制技術(shù)的前提 下，基于延時(shí)-相乘的差分相干解調(diào)方法3:圖3 doqpsk信號(hào)延遲-相乘差分解調(diào)結(jié)構(gòu)采用該方案的前提是載波頻率和信息比特周期滿足一定的關(guān)系，b卩?ctb?2k?, i/q兩路低通濾波器輸出的結(jié)果分別為?ul(t)?acos(?(t)(6

7、) ?u(t)?asin(?(t)?q式(6)中，?(t)?(t)?(t?tb)是接收信號(hào)相鄰比特的相位差分，相應(yīng)的判決其輸入端的信號(hào)分別為?vl(ntb)?ul(t)?uq(t)?acos(?n?/4)(7) ?vq(ntb)?ul(t)?uq(t)?asin(?n?/4)式(7中，？?n?(ntb)為在判決點(diǎn)前后的比特相位差分。根據(jù)式(2)和式(3)可知，由于ai只有-1，0，1三種狀態(tài)，理論上 只能有0, 11/2, - jt/2三種狀態(tài)，因此，在判決點(diǎn)判決輸出的 相位*n+ ji/4只能冇ji/4、3jt/4、-3 ji/4三種狀態(tài)，分別對(duì)應(yīng)于 a i等于0、1和-1的三種輸入。對(duì)應(yīng)的

8、vl ( ntb)和vq( nt b)符號(hào)組合 sgn(vl(ntb) , sgn(vq(ntb»為(1, 1)、( 1, -1)和(-1，1)。根據(jù)該對(duì)應(yīng)關(guān) 系以及式(5)我們可以判決出ci,從而解調(diào)出原始數(shù)據(jù)。對(duì)于sgn(vl(ntb)， 以及sgn(vq(ntb)為(-1, -1)的第四種狀態(tài)，理論上是可能出現(xiàn)的。在實(shí)際系統(tǒng)中，由于噪聲和干擾的存在有可能發(fā)生，當(dāng)出現(xiàn)這種狀態(tài)時(shí)，可以將其判決為ci=-l。根裾上述的分析，判決的規(guī)則可以歸納為：當(dāng)0?arctan1。vl(ntb)?時(shí)，判為cn= 1;其他情況則判為cn= - vq(ntb)2目前，doqpsk相干解調(diào)方法應(yīng)用得更為

9、廣泛，解調(diào)過(guò)程是將輸入已調(diào)信號(hào)與本地載波信號(hào)進(jìn)行正交解調(diào)，產(chǎn)生的基帶信號(hào)再通過(guò)碼變換器變換成絕對(duì)碼序列(原始數(shù)據(jù))?；诙尾罘志幋a調(diào)制技術(shù)的相干解調(diào)方案如圖4所示。圖4 doqpsk信號(hào)相干解調(diào)結(jié)構(gòu)由于相干正交解調(diào)后得到的是接收信號(hào)的絕對(duì)相位，必須對(duì)前后兩比特的相位進(jìn)行求差，從而獲得差分相位。由于此時(shí)所獲得的差分相位與arctan(vl(ntb)/vq(ntb)相差11/4，因此，對(duì)應(yīng)的判決規(guī)則修改為如下：當(dāng) -?/4?n?/4,判為cn=l，其他情況判為cn=-l。2屮頻數(shù)字化差分oqpsk解調(diào)方案2.1中頻采樣全數(shù)字化解調(diào)方案軟件無(wú)線電(so ftw are radio )是近幾年來(lái)提出

10、的一種實(shí)現(xiàn)無(wú)線通信的新體系結(jié)構(gòu)，其基本概念是系統(tǒng)基于某一通用的硬件平臺(tái)，其a/d變換應(yīng)盡量地靠近天線，把盡可能多的無(wú)線及個(gè)人通信功能用軟件實(shí)現(xiàn)。同傳統(tǒng)的技術(shù)相比，該系統(tǒng)功能的改變只需加載不冋軟件便可實(shí)現(xiàn)，因此，軟件無(wú)線電具有極大的靈活性和可擴(kuò)展性，它代表著未來(lái)無(wú)線電技術(shù)的發(fā)展方向。根據(jù)a/d器件所處的位置不同，軟件無(wú)線電具有不同體系結(jié)構(gòu)，如射頻采樣、中頻采樣、基帶采樣等。不同結(jié)構(gòu)具有各自的優(yōu)缺點(diǎn)：a/d器件越靠近射頻，則系統(tǒng)的靈活性越強(qiáng)，越接近理想的軟件無(wú)線電，但是對(duì)系統(tǒng)的硬件要求越高；反之，若a/d器件靠后，系統(tǒng)靈活性變差，但對(duì) 硬件系統(tǒng)的要求則降低4。從現(xiàn)有硬件發(fā)展?fàn)顩r來(lái)看，目前采用最多的

11、方案是基于欠采樣的中頻數(shù)字化軟件無(wú)線電技術(shù)。本文采用基于欠采樣的中頻數(shù)字化yy案，中頻采樣采用獨(dú)立的異步采樣時(shí)鐘（即采樣時(shí)鐘與接收數(shù)據(jù)符號(hào)不同步），同時(shí)采用最大似然估計(jì)算 法和內(nèi)插技術(shù)實(shí)現(xiàn)比特同步和數(shù)據(jù)恢復(fù)。載波恢復(fù)和比特同步及判決采用fpga芯片實(shí)現(xiàn)。如圖5所示，整個(gè)系統(tǒng)硬件主要由中頻采樣模塊和fpga數(shù)字處理模塊兩個(gè)模塊組成。衛(wèi)星信號(hào)通過(guò)射頻濾波、放大以及下變頻等處理后變?yōu)?40mhz中頻信號(hào)，該中頻信號(hào)首先經(jīng)過(guò)中頻采樣模塊，由于采用中頻帶通采樣，輸入信號(hào)經(jīng)采樣后，采樣模塊輸出的數(shù)字化信號(hào)發(fā)生了頻譜搬移，變?yōu)榈椭蓄l的數(shù)字信號(hào)（其中頻大小由采樣速率和輸入信號(hào) 的中頻決定）。載波恢復(fù)及解調(diào)模塊

12、恢復(fù)出低中頻數(shù)字信號(hào)的載波，并實(shí) 現(xiàn)相干解調(diào)，輸出i/q兩路基帶信號(hào)，同時(shí)對(duì)解調(diào)后的兩路基帶進(jìn)行了匹配濾波，并對(duì)數(shù)字基帶進(jìn)行降采樣。比特同步及判決單元實(shí)現(xiàn)對(duì)i/q兩路基帶信號(hào)比特同步信號(hào)恢復(fù)以及判決等功能。圖5中頻帶通采樣的軟件無(wú)線電接收機(jī)結(jié)構(gòu)2.2改進(jìn)的doqpsk解調(diào)算法采用圖4方案進(jìn)行doqpsk相干解調(diào)主要存在兩個(gè)缺陷：需要進(jìn)行相位計(jì)算，因此無(wú)法避免復(fù)雜的反正切運(yùn)算；由于oqpsk信號(hào)i和q路數(shù)據(jù)在時(shí)間上錯(cuò)開(kāi)了一個(gè)比特間隔，這樣在進(jìn)行每比特判決一次時(shí)，積分清洗時(shí)間只有一個(gè)比特周期而不是一個(gè)碼元周期（兩個(gè)比特周期）。對(duì)于匹配濾波器來(lái)講，采樣的并不是匹配濾波器輸出的最大點(diǎn)，而是中值點(diǎn),這使

13、得在同樣信噪比條件下與dqpsk相比（每碼元判決一次相應(yīng)的積分 淸洗濾波器積分時(shí)間為2tb,匹配濾波器輸出最大點(diǎn)判決）doqpsk解調(diào)性能比dqpsk降低3db。在圖4方案中，如果能夠通過(guò)判決時(shí)刻i、q信號(hào)的極性及其邏輯關(guān)系代替求解瞬時(shí)相位的反正切運(yùn)算及其后的相位差分運(yùn)算，則系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)就可以大大簡(jiǎn)化。圖6給出簡(jiǎn)化的差分解碼結(jié)構(gòu)。圖6簡(jiǎn)化的差分解碼結(jié)構(gòu)圖4與圖6兩差分解碼結(jié)構(gòu)判決結(jié)果列于表2。表2兩種差分解碼結(jié)構(gòu)比較在表2中，假定初始相位為ji/4,對(duì)應(yīng)初始狀態(tài)（v' ln-1, v' qn-1） 為（1，1）。從表2可以看到，對(duì)應(yīng)相同的輸入，兩種結(jié)構(gòu)得到的差分解 碼是相同的,也

14、就是cn=cn類似分析同樣可以得出當(dāng)初始狀態(tài)為（1,-1）、 （-1,-1）和（-1，1）時(shí)，對(duì)應(yīng)相同的輸入，兩種結(jié)構(gòu)得到的差分解碼是相同的。因此，圖6的結(jié)構(gòu)與圖4相干解調(diào)的差分判決結(jié)構(gòu)完全等效。采用圖6結(jié)構(gòu)只需要取i和q路信號(hào)的符號(hào)位，再通過(guò)簡(jiǎn)單的延遲和相乘的結(jié)構(gòu)便可得到差分解碼的輸出。采用這種結(jié)構(gòu)大大減少了計(jì)算量，簡(jiǎn)化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。傳統(tǒng)doqpsk解調(diào)存在采用每比特判決一次會(huì)帶來(lái)解調(diào)信噪比損失 這一問(wèn)題。為解決該問(wèn)題，可以采用先將一路（i路或者是q路）延遲一 個(gè)比特周期，再進(jìn)行每碼元周期判決一次的方法。這樣，兩路采樣的都是匹配濾波器輸出的最大點(diǎn)，避免了 3db的解調(diào)損失。圖7給出了結(jié)合簡(jiǎn)化差分解碼和每碼元周期判決方案的改進(jìn)的doqpsk信號(hào)相干正交解調(diào)方案完整結(jié)構(gòu)。7改進(jìn)的doqpsk信號(hào)相干