蓄電池充放電管理系統(tǒng)電力電子

1、蓄電池充放電管理系統(tǒng)摘要：本系統(tǒng)以雙向半橋變換器為核心，可模擬蓄電池的充放電管理，實現(xiàn)能量的雙向傳輸，使用Infineon16位單片機XE162為控制核心，實現(xiàn)了額定工作狀態(tài)下雙向輸出電流穩(wěn)定在±3A，同時根據(jù)蓄電池電壓的不同，實現(xiàn)對蓄電池的浮充和特定的充放電曲線。實驗結果表明：在蓄電池電壓E維持在15V時，直流母線電壓Ubus在較寬范圍內(nèi)變化時，能夠以恒定電流I1=0.05A向蓄電池進行浮充，誤差小于20%；在蓄電池電壓E維持在9V時，直流母線電壓Ubus在較寬范圍內(nèi)變化時，能夠實現(xiàn)要求的充放電曲線，誤差小于10%，系統(tǒng)額定充電效率達到90.05%，此外，系統(tǒng)還具有過壓（Ubus2

2、8V）保護與欠壓（放電模式時E7V）保護，以及自動恢復功能，和具有兩側電壓、充放電電流的顯示功能。關鍵詞：雙向半橋變換器 PI閉環(huán)控制 電流電壓測量一、 方案論證1.1 雙向DC/DC變換器方案一：雙向Buck/Boost變換器Boost-Buck圖1 Buck/Boost變換器當Buck/Boost變換器正向工作時，此時開關管S1工作，S2截止，若S1處于導通狀態(tài)，電池組和輸出電容C2分別對電感L和負載供電，若S1處于關斷狀態(tài)，二極管D2正向偏置導通，電感L對輸出電容C2和負載供電，因此可以通過改變S1的占空比來調整變換器的輸出電壓U2，當Buck/Boost變換器反向工作時，此時開關管S1

3、截止，經(jīng)過一個固定的死區(qū)時間后，開關管S2開始工作，能量反向流動，實現(xiàn)對電池組的充電，通過改變S2的占空比可以控制充電電流，使其限制在最大反向電流。若S2導通時，電容C1對電池組充電，能量存儲在電感L中，當S2關斷時，二極管D1正向偏置導通，電感L對電池組和電容C1充電。方案二：雙向半橋變換器Buck/Boost圖2 雙向半橋變換器雙向半橋變換器正向工作時，開關管S1開始工作，S2截止，此時電路為Boost升壓變換電路，反向工作時，開關管S2開始工作，S1截止，此時電路為Buck降壓變換電路。方案三：雙向Cuk變換器圖3雙向Cuk變換器當雙向Cuk變換器正向工作時，S1開關工作，S2截止，Cu

4、k變換器中的電容C3的容量要求很大，變換器穩(wěn)態(tài)工作時，C3的電壓基本保持不變，S1導通時，電池組向電感L1充電，電容C3經(jīng)負載和電感L2放電，當S1關斷時，電池組和電感L1向電容C3充電，電感L2可為負載供電。當反向工作時，開關管S1截止，S2工作，當S2導通時，負載向電感L2充電，電容C3經(jīng)電池組和電感L放電，當S2關斷時，負載和電感L2向電容C3充電，電感L1向電池組供電。綜上所述，雙向Buck/Boost變換器和雙向半橋變換器利用電感傳遞能量，與雙向Cuk變換器相比可以節(jié)省一個大容量高額定電壓的傳遞電容，另外，雙向半橋變換器的開關元件和二極管的電壓應力和電流應力最小，在相同條件下，它可以

5、選擇電壓額定值較小的器件，另外該變換器的有源元器件的導通損耗最小，較其他變換器的效率更高，所以我們選擇方案二。1.2 總體方案描述圖4 總體方案系統(tǒng)采用英飛凌公司 16 位單片機 XE162作為核心控制器，為了實現(xiàn)蓄電池電壓E=9V時，24VUbus26V時，能夠以I1=0.05A向蓄電池進行浮充，在E=9V，22VUbus24V時，能夠實現(xiàn)圖5所示的充放電曲線,在額定工作狀態(tài)下（E=12V，Ubus=24V），系統(tǒng)能夠雙向輸出電流（I1=±3A），利用XE162內(nèi)部的集成10 位ADC 采樣蓄電池電壓E，直流母線電壓Ubus，兩側電流I1和I2。,根據(jù)采樣得到的蓄電池電壓E的不同，

6、系統(tǒng)采用不同的 PI 算法策略計算得到兩個開關管的工作狀態(tài)和開關管的占空比，再利用單片機內(nèi)部的CCU60（PWM 生成單元）產(chǎn)生驅動信號，送入IR2110驅動模塊，控制開關管的開通與關斷，同時系統(tǒng)通過液晶實時顯示系統(tǒng)兩側的電壓電流。圖5 自動充放曲線二、 理論分析與計算2.1 參數(shù)設計主電路的電路圖見下圖，可見主要的器件與參數(shù)設計有：電容C1和C2，電感L1，二極管D1，D2，開關管Q1，Q2，具體計算如下：圖6 主電路2.1.1 電感L1，電容C1和C2當雙向半橋變換器正向工作時，開關管Q1開始工作，Q2截止，此時電路為Boost升壓變換電路，等效電路表示如下：圖7 Boost升壓變換電路輸

7、入電源電壓Vin在1821V,輸出電壓Vo為30V，開關頻率設置為40KHz，電感電流連續(xù)時，有Vo=Vin1-D計算可知Dmin=1-VinmaxVomin=1-2130=0.3Dmax=1-VinminVomax=1-1830=0.4輸入電源電壓和輸出電壓變化時，占空比的變化范圍為0.30.4，臨界負載電流IOB=Vo2L1fsD(1-D)2當D=1/30.333時，IOB有最大值IOBmax=2Vo27L1fsD越接近0.333，IOB越大，令最小負載電流Iomin大于臨界負載電流IOB，即Iomin>Vo2L1fsD(1-D)2取Iomin=0.3A則L1Vo2fsIominD1

8、-D2=302×40×103×0.3×13×1-132=0.185mH留取裕量，取L1=0.2mH。取輸出電壓紋波小于1%，則VoVo=DfCfS=D1fS1RC20.01D越大，則VoVo越大，故fc=1RC20.01×fSD=0.01×40×1030.4=1.0KHz負載電阻為30。則C2Dmax0.01Rfs=0.40.01×30×40×103=33uF留取裕量，取C2=100uF。反向工作時，開關管Q2開始工作，Q1截止，此時電路為Buck降壓變換電路。等效電路表示如下圖8 B

9、uck降壓變換電路輸入電源電壓在2436V,輸出電壓在1821V，開關頻率設置為40KHz，電感電流連續(xù)時，有Vo=DVin計算可知Dmax=VomaxVinmin=2124=0.875Dmin=VominVinmax=1836=0.5在工作范圍內(nèi)占空比D在0.50.875之間變化，要電流連續(xù)必須最小負載電流IOmin大于臨界負載電流IominIOB=Vo2L1fs(1-D)取Iomin=0.4A則L1Vo2fsIomin(1-D)=18.52×40×103×0.4×(1-0.5)=0.289mH取L1=0.3mH，與Boost電路電感取值一致。取Iom

10、ax=2A,電流輸出紋波為0.01A，則IoIo=22fCfS2(1-D)=0.005D越小，則IoIo越大，故fc=12L1C1fS2×0.0021-D=40×1032×0.0021-0.5=1.1139kHz為此要求C11-D82L1fc2=1-D8×0.005×L1×402×106=68uF留取裕量，取C1=100uF。綜上所述，取C1=100uF，C2=100uF，L1=0.3mH。2.1.2 二極管二極管截止時所承受的電壓要高于28V，通過二極管的最大電流為3A，可以選擇動態(tài)特性良好，導通壓降小的肖特基二極管MBR

11、20100,其額定電流為20A，耐壓100V，導通壓降0.8V，滿足設計要求。2.1.3 開關管開關管截止時所承受的電壓要高于28V，通過二極管的最大電流為3A，所以耐壓值要高于 28V，額定電流應高于3A；同時由于開關管工作在近 40kHz 下，且開關損耗與驅動損耗關乎變換器效率，可以選擇IRF540N，擊穿電壓可到100V，最大電流為23A，導通電阻小于77m，開關管上升時間為39ns，可滿足設計要求。2.2 雙向DC/DC工作原理雙向半橋變換器正向工作時，開關管Q1開始工作，Q2截止，此時電路為Boost升壓變換電路，Boost升壓原理如下：在開關管Q1導通Ton=DTs期間，二極管D2

12、截止，輸入電壓Vin加到升壓電感L1上，電感電流iL線性增長：L1diL/dt=Vin，在Q1導通期間，iL的增量iL+=VinL1Ton=VinL1 DTs此時，由于二極管D2截止，負載由電容C2供電，選用足夠大的C值可使Vo變化很小，近似分析中可認為在一個開關周期Ts中Vo恒定不變。在開關管Q1阻斷的Toff=Ts-Ton=1-DTs期間，此時輸入電壓Vin和iL向負載和電容供電，iL減小，C2充電，加在L1上的電壓為Vin-Vo，Vo大于Vin，iL線性減小，L1diL/dt=Vin-Vo，在Q1截止期間，iL的減小量iL-=Vo-VinL1Ts-Ton=Vo-VinL11-DTs穩(wěn)態(tài)工

13、作時，Q1導通期間，電感電流的增量iL+等于Q1截止期間的減小量iL-，得到升壓比M=Vo/Vin=1/(1-D)。反向工作時，開關管Q2開始工作，Q1截止，此時電路為Buck降壓變換電路，Buck降壓原理如下：在開關管Q2導通Ton=DTs期間，直流電源電壓Vin經(jīng)開關管Q2直接輸出,電壓VEO=VS,這時二極管D1承受反壓而截止，電源電流經(jīng)開關管Q2流入流入電感負載，電感電流上升，在開關管Q2阻斷的Toff=Ts-Ton=1-DTs期間，負載與電源脫離，由于電感電流不可能立即為0，電感電流經(jīng)負載和二極管D1續(xù)流，如果Q2阻斷的整個Toff期間，電感電流經(jīng)二極管D1環(huán)流時并未衰減到0，則二極

14、管D1一直導電，變換器的輸出電壓VEO=0，在一個周期Ts(2)中，輸出電壓VEO為脈寬為角、幅值為Vin的矩形脈波。脈波周期為Ts、角頻率為=2f=2/Ts，脈寬角度=Ton=2Ton/Ts=2D，占空比D=/2, VEO(t)的傅里葉表達式為VEOt=C0+n=1ancos(nt)輸出電壓的直流平均值VO=C0=1202VEOdt=12Vin=12Vin2D=DVin得到變壓比M=Vo/Vin=D。2.3 電流電壓檢測電流電壓的測量我們采用INA128和TLC082芯片，INA128是一款精密低功耗儀用放大器，TLC082是一款精密單電源運放。電壓測量原理圖如下： 圖9 電壓測量原理圖蓄電

15、池電壓E的變化范圍為715V，對于E的測量，我們在E兩端并聯(lián)阻值分別為R4=39K和R3=100K的電阻，將R4兩端的電壓送入INA128的兩個輸入端，INA128輸出計算如下：VOUT=Vref+(1+50kR5)(Vin+-Vin-)此處取Vref=0V，使INA128引腳1和引腳8斷開，相當于R5=，所以VO=Vin+=VR4/(R4+R3)，這樣可以使得VO的變化范圍在05V之間，便于單片機進行ADC處理，同時第二級使用電壓跟隨器，以限制輸出電壓在0至5V，防止燒壞單片機。直流母線電壓Ubus的變化范圍為2228V，對于Ubus的測量，在Ubus兩端并聯(lián)阻值分別為R4=47K和R3=1

16、50K的電阻，將R4的電壓送入INA128的Vin+端，將REF5050產(chǎn)生的5V基準源送入Vin-端，取Vref=0V，R5=33K，所以VR4/(R4+R3)VO=(1+50k33k)(Vin+-5)=(1+50k33k)(VR4R4+R3-5)這樣可以使得VO的變化范圍在05V之間。電流檢測的實現(xiàn)是在電路中串接0.05采樣電阻，電流測量的原理圖如下：圖10 電流測量原理圖由于本次測量需要采集負電流，而單片機只能接受在05V之間的電壓，所以將REF5025產(chǎn)生2.5V的基準源送入INA128的引腳5，將采樣電阻的電壓送入Vin-和Vin+引腳，當采集的電流為正電流時，Vin+引腳的電壓大于

17、Vin-引腳的電壓，經(jīng)過兩級放大后，可使輸出電壓維持在2.55V，采集的電流為負電流時，Vin+引腳的電壓小于Vin-引腳的電壓，經(jīng)過兩級放大后，可使輸出電壓維持在02.5V。2.4 保護電路及系統(tǒng)自動恢復設計通過前面對蓄電池電壓E和母線電壓Ubus的檢測，經(jīng)過單片機內(nèi)部的計算，當Ubus28V及放電模式E7V時，單片機關閉PWM波的輸出，使兩個開關管處于截止的狀態(tài)，經(jīng)過5s延時，單片機產(chǎn)生PWM波，判斷電路狀態(tài)，狀態(tài)正常時，恢復系統(tǒng)工作，否則單片機繼續(xù)閉PWM波的輸出，這樣實現(xiàn)了過壓保護、欠壓保護和系統(tǒng)自動恢復的功能。三、 電路與程序設計3.1 主回路原理圖及說明圖11主回路原理圖本系統(tǒng)模擬

18、蓄電池充放電管理系統(tǒng)，光伏電站的母線電壓和蓄電池可用穩(wěn)壓源并電阻實現(xiàn)。3.2 控制方法與控制流程圖系統(tǒng)控制采用Infineon公司的XE162單片機為核心的最小系統(tǒng)版。利用芯片自帶的10位ADC進行電壓電流采樣，使用CCU60、CCU61模塊產(chǎn)生PWM波。主函數(shù)部分主要負責人機交互，顯示系統(tǒng)各模塊的當前參數(shù)與狀態(tài)，包括各個電壓、電流等。系統(tǒng)據(jù)采樣的蓄電池電壓E值劃分四段控制范圍，將采樣得到的電壓值與給定的電壓值進行PI運算，控制器的輸出經(jīng)過運算轉換成相應的占空比，調整輸出控制信號PWM波占空比，從而達到題目各項指標。將采樣得到的電壓值與欠壓、過壓保護閾值進行比較，從而開斷PWM波，實現(xiàn)欠壓、過

19、壓自動保護與恢復?？刂屏鞒虉D如下：圖12 軟件控制流程圖3.3 RC緩沖電路設計在帶變壓器的開關電源拓撲中，開關管關斷時，電壓和電流的重疊會引起損耗，同時，由于電路中存在雜散電感和雜散電容，在功率開關管關斷時，電路中也會出現(xiàn)過電壓并且產(chǎn)生振蕩。假如尖峰電壓過高，就會損壞開關管。同時，振蕩的存在也會使輸出紋波增大。為了降低關斷損耗和尖峰電壓，需要在開關管兩端并聯(lián)緩沖電路以改善電路的性能。根據(jù)經(jīng)驗取R=10C=40nF3.4 充電效率分析與計算輸入功率的計算公式 PIN=Ubus×I2輸出功率的計算公式POUT=E×I1效率=PINPOUT提高效率主要是降低變換器的損耗，變換器

20、的損耗主要有MOSFET開關損耗，可以通過降低開關頻率來提高系統(tǒng)的效率，另外可以通過選擇導通電阻更小的開關管，來提升效率。四、 測試數(shù)據(jù)和分析4.1 測試方法使用直流穩(wěn)壓源（DF1731SLL3A）取電，在輸入端與輸出端用數(shù)字萬用表測量電壓與電流用以監(jiān)視電流電壓，并計算系統(tǒng)充放電效率。使用數(shù)字示波器TDS1002B觀測額定工作狀態(tài)下電池充放電紋波。觀察液晶上電壓與電流的數(shù)值，與萬用表顯示值進行比較。調節(jié)負載，E，Ubus，實現(xiàn)蓄電池充放電曲線，觀察E=7V欠壓保護，Ubus=28V過壓保護及自恢復功能。4.2 測試儀器表1 測試儀器序號名稱、型號、規(guī)格數(shù)量1Fluke 15B數(shù)字萬用表22直流

21、穩(wěn)壓源13TDS1002B 數(shù)字示波器14.3 測試數(shù)據(jù)4.3.1 額定工作狀態(tài)記錄表2 充電額定工作狀態(tài)記錄E/VI1/AUbus/VI2/AI1p-p/A 12.03.06924.01.7840.08表3 放電額定工作狀態(tài)記錄E/VI1/AUbus/VI2/AI1p-p/A 12.0-2.98724.0-1.7760.094.3.2 充電效率計算表4 充電效率計算E/VI1/AP1/WUbus/VI2/AP2/W=P1/P212.03.02736.32424.01.77442.57685.32%4.3.3 充放電示數(shù)記錄表5 充放電曲線記錄Ubus/V22.022.322.522.722.923.123.3I1/A-3.011-3.009-3.007-1.813-0