面向數(shù)據(jù)中心光互連的高速光傳輸技術(shù)

1、    面向數(shù)據(jù)中心光互連的高速光傳輸技術(shù)    張帆 朱逸蕭摘要：數(shù)據(jù)中心光互連場景可分為數(shù)據(jù)中心內(nèi)部和數(shù)據(jù)中心之間2大類。對于數(shù)據(jù)中心內(nèi)部光互連，利用新型調(diào)制方案、高性能光器件和高速數(shù)字信號補(bǔ)償算法是提升單通道速率的主要方式;對于數(shù)據(jù)中心之間光互連，結(jié)合單邊帶調(diào)制和非線性補(bǔ)償算法克服色散功率衰落是重要研究方向。未來數(shù)據(jù)中心的升級依賴于光電器件和數(shù)字信號處理的共同進(jìn)步。關(guān)鍵詞：光互連;直接檢測;自相干檢測;數(shù)字信號處理abstract： intra-data center and inter-data center optical interconne

2、cts are two categories of data-center application scenarios. for intra-data center optical interconnect， novel modulation schemes， high-performance optical devices and compensation algorithms for high-speed digital signal are enabling technologies to increase the line-rate; while for inter-data cent

3、er optical interconnect， the combination of single-sideband modulation and digital nonlinear mitigation algorithm is the key approach to overcome the fiber dispersion induced power fading effect. the upgradation of future data-center interconnect relies on the development of both optoelectronic devi

4、ces and digital signal processing.key words： optical interconnects; direct detection; self coherent detection; digital signal processing光纖通信系統(tǒng)由于其傳輸損耗低、可用帶寬大、信道穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)成為現(xiàn)代信息社會的重要基礎(chǔ)設(shè)施。近年來，隨著云計算、移動互聯(lián)、虛擬現(xiàn)實(shí)等新型寬帶業(yè)務(wù)的發(fā)展，大數(shù)據(jù)時代數(shù)據(jù)容量的增長逐漸從超長距離傳輸?shù)暮诵木W(wǎng)向中短距離城域網(wǎng)絡(luò)傳輸轉(zhuǎn)移。在數(shù)據(jù)中心內(nèi)部，數(shù)十萬計算節(jié)點(diǎn)（服務(wù)器）存儲和處理網(wǎng)絡(luò)基礎(chǔ)設(shè)施的大量云數(shù)據(jù)。因此，在以云服務(wù)和應(yīng)用為主

5、導(dǎo)的時代，數(shù)據(jù)中心（dc）貢獻(xiàn)了大部分的全球互聯(lián)網(wǎng)協(xié)議流量。根據(jù)思科（cisco）全球云指數(shù)預(yù)測：從20162021年，數(shù)據(jù)中心流量將以平均每年25%的速度增長近3倍多。到2021年底，全球超大數(shù)據(jù)中心數(shù)量將會增加到628個。與此同時，全球數(shù)據(jù)中心年流量將增長到20.6 zb（1 zb=1021 b）1。與超長距離傳輸不同，短距離光傳輸和光互連對每比特成本和能耗更為敏感。如何實(shí)現(xiàn)低成本高速光傳輸，是光通信技術(shù)必須應(yīng)對的重要課題。根據(jù)傳輸距離劃分，數(shù)據(jù)中心光互連的場景可以分為3類：數(shù)據(jù)中心內(nèi)部、數(shù)據(jù)中心之間和擴(kuò)展距離數(shù)據(jù)中心之間光互連2，具體如圖1所示。對于數(shù)據(jù)中心內(nèi)部光互連，其典型傳輸距離在3

6、00 m以內(nèi)，這一場景占據(jù)了77%的數(shù)據(jù)流量?？紤]到光模塊的成本，由于垂直腔面發(fā)射激光器（vcsel）能夠在一塊晶圓上制備，結(jié)合大纖芯直徑的多模光纖（mmf）具有更高的耦合效率，因此基于vcsel和mmf的強(qiáng)度調(diào)制直接檢測（im-dd）一直是數(shù)據(jù)中心內(nèi)部光互連的主要實(shí)現(xiàn)方式3-5。對于傳輸距離在20 km以下的數(shù)據(jù)中心之間光互連，在這一距離范圍內(nèi)，多模光纖將出現(xiàn)嚴(yán)重的模式間色散導(dǎo)致碼間串?dāng)_，于是標(biāo)準(zhǔn)單模光纖取而代之成為主要選擇。另一方面，這一距離的鏈路衰減仍然較小，往往可以不采用光放大器以降低成本?？紤]到接收功率靈敏度（rs）這一系統(tǒng)優(yōu)化指標(biāo)，先進(jìn)的光電二極管例如高帶寬雪崩光電二極管（apd）

7、由于其rs比傳統(tǒng)pin光電探測器（pd）低得多，因此在這一場景下有著重要的應(yīng)用6。此外，色散的影響會隨著波特率和距離而增大，在直接檢測接收端平方律的影響下，可能會出現(xiàn)非線性的信號損傷，所以大多選擇在零色散的o波段傳輸以避免這一問題。最后，擴(kuò)展距離數(shù)據(jù)中心光互連對應(yīng)著2080 km的傳輸距離，此時通信波段從o波段轉(zhuǎn)移到c波段以降低傳輸損耗，同時光放大器也逐漸被接受。相應(yīng)地，色散的影響將被進(jìn)一步加重，色散導(dǎo)致的雙邊帶功率衰落嚴(yán)重限制著傳輸速率7。為此，當(dāng)前的研究熱點(diǎn)是采用一些自相干的調(diào)制方案如單邊帶信號8-11避免這一效應(yīng)。雖然直接檢測收發(fā)機(jī)相比于相干檢測仍具有成本上的優(yōu)勢，但隨著速率的升級、相干

8、收發(fā)機(jī)成本的降低，相干檢測方案未來可能會逐步下沉到擴(kuò)展距離數(shù)據(jù)中心光互連。本文中，我們將從數(shù)據(jù)中心內(nèi)部和數(shù)據(jù)中心之間2方面進(jìn)行展開，介紹當(dāng)前熱門的幾種數(shù)字調(diào)制和接收方案，并比較其優(yōu)缺點(diǎn)。1 數(shù)據(jù)中心內(nèi)部光互連近年來，學(xué)術(shù)界的一個努力方向是借鑒長距離光纖傳輸系統(tǒng)的發(fā)展軌跡，將數(shù)字信號處理引入短距離光互連，以進(jìn)一步補(bǔ)償信道損傷，提升傳輸容量。但是，考慮到市場對短距傳輸收發(fā)機(jī)的成本關(guān)注度，直接套用數(shù)字相干的方案不太可行。另外，收發(fā)器的尺寸因子、端口密度、總物理連接數(shù)以及單位面積上的比特率，這些都是決定數(shù)據(jù)中心總規(guī)模和能量利用率的重要參數(shù)。這些約束使得光模塊在物理層面臨著前所未有的挑戰(zhàn)，下一代數(shù)據(jù)中心

9、需要有創(chuàng)新的信號產(chǎn)生/檢測方案和數(shù)字信號處理算法。1.1 調(diào)制方案從接口速率演進(jìn)的角度來看，100 ge標(biāo)準(zhǔn)的主要實(shí)現(xiàn)方式為4路并行的開關(guān)鍵控（ook）調(diào)制信號，單通道速率為25 gbit/s。而面向400 ge標(biāo)準(zhǔn)，需要采用更高頻譜效率的調(diào)制方式，以降低對光模塊的帶寬要求。目前，基于56 gbaud的4電平脈沖強(qiáng)度調(diào)制（pam4）信號已經(jīng)被標(biāo)準(zhǔn)采納。更進(jìn)一步地，對于下一代800 ge或1 te的接口標(biāo)準(zhǔn)，im-dd仍將占據(jù)主流，其中4路并行每通道200/250 gbit/s傳輸速率是一種較為可行的方案。這就需要發(fā)揮數(shù)字信號處理器（dsp）的作用，在35 ghz左右?guī)挼氖瞻l(fā)機(jī)上實(shí)現(xiàn)高速高頻譜

10、效率調(diào)制，并盡可能地提升接收靈敏度。接下來我們將介紹近幾年來比較熱門的3種數(shù)字調(diào)制技術(shù)：pam、無載波幅度相位調(diào)制（cap）和離散多音頻調(diào)制（dmt）。pam調(diào)制通過增加發(fā)送符號的電平數(shù)來實(shí)現(xiàn)，是一種簡單而又有效的方案。它相比傳統(tǒng)的ook頻譜效率翻倍，從而降低了器件的帶寬需求;但缺點(diǎn)是降低了功率預(yù)算，并增大了調(diào)制線性度的一些相差要求。在3種方案之中，pam對數(shù)模轉(zhuǎn)換器（dac）和模數(shù)轉(zhuǎn)換器（adc）的要求最低。此外，相比于正交幅度相位調(diào)制（qam）信號，pam信號相當(dāng)于省去了一個正交分量，因此pam-m的頻譜效率減半為log2（m）/2。cap是另一種基于qam信號的強(qiáng)度調(diào)制方案。對于基帶的q

11、am信號，設(shè)計一對正交的上變頻后的成型濾波器，通過分別卷積同相/正交（i/q）分量實(shí)現(xiàn)信號的數(shù)字上變頻。在上變頻后左右邊帶相互共軛對稱，因此變成一維實(shí)數(shù)信號。同時由于兩個邊帶攜帶相同信息，因此其頻譜效率與相同調(diào)制格式的pam信號相同。dmt是一種基帶的正交頻分復(fù)用調(diào)制（ofdm），相比于傳統(tǒng)的ofdm信號，只對其中一半的子載波（正頻率）調(diào)制信號，而另一半子載波（負(fù)頻率）上發(fā)送對應(yīng)位置復(fù)共軛的信號，來保證整個dmt符號為實(shí)數(shù)。dmt調(diào)制的一大優(yōu)勢是，可以根據(jù)器件和鏈路的各個頻率點(diǎn)的信噪比靈活地進(jìn)行比特和功率加載，從而提升頻譜效率。圖2為pam/cap/dmt 3種調(diào)制方案的收發(fā)端數(shù)字信號處理流程

12、圖。通過對比可以看出，pam調(diào)制方案具有最低的計算復(fù)雜度。而cap格式由于在中頻進(jìn)行iq調(diào)制，因此在相同比特率和頻譜效率的情況下，相比于pam調(diào)制只需要一半的波特率，于是也降低了收發(fā)端dac和adc的采樣率要求。對于dmt調(diào)制方案，由于需要進(jìn)行傅里葉變換及其逆變換，因此具有最高的計算復(fù)雜度。而這一過程也使得信號具有較高的峰均比（papr），所以對dac和adc的量化比特數(shù)要求很高。在接收端，不同于pam和cap常用的時域均衡，dmt因?yàn)樾畔⒄{(diào)制在頻域，因此可以對各個子載波采用1抽頭的頻域均衡，在信道估計和均衡過程中復(fù)雜度很低。1.2 高速數(shù)字信號補(bǔ)償算法除了上述介紹的調(diào)制方案之外，通過dsp可

13、以緩和收發(fā)端器件的帶寬不足，以進(jìn)一步適應(yīng)高速傳輸?shù)男枨?。?）預(yù)均衡12。針對帶寬受限系統(tǒng)，發(fā)射端預(yù)均衡是一種簡單有效的補(bǔ)償方法。首先，在不做任何補(bǔ)償?shù)那闆r下發(fā)送數(shù)據(jù)，通過接收端的均衡器估計出系統(tǒng)端到端的時域或者頻域響應(yīng)，再將估計出系統(tǒng)響應(yīng)的逆在時域與發(fā)送數(shù)據(jù)卷積（或者在頻域與信號相乘），這樣就能在發(fā)射端相對提升信號高頻分量來抵抗器件的低通濾波效應(yīng)。經(jīng)過信道傳輸后，接收端可以實(shí)現(xiàn)較為平坦的信號頻譜，從而降低碼間串?dāng)_。這種方案的缺點(diǎn)是需要對每個特定系統(tǒng)都要進(jìn)行一次基于負(fù)反饋的校準(zhǔn)過程，靈活性較差。（2）后均衡13。后均衡也被稱為接收端的超奈奎斯特技術(shù)。它的原理可以這樣理解：對于一個帶寬不足的信號

14、，經(jīng)過接收端均衡器之后，信號的高頻分量被抬升以抑制碼間串?dāng)_。與此同時，原本平坦的帶內(nèi)噪聲的高頻部分也被加重，劣化了最終的誤碼性能。后均衡方法首先在均衡器之后加入一個兩抽頭的數(shù)字后濾波器實(shí)現(xiàn)低通濾波，它的時域響應(yīng)的z變換可以表示成：h（z）=1+z-1，0，1。于是，在引入一個簡單并且已知的碼間串?dāng)_的前提下可以抑制均衡增強(qiáng)的帶內(nèi)噪聲。其中，的值可以進(jìn)行優(yōu)化，使h（z）的頻域響應(yīng)與均衡前的信號頻譜盡可能相似。之后，這個已知的碼間串?dāng)_可以通過基于維特比譯碼算法的最大似然序列檢測（mlsd）消除。后均衡方法不需要對發(fā)射端進(jìn)行額外操作，并且可以根據(jù)系統(tǒng)帶寬限制的嚴(yán)重程度優(yōu)化數(shù)字后濾波器的抽頭權(quán)重，靈活性

15、較高，缺點(diǎn)是最大似然序列檢測的算法復(fù)雜度和存儲空間較大。查找表算法（lut）主要用于降低高速系統(tǒng)中與發(fā)送序列相關(guān)的模式損傷14。它具有計算復(fù)雜度低、配置靈活等優(yōu)點(diǎn)，可以應(yīng)用于糾正強(qiáng)度調(diào)制直接檢測系統(tǒng)中的非線性損傷問題。如圖3所示，考慮前后共2m+1個符號對中間時刻符號的影響，所有可能的發(fā)送符號序列記為x（k-m：k+m）。初始狀態(tài)時查找表中數(shù)據(jù)全部置零，滑動窗口每次選取發(fā)送序列中的2m+1個符號，并計算這種模式的地址，即查找表索引i。y（k-m：k+m）表示在接收端得到的恢復(fù)序列，發(fā)送序列和接收序列的中心符號相減得到誤差e（k）。隨著滑動窗口不斷向前移動，我們逐漸遍歷了所有發(fā)送圖案的誤差值。假

16、設(shè)查找表索引i中存入數(shù)據(jù)個數(shù)為n（i），則對應(yīng)位置差值的平均值可以更新為：1.3 相關(guān)光發(fā)射器件的發(fā)展趨勢在這一小節(jié)，我們將介紹一些適用于數(shù)據(jù)中心光互連器件的發(fā)展趨勢。（1）單模vcsel。850 nm波段的vcsel和多模光纖已經(jīng)被廣泛地應(yīng)用于數(shù)據(jù)中心內(nèi)部實(shí)現(xiàn)單通道10 gbit/s光互連應(yīng)用。然而，未來的高速光互連需要達(dá)到單通道速率100 gbit/s以上，并支持300 m的傳輸距離。即使采用高帶寬的om4型多模光纖，模式色散在這一距離下仍將成為限制因素。為此，已有的解決方案一種是減少vcsel激發(fā)的縱模數(shù)量實(shí)現(xiàn)單模工作模式，另一種是通過氧化物孔徑工程使得高階縱模式泄露出去15?；趩慰v模

17、vcsel，wu b.等人實(shí)驗(yàn)演示了100 gbit/s的dmt信號傳輸300 m長的om4光纖16。r. puerta等人的實(shí)驗(yàn)演示了107.5 gbit/s單模vcsel傳輸100 m的om4光纖，作為對比，相同速率采用多模vcsel只能達(dá)到10 m的傳輸距離17。2017年，c. kottke等人實(shí)驗(yàn)演示了創(chuàng)紀(jì)錄的113 gbit/sdmt信號傳輸550 m om4光纖18。（2）雙邊電吸收調(diào)制器。由于自身的技術(shù)成熟度，以及小尺寸、大帶寬和高消光比等優(yōu)勢，電吸收調(diào)制器在短距離傳輸系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用。一般來說，電吸收調(diào)制器只有一個被調(diào)制的輸出信號，另一個往往用于性能監(jiān)測控制。在2016年

18、，m.theurer等人通過集成兩個電吸收調(diào)制器實(shí)現(xiàn)了同一波長上的雙邊輸出模式?；谶@一光源，m.theurer等人實(shí)驗(yàn)演示了可以適用于多通道短距離傳輸應(yīng)用的2×56 gbit/s 不歸零碼（nrz）信號生成19。為了適應(yīng)高階調(diào)制格式，雙邊電吸收調(diào)制器可以通過兩路二進(jìn)制驅(qū)動信號的疊加產(chǎn)生pam4調(diào)制信號，從而避免了高速dac和線性電放大器的需求20。進(jìn)一步地，由于雙邊電吸收調(diào)制器輸出波長相同，因此可以產(chǎn)生偏振復(fù)用信號。在這一方面，zhong k.p.等人成功演示了120 gbaud的偏振復(fù)用nrz信號的產(chǎn)生和傳輸21。（3）硅基強(qiáng)度調(diào)制器。不同于前2種方案，基于硅基集成的外調(diào)制方案也

19、具有低成本、小尺寸、互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體（cmos）兼容等優(yōu)勢。由于強(qiáng)度調(diào)制器的差分輸入可以避免啁啾的產(chǎn)生，這種方案具有最高的調(diào)制線性度。2018年，北京大學(xué)zhang f.等人基于數(shù)字后均衡算法補(bǔ)償器件和光纖鏈路的帶寬不足，同時利用22.5 ghz帶寬的硅基強(qiáng)度調(diào)制器實(shí)現(xiàn)了紀(jì)錄性的200 gbit/s的pam6信號背靠背生成和176 gbit/s的pam4信號傳輸1 km標(biāo)準(zhǔn)單模光纖22。2 數(shù)據(jù)中心之間光互連數(shù)據(jù)中心之間光互連典型傳輸距離2080 km。如圖4所示，對于強(qiáng)度調(diào)制信號，在光纖傳輸?shù)倪^程中，信號由于色散受到的相移正比于傳輸距離以及相對于中心頻點(diǎn)頻率的平方，因此左右邊帶的相移相同

20、。而在pd平方律檢測之后，信號會與其共軛分量相疊加，從而將色散由相位影響轉(zhuǎn)化成幅度上的影響，最終導(dǎo)致頻率選擇性的功率衰落。為避免色散功率衰落效應(yīng)，近年來學(xué)術(shù)界提出采用單邊帶調(diào)制信號作為中短距高速傳輸方案?；趩翁綔y器的光單邊帶傳輸系統(tǒng)，面臨的主要問題是探測器對信號的平方律操作帶來的信號-信號拍頻串?dāng)_（ssbi）。為補(bǔ)償這一損傷，學(xué)術(shù)界陸續(xù)提出了幾種有效的數(shù)字域補(bǔ)償方案。如圖5所示，英國的倫敦大學(xué)學(xué)院（ucl）大學(xué)研究組提出ssbi當(dāng)作微擾項(xiàng)進(jìn)行重構(gòu)式迭代補(bǔ)償23。對接收到的信號進(jìn)行信道均衡和判決解調(diào)后，重新進(jìn)行調(diào)制以模擬發(fā)送信號，經(jīng)過時刻同步后，對該信號進(jìn)行取模和平方操作重構(gòu)出ssbi損傷項(xiàng)，

21、再與原始接收信號作差以抑制ssbi的影響。整個步驟可以迭代進(jìn)行，從而逐步提高ssbi估計的精確度，實(shí)現(xiàn)線性接收。這一方法的缺點(diǎn)在于，迭代過程包含了均衡、解調(diào)和調(diào)制等步驟，計算復(fù)雜度較高。作為改進(jìn)，美國諾基亞貝爾實(shí)驗(yàn)室24和北京大學(xué)研究組8提出了不包括均衡的迭代算法。將輸入信號通過單邊帶濾波器、取模和平方操作直接重構(gòu)出ssbi項(xiàng)，并通過多次迭代增加重構(gòu)精度，相比于前一種方案大幅降低了計算復(fù)雜度。然而，由于單邊帶濾波器需要由希爾伯特濾波器實(shí)現(xiàn)，所以每次要進(jìn)行一對傅里葉變換（fft）和逆變換（ifft），所以迭代過程的復(fù)雜度仍然較高。意大利laquila大學(xué)研究組基于最小相位條件，證明了單邊帶信號的

22、對數(shù)幅度和相位間滿足克拉默-克隆尼格（kk）關(guān)系，即互為希爾伯特變換對25。如圖5所示，根據(jù)接收到光電流可以恢復(fù)出接收光場的幅度分量，進(jìn)而得到相位信息，最終線性重構(gòu)出復(fù)數(shù)光場。kk關(guān)系接收機(jī)給出了理論上最佳的接收算法，它的缺點(diǎn)是算法中包含了對數(shù)等非線性操作，使得信號頻譜在這一過程中發(fā)生展寬，因此接收端一般需要3倍以上符號率的上采樣倍數(shù)。在kk關(guān)系接收機(jī)提出之后，許多研究組對其加以改進(jìn)以進(jìn)一步降低復(fù)雜度。韓國kaist研究組通過對對數(shù)函數(shù)進(jìn)行一階展開，避免了非線性運(yùn)算，降低接收端采樣率的要求。在112 gbit/s單邊帶ofdm信號80 km標(biāo)準(zhǔn)單模光纖的傳輸實(shí)驗(yàn)中，他們用2倍上采樣取得了與6倍上采樣相似的誤碼性能26。另一種思路是從簡化希爾伯特濾波器的角度出發(fā)，德國光量子研究所提出用有限長抽頭濾波器進(jìn)行近似27，從時域卷積避免了整個數(shù)據(jù)的fft/ifft變換，降低了處理時延和計算復(fù)雜度。在實(shí)驗(yàn)中，他們利用32個抽頭的數(shù)字濾波器實(shí)現(xiàn)了kk關(guān)系接收機(jī)，并成功地將80 gbaud的16 qam信號傳輸了300 km標(biāo)準(zhǔn)單模光纖。