驅動電路IR2110的特性及應用

1、驅動電路ir2110的特性及應用功率變換裝置中的功率開關器件，根據主電路的不同，一般可采用直接驅動和隔離驅動兩種方式。其中隔離驅動可分為電磁隔離和光電隔離兩種。光電隔離具有體積小，結構簡單等優(yōu)點，但同時存在共模抑制能力差，傳輸速度慢的缺點。快速光耦的速度也僅有幾十khz。電磁隔離用脈沖變壓器作為隔離元件，具有響應速度快(脈沖的前沿和后沿)，原副邊的絕緣強度高，dvdt共模干擾抑制能力強等特點。但信號的最大傳輸寬度有受磁飽和特性的限制，因而信號的頂部不易傳輸。而且最大占空比被限制在50。同時信號的最小寬度也要受磁化電流的限制。同時脈沖變壓器體積也大，而且笨重，工藝復雜。凡是隔離驅動方式，每路驅動

2、都需要一組輔助電源，若是三相橋式變換器，則需要六組，而且還要互相懸浮，因而增加了電路的復雜性。隨著驅動技術的不斷成熟，現已有多種集成厚膜驅動器推出。如exb840841、exb850851、m57959lal、m57962lal、hr065等等，它們均采用的是光耦隔離，而光耦隔離仍受到上述缺點的限制。而美國ir公司生產的ir2110驅動器則兼有光耦隔離(體積小)和電磁隔離(速度快)的優(yōu)點，是中小功率變換裝置中驅動器件的首選品種。1  ir2110的結構特點ir2110采用hvic和閂鎖抗干擾cmos工藝制造，dip14腳封裝。該器件具有獨立的低端和高端輸入通道。其懸浮電源采用自舉電路

3、，高端工作電壓可達500 v，dvdt=±50 wns，15 v下的靜態(tài)功耗僅116 mw。ir2110的輸出端f腳3，即功率器件的柵極驅動電壓)電壓范圍為1020 v，邏輯電源電壓范圍(腳9)為515 v，可方便地與ttl、cmos電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有±5 v的偏移量；此外，該器件的工作頻率可達500 khz，而且開通、關斷延遲小(分別為120 ns和94 ns)，圖騰柱輸出峰值電流為2 a。ir2110的內部功能框圖如圖1所示。由圖可見，它由邏輯輸入、電平平移及輸出保護三個部分組成。ir2110可以為裝置的設計帶來許多方便，尤其是高端懸浮自舉電源

4、的成功設計，可以大大減少驅動電源的數目。2自舉元器件的選擇圖2所示是基于ir2110的半橋驅動電路。其中的自舉二極管vd1和電容c1是ir2110在大功率脈寬調制放大器應用時需要嚴格挑的元器件，應根據一定的規(guī)則進行計算分析。在電路實驗時，還要進行一些調整，以使電路工作在最佳狀態(tài)。2.1  自舉電容的設計igbt和pm(power mosfet)具有相似的門極特性，它們在開通時都需要在極短的時間內向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通后，自舉電容兩端的電壓比器件充分導通所需要的電壓(10 v，高壓側鎖定電壓為8.78.3 v)要高，而且在自舉電容充電路徑上有1.5 v的壓降(包括vd1

5、的正向壓降)，同時假定有12的柵電壓(柵極門檻電壓vth通常35 v)因泄漏電流引起電壓降。那么，此時對應的自舉電容可用下式表示：例如irf2807充分導通時所需要的柵電荷qg為160 nc(可由irf2807電特性表查得)，vcc為15v，那么有：這樣c1約為0.1 f，設計中即可選取c1為0.22f或更大，且耐壓大于35 v的獨石電容。2.2懸浮驅動的最寬導通時間ton(max)確定當最長的導通時間結束時，功率器件的門極電壓vgs仍必須足夠高，即必須滿足式(1)的約束關系。對于moseft，因為絕緣門極輸入阻抗比較高，假如柵電容(cgs)充電后，在vcc為15 v時有15a的漏電流(igq

6、s)從c1中抽取，若仍以本文的自舉電容設計的參數為例，qg=160 nc，u=vcc-10-1.5=3.5 v，qavail=uc=3.5x0.22=0.77c。則過剩電荷q=0.77-0.16=0.61 c，uc=qc=0.610.22=2.77 v，因此可得uc=10+2.77=12.77 v。由u=uc及柵極輸入阻抗r為1 m，即可求出t(即ton(max)為：2.3懸浮驅動的最窄導通時間ton(min)確定在自舉電容的充電路徑上，分布電感將會影響充電的速率。下管的最窄導通時間應保證自舉電容能夠有足夠的電荷，以滿足gge所需要的電荷量加上功率器件穩(wěn)態(tài)導通時漏電流所失去的電荷量。因此從最窄

7、導通時間ton(min)考慮，自舉電容應足夠小。實際上，在選擇自舉電容大小時，應當綜合考慮，既不能大到影響窄脈沖的驅動性能，但也不能太小。2.4  自舉二極管的選擇自舉二極管是一個重要的自舉器件。它應在高端器件開通時能阻斷直流干線上的高壓，并且應當是快恢復二極管，以減小從自舉電容向電源vcc的回饋電荷。二極管承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。為了減少電荷損失，應選擇反向漏電流小的快恢復二極管。如果電容需要長期貯存電荷，則高溫反向漏電流十分重要。二極管耐壓選擇可按后級功率moseft管的要求來定，其最大反向恢復時間trr要小于等于100 ns，二極管所承受的電流if=qbsf。3 i

8、r2110的擴展應用3.1  高壓側懸浮驅動的自舉原理在圖2所示的ir2110用于驅動半橋的電路圖中，c1、vd1分別為自舉電容和二極管，c2為vcc的濾波電容。假定在s1關斷期間，c1已充到足夠的電壓(vc1vcc)。那么，hin為高電平時vm1開通，vm2關斷，vc1加到s1的門極和發(fā)射極之間，c1通過vm1、rg1和s1門極柵極電容cgc1放電，從而使cgc1被充電。此時，vc1可等效為一個電壓源。而當hin為低電平時，vm2開通，vm1斷開，s1柵電荷經rg1、vm2迅速釋放，使s1關斷。然后經短暫的死區(qū)時間(td)之后，lin為高電平，s2開通，vcc經vd1，s2給c1充

9、電，并迅速為c1補充能量，并如此循環(huán)反復。由此可知，自舉電路必須在ir2110輸人信號不斷的高低電平變化中，且自舉電容反復充、放電時，才能起到正常的自舉作用，而當ir2110的輸人信號是直流電平信號時，自舉電容將不能完成電荷的儲存，即不能得到正常的充電，因此也不能為高端二極管提供驅動信號。如果不解決ir2110此功能的不足，則當電機負載實際工作在占空比為1，負載兩端電壓為零時，電機將停止工作；同時也會給功率開關管帶來很大的電流變化率，從而影響功率管的使用壽命和長期可靠性。因此，在工作中應采取下面兩種技術措施。(1)輸入幅度鑒別電路的應用為了克服上述不足，可在工作中設計輸入幅度鑒別電路，其電路如

10、圖3所示。該電路不僅可保證在輸入信號的線性區(qū)內，輸出調寬方波信號，而且，當輸入信號在線性區(qū)外時，電路也可以輸出固定的占空比信號，這樣，即可保證電機在線性區(qū)外也能正常轉動，同時也保證了輸出負載電流不會產生大的突變。(2)電荷泵電路當電路輸入100占空比信號時，其核心振蕩電路cd4093將產生一定頻率的方波信號。當此方波信號為低電平時，功率電源+vs通過d5給儲能電容c3充電；而當此方波信號為高電平時，c3則通過d4給自舉電容c2充電，以維持自舉電容的能量，最終使電路在100占空比輸入信號時，由h橋輸出100的占空比信號，同時也保證輸出電流的連續(xù)性。圖4所示為電荷泵電路圖。3.2防直通導通延時電路

11、對h橋驅動電路上下橋臂功率晶體管加互補信號后，由于帶載情況下，晶體管的關斷時間通常比開通時間長，這樣，當下橋臂晶體管未及時關斷而上橋臂搶先開通時，就會出現所謂“橋臂直通”故障。這樣會使橋臂直通時電流迅速變大，從而造成功率開關損壞。所以設置導通延時及死區(qū)時間必不可少。ir2110具有一定的死區(qū)時間，其大小為10 ns且不可外調，而實際使用中，moseft管的關斷時間比開通時間有時還要比10ns大，此時就需要外加延時電路來加大死區(qū)時間，以防止電路直通，圖5給出了一種導通延時電路及其波形。導通延時也可以通過rc時間常數來設置。對gtr，可按0.2sa來設置；而對mosfet，則可按0.10.2s來設

12、計，且與電流無關；igbt可按25s來設計。假如gtr的f為5 khz旦雙極性工作，調寬區(qū)域為t2=110=0.1 ms，此時若i為100 a，則t=0.2×100=20s。這樣pwm調制分辨率的最大可能性為：這說明死區(qū)時間占據了調制周期的15，顯然是不可行的。所以，對于100 a的電機系統，gtr的開關頻率必須低于5 khz。例如，2 khz以下，此時的分辨率可達12.5左右。4結束語ir2110是一種性能比較優(yōu)良的驅動集成電路，它的自舉懸浮驅動電源可同時驅動同一橋臂的上、下兩個開關器件，驅動電壓高達500 v，工作頻率為500 khz，并具有電源欠壓保護關斷邏輯。ir2110的輸出用圖騰柱結構，驅動峰值電流為2 a，同時兩通道還設有低壓延時封鎖(50ns)。此外，芯片還有一個封鎖兩路輸出的保護端sd，在sd輸入高電平時，兩路輸出均被封鎖。ir2110的這些優(yōu)點給實際系統設計帶來了極大方便，特別是自舉懸浮驅動電源大大簡化了驅動電源設計，因為只用一路電源即可完成上下橋臂兩個功率開關器件的驅動。但與其它驅動集成電路相比，ir2110的保護功能略顯不足，死區(qū)時間不可外調；電路工作