正弦波逆變器

1、正弦波逆變器一 引言所謂逆變器，是指整流器的逆向變換裝置。其作用是通過半導體功率開關器件（例如GTO,GTR,功率MOSFET 和IGBT等）的開通和關斷作用，把直流電能換成交流電能，它是一種電能變換裝置。逆變器，特別是正弦波逆變器，其主要用途是用于交流傳動，靜止變頻和UPS電源。逆變器的負載多半是感性負載。為了提高逆變效率，存儲在負載電感中的無功能量應能反饋回電源。因此要求逆變器最好是一個功率可以雙向流動的變換器，即它既可以把直流電能傳輸?shù)浇涣髫撦d側，也可以把交流負載中的無功電能反饋回直流電源。逆變器的原理早在1931年就在文獻中提到過。1948年，美國西屋（Westinghouse）電氣公

2、司用汞弧整流器制成了3000HZ 的感應加熱用逆變器。1947年，第一只晶體管誕生，固態(tài)電力電子學隨之誕生。1956年，第一只晶體管問世，這標志著電力電子學的誕生，并開始進入傳統(tǒng)發(fā)展時代。在這個時代，逆變器繼整流器之后開始發(fā)展。首先出現(xiàn)的是SCR電壓型逆變器。1961年，W.McMurray與提出了改進型SCR強迫換向逆變器，為SCR逆變器的發(fā)展奠定了基礎。1960年以后，人們注意到改善逆變器波形的重要性，并開始進行研究。1962年，A.Kernick提出了“諧波中和消除法”，即后來常用的“多重疊加法”，這標志著正弦波逆變器的誕生。1963年，提出了“消除特定諧波法”，為后來的優(yōu)化PWM法奠定

3、了基礎，以實現(xiàn)特定的優(yōu)化目標，如諧波最小，效率最優(yōu)，轉矩脈動最小等。20世紀70年代后期，可關斷晶閘管GTO、電力晶體管GTR及其模塊相繼實用化。80年代以來，電力電子技術與微電子技術相結合，產(chǎn)生了各種高頻化的全控器件，并得到了迅速發(fā)展，如功率場效應管Power MOSFET、絕緣門極晶體管IGT或IGBT、靜電感應晶體管SIT、靜電感應晶閘管SITH、場控晶閘管MCT，以及MOS晶體管MGT等。這就是、使電力電子技術由傳統(tǒng)發(fā)展時代進入到高頻化時代。在這個時代，具有小型化和高性能特點的新逆變技術層出不窮。特別是脈寬調制波形改善技術得到了飛速的發(fā)展。1964年，由A.Schonung和H.Ste

4、mmler提出的、把通信系統(tǒng)調制技術應用到逆變技術中的正弦波脈寬調制技術（Sinusoida-PWM，簡稱SPWM），由于當時開關器件的速度慢而未得到推廣。直到1975年才由Bristol大學的等把SPWM技術正式應用到逆變技術中，使逆變器的性能大大提高，并得到了廣泛的應用和發(fā)展，也使正弦波逆變技術達到了一個新高度。此后，各種不同的PWM技術相繼出現(xiàn)，例如注入三次諧波的PWM、空間相量調制（SVM）、隨機PWM、電流滯環(huán)PWM等，成為高速器件逆變器的主導控制方式。至此，正弦波逆變技術的發(fā)展已經(jīng)基本完善。二 正弦波逆變器中的開關器件及其基本工作原理2.1 可關斷晶體管（GTO）可關斷晶體管簡稱G

5、TO。它是晶閘管的一種派生器件，因此它具有SCR的全部優(yōu)點，如耐壓高、電流大、耐浪涌能力強，造價便宜等；但它又具有像GTR自關斷那樣具有自關斷能力，因而不再是半控型的器件而成為全控型器件，工作頻率高、控制功率小、線路簡單，使用方便。因此，GTO是一種比較理想的大功率開關器件。正因為GTO的這些優(yōu)點，近年來，GTO在牽引、高壓、大容量調速、無功補償?shù)确矫娅@得了廣泛得使用。GTO是一種PNPN四層結構的半導體器件，它的結構，等效電路圖及圖形符號示于圖2.1-1中。圖中A、G和K分別表示GTO的陽極，門極和陰極。1為P1N1P2晶體管的共基極電流放大系數(shù)，2為N2P2N1晶體管的共基極電流放大系數(shù)，

6、圖中的箭頭表示各自的多數(shù)載流子運動方向。通常1比2小，即P1N1P2晶體管不靈敏，而N2P2N1晶體管靈敏。GTO導通時器件總的放大系數(shù)1+2稍大于己于1，器件處于臨界飽和狀態(tài)，為用門極負信號去關斷陽極電流提供了可能性。普通晶體管SCR也是PNPN四層結構，外部引出陽極，門極和陰極，構成一個單元器件。GTO外部同樣引出三個電極，但內部卻包含著數(shù)百個共陽極的小GTO，一般通常把這些小GTO稱為GTO元，它們的門極和陰極分別并聯(lián)在一起，與SCR不同，GTO是一種多元的功率集成器件，這是為便于實現(xiàn)門極控制關斷所采取的特殊設計。GTO的開通和關斷過程與每一個GTO元密切相關，但GTO元的特性又不等同于

7、整個GTO器件的特性，多元集成使GTO的開關過程產(chǎn)生了一系列新的問題。由圖2.1-1(b)中所示的等效電路可以看出，當陽極加正向電壓，門極同時加正觸發(fā)信號時，GTO導通，其具體過程如下：顯然這是一個正反饋過程。當流入的門極電流IG足以使晶體管N2P2N1的發(fā)射極電流增加，進而使P1N2P2晶體管的發(fā)射極電流也增加時，當1+21之后，兩個晶體管均飽和導通，GTO則完成了導通過程。可見，GTO開通的條件是 1+21 （2-1）此時門極的電流IG為IG = 1-(1+2) IA/2 (2-2)式中 IA GTO的陽極電流； IG GTO門極注入的電流。由式（2）可知，當GTO門極注入正的IG電流但尚

8、不能滿足開通條件時，雖有正反饋作用，但器件仍不會飽和導通。這是因為門極電流不夠大，不滿足1+21的條件，這時候，陽極電流只流過一個不大而且是確定的電流值。當門極電流IG撤消后，該陽極電流也就消失。與1+2=1狀態(tài)所對應的陽極電流為臨界導通電流，定義為GTO的擎住電流。當GTO在門極正觸發(fā)信號的下開通時，只有陽極電流大于擎住電流后，GTO才能維持大面積導通。由此可見，只要能引起和變化并使之滿足1+21條件的任何因素，都可以導致PNPN四層器件的導通。所以，除了注入門極電流使GTO導通外，在一定條件下過高的陽極電壓和陽極電壓上升率，過高的結溫以及火花發(fā)光照射等均可能使GTO觸發(fā)導通。所有這些非門極

9、觸發(fā)都是不希望的非正常觸發(fā)，應采取適當措施加以防止。實際上，因為GTO是多元集成結構，數(shù)百個以上的GTO元制作在同一硅片上，而GTO元特性總會存在差異，使得GTO元的電流分布不均，通態(tài)壓降不一，甚至會在開通過程中造成個別GTO元的損壞，以致引起整個GTO的損壞。為此，要求在制造時盡可能的使硅片微觀結構均勻，工藝裝備和工藝過程嚴格控制，以求最大限度達到所有GTO元特性的一致性。另外，要提高正向門極觸發(fā)電流脈沖上升沿陡度，以求縮短GTO元陽極電流滯后時間、加速GTO元陰極導電面積的擴展，達到縮短GTO開通時間的目的。GTO開通后可在適當外部條件下關斷，其關斷電路原理如圖2.1-2所示。關斷GTO時

10、，將開關S閉合，門極就施以負偏置電壓EG。晶體管P1N1P2的集電極電流Ic1被抽出形成門極負電流IG，此時N2P2N1晶體管的基極電流減小，進而使Ic2減小。于是引起Ic1的進一步下降，如此循環(huán)不已，最終導致GTO的陽極電流消失而關斷。現(xiàn)在，GTO的主要技術方向，仍是大電流、高耐壓。這就需要改善元胞特性，并改善每個元胞及結構的一致性、均勻性。這要從改善元胞的微細化和少子壽命控制的最佳化入手，控制擴散雜質分布的同時，提高導通特性，從而門極電路小型化。由于大容量GTO多是采用壓接結構。因此，需要使每個元胞特性均勻一致的工藝以及均勻一致的壓積壓，一致的接觸電阻。這在工藝上咳采取離子注入法和壓接式結

11、構。壓接式結構容易保證接觸一致性，避免由合金燒結產(chǎn)生的受熱不均勻以及應力等問題。GTO因為利用了電導調制效應，在關斷后有拖尾電流流過。這樣，關斷損耗將成為限制其高壓下應用的一個主要原因。與晶閘管相比，GTO具有快的關斷速度，高的關斷電流容量和大的關斷安全工作區(qū)。它代表了晶閘管發(fā)展的主要方向。2.2 電力晶體管（GTR）電力晶體管是一種雙極型大功率高反壓晶體管，由于其功率非常大，所以，它又被稱作為巨型晶體管，簡稱GTR。GTR是由三層半導體材料兩個PN結組成的，三層半導體材料的結構形式可以是PNP，也可以是NPN。大多數(shù)雙極型功率晶體管是在重摻質的N+硅襯底上，用外延生長法在N+上生長一層N漂移

12、層，然后在漂移層上擴散P基區(qū)，接著擴散N+發(fā)射區(qū)，因之稱為三重擴散。基極與發(fā)射極在一個平面上做成叉指型以減少電流集中和提高器件電流處理能力。GTR分為NPN型和PNP型兩類，又有單管GTR、達林頓式GTR（復合管）和GTR模塊幾種形式。單管GTR飽和壓降VCES低，開關速度稍快，但是電流增益小，電流容量小，驅動功率大，用于較小容量的逆變電路。達林頓式GTR電流增益值大，電流容量大，驅動功耗小，但飽和壓降VCES較高，關斷速度較慢。和單管GTR一樣，達林頓式非模塊化的GTR在現(xiàn)代逆變電路中早已不太常用。應用比較廣泛的還是GTR模塊。它是將兩只或4只、6只、甚至7只單管GTR或達林頓式GTR的管芯

13、封裝在一個管殼內，分別組成單橋臂、單相橋、三相橋和帶泄放管的三相橋形式，外殼絕緣，便于設計和安裝。在逆變電路中，GTR都工作在共發(fā)射極狀態(tài)，其輸出特性曲線是指集電極電流IC和電壓VCE以及基極電流IB之間的關系，如圖2.2-1所示。GTR的特性曲線分5個區(qū)。I區(qū)為截止區(qū)，IB=0，IC很小，為CE漏電流。II區(qū)為線性放大區(qū)，當IB增加時，IC也跟隨IB線性增加。隨著VCE繼續(xù)降低，IC已沒有增長能力，這就進入了深度飽和區(qū)，即第IV區(qū)。這時的VCE稱為GTR的飽和壓降，用VCES表示，它比GTO和VMOSFET要低。V區(qū)為擊穿區(qū)，當VCE增加到一定值時，即使IB不增加，IC也會增加，這時的VCE

14、就是GTR的一次擊穿電壓。如果VCE繼續(xù)增加，IC也增加，由于GTR具有負阻特性，當結溫上升時，IC更大。由于整個管芯的導電不可能絕對均勻，大的IC會產(chǎn)生集中熱點，從而發(fā)生雪崩擊穿，IC驟增。這時候，即使降低VCE也無濟于事，高速增長的熱量無法散出，在很短時間內（幾微秒甚至幾納秒）便使GTR被永遠地燒壞。這就是GTR的二次擊穿現(xiàn)象，它是GTR最致命的弱點，也是限制GTR發(fā)展和進一步推廣應用的最重要的原因之一。電力晶體管GTR大多作功率開關使用，所以，要求它要有足夠的容量（高電壓、大電流）、適當?shù)脑鲆?、較高的工作速度和較低的功率損耗等。但由于電力晶體管的功率損耗大、工作電流大，因此它存在著諸如基

15、區(qū)大注入效應、基區(qū)擴展效應和發(fā)射極電流集邊效應等特點和問題?；鶇^(qū)大注入效應是指基區(qū)中的少數(shù)載流子濃度達到或超過摻雜濃度時，器件的注入效率降低，少數(shù)載流子擴散系數(shù)變大，體內少數(shù)載流子壽命下降，以致嚴重影響GTR的電流增益的現(xiàn)象?；鶇^(qū)擴展效應是指在大電流條件下有效基區(qū)變寬的效應。器件在小電流狀態(tài)工作時的集電結寬度主要由基區(qū)摻雜濃度決定，因此其增益值是固定的；但在大電流條件下，由于基區(qū)中少數(shù)載流子大量增加造成集電結寬度收縮，因而，使有效基區(qū)變寬?；鶇^(qū)的擴展導致注入效率降低，增益下降、特征頻率減小。發(fā)射極電流集邊效應也稱為基極電阻自偏壓效應，是由于在大多數(shù)情況下電流條件下，基區(qū)的橫向壓降使得發(fā)射極電流

16、分配不均勻所造成的。在這種情況下，電流的分布較多地集中在靠近基極的發(fā)射極周邊上，引起電流的局部集中，進而導致局部過熱。所以，為了削弱上述三種物理效應的影響，必須在結構上采取適當?shù)拇胧┮员ＷC適合大功率應用的需要。2.3 功率場效應晶體管（Power MOSFET）功率場效應晶體管簡稱功率MOSFET，它是一種以晶體管原理為基礎，將微電子技術的發(fā)展成果應用到電力電子領域中的單極型的電壓控制器件，不但有自關斷能力，而且有驅動功率小、工作速度高、無二次擊穿問題、安全工作區(qū)寬等優(yōu)點。功率MOSFET按其結構分類，它的主要代表性器件有LDMOSFET，VVMOSFET，VDMOSFET。在這里以VDMOS

17、FET為例，來大致介紹一下功率MOSFET的結構和工作原理。圖2.3-1(a)是VDMOSFET中一個單元的截面圖，它是在電阻率很地的重摻雜N+襯底上生長一層漂移層N，該層的厚度和雜質濃度決定了器件的正向阻斷能力。然后在漂移層上再生長一層很薄的柵極氧化物，在氧化物上沉積多晶硅柵極。在用光刻法除去一部分氧化物后，進行P區(qū)和N+源區(qū)雙區(qū)雙擴散，并沉積源極電極。這樣，就形成了N溝道增強型功率MOSFET，其電氣圖形符號如圖2.3-1(b)所示。當漏極接電源正端，源極接電源負端，柵極和源極間電壓為零時，P基區(qū)和N漂移區(qū)之間形成的PN結J1反偏，漏源極之間無電流流過。如果在柵極和源極之間加一正電壓UGS

18、，由于柵極是絕緣的，所以并不會有柵極電流流過。但柵極的正電壓卻會將其下面P區(qū)中的空穴推開，而將P區(qū)中的少數(shù)載流子電子吸引到柵極下面的P區(qū)表面。當UGS大于某一電壓值UT時，柵極下P區(qū)表面的電子濃度將超過空穴濃度，從而使P型半導體反型成N型半導體而成為反型層，該反型層形成N溝道而使PN結J1消失，漏極和源極導電。電壓UT稱為開啟電壓，UGS超過UT越多，導電能力越強，漏極電流ID越大。功率MOSFET是多元集成結構，一個器件往往由許多個小MOSFET單元組成。對于功率MOSFET來說，采用多元集成結構是很有益的，因為采用多元集成結構不僅可以降低通態(tài)電阻，而且還能提高工作頻率，改善器件的性能。由于

19、漏極電流流過溝道時，在溝道電阻上產(chǎn)生的損耗和發(fā)熱限制了MOSFET通態(tài)電流值的提高，而多元集成結構不僅使每個MOSFET單元的溝道長度大為縮短，而且所有MOSFET單元的溝道是并聯(lián)在一起的，因而溝道電阻大幅度減小。于是，在同樣的額定溫度下，器件的通態(tài)漏極電流可以提高。即提高了應用于大功率的能力。本來，在MOSFET器件中由于載流子在溝道中的渡越時間和柵極輸入電容的存在，限制了器件的工作頻率，但由于多單元集成結構使溝道長度大大縮短，載流子的渡越時間也大為減小。又因為所有MOSFET單元的溝道都是并聯(lián)的，所以，允許很多的載流子同時渡越，使器件的開通時間極短。大約可以使漏極電流上升時間見效到毫微秒的

20、數(shù)量級。近年來，各種功率MOSFET型器件層出不窮。由于它具有開關速度快、輸入阻抗高、熱穩(wěn)定性好、可靠性強等優(yōu)點，在應用中取代了許多原來為雙極型功率器件所占據(jù)的領域。它的工藝特點決定了它能方便地同其他類型的器件相集成，從而促進了高壓功率集成電路HVIC和智能功率集成電路SPIC的實現(xiàn)，推動了電力電子技術的發(fā)展。現(xiàn)在，功率MOSFET已被廣泛應用于開關電源、汽車電子、消費電子、工業(yè)控制等領域中，成為當今世界上功率器件發(fā)展規(guī)律的主要方向。2.4 絕緣柵雙極晶體管（IGBT）絕緣柵雙極晶體管（Insulate Gate Bipolar Transistor）簡稱IGBT，是一種新型的電力電子器件。它

21、是MOSFET與GTR的復合器件，因此，它既具有MOSFET的工作速度快、輸入阻抗高、驅動電路簡單、熱溫度性好的優(yōu)點，又包含了GTR的載流量大、阻斷電壓高等多項優(yōu)點，是取代GTR的理想開關器件。從1986年至今，尤其是近幾年來IGBT的發(fā)展很快，目前已被廣泛應用于電視控制、中頻開關電源和逆變器、機器人、空調器以及要求快速低損耗的許多領域。現(xiàn)在已經(jīng)被廣泛應用的第三代IGBT通態(tài)壓降更低、開關速度更快；集成的智能型IGBT功率模塊使用更方便、體積更小、保護更可靠，并省去了驅動電路。圖2.4-1為IGBT的結構剖面圖。由圖可知，IGBT是在功率MOSFET的基礎上發(fā)展起來的，兩者結構十分類似，不同之

22、處在于IGBT比功率MOSFET多了一個P+層發(fā)射極，可以形成PN結J1，并由此引出漏極；門極和源極與MOSFET相類似。IGBT按緩沖區(qū)的有無來分類，緩沖區(qū)是介于P+發(fā)射區(qū)和N-漂移區(qū)之間的N+層。無緩沖區(qū)N+者稱為對稱型IGBT，也稱為非穿通型IGBT；有N+緩沖區(qū)者稱為非對稱型IGBT，也稱為穿通型IGBT。因為結構不同造成其特性亦不同，非對稱型IGBT由于存在N+區(qū)，反向阻斷能力弱，但其正向壓降低、關斷時間短、關斷時尾部電流小。與之相反，對稱型IGBT具有正反向阻斷能力，其他特性卻不及非對稱型IGBT。從結構上可以看出，IGBT相當于一個由MOSFET驅動的厚基區(qū)GTR，其簡化等效電路

23、如圖2.4-2(a)所示，N溝道IGBT的圖形符號如圖2.4-2(b)所示。對于P溝道IGBT，其圖形符號中的箭頭防線恰好相反。圖中的電阻Rdr是厚基區(qū)GTR基區(qū)內的擴展電阻。IGBT是以GTR為主導元件，MOSFET為驅動元件的達林頓結構。圖示器件為N溝道IGBT，MOSFET為N溝道型，GTR為PNP型。IGBT的開通和關斷是由門極電壓來控制的。門極施以正電壓時，MOSFET內形成溝道，并為PNP晶體管提供基極電流，從而使IGBT導通。在門極上施以負電壓時，MOSFET內的溝道消失，PNP晶體管的基極電流被切斷，IGBT即為關斷。當VDS為負時，J3結處于反向偏置狀態(tài)，類似于反偏二極管，器

24、件呈反向阻斷狀態(tài)。當VDS為正時，有兩種可能：(1) 若門極電壓小于開啟電壓，即VG VT時，絕緣門極下面的溝道形成，N+區(qū)的電子通過溝道進入N-漂移區(qū)，漂移到J3結，此時J3記是正向偏置，也向N-區(qū)注入空穴，從而在N-區(qū)產(chǎn)生電導調制，使器件正向導通。在器件導通之后，若將門極電壓突然減至零，則溝道消失，通過溝道的電子電流為零，使漏極電流有所突降，但由于N-區(qū)中注入了大量的電子、空穴對，因而漏極電流不會馬上變?yōu)榱?，而出現(xiàn)一個拖尾時間。除上述IGBT的正常工作情況外，從結構中可以看出，由于IGBT結構中寄生著PNPN四層結構，存在著由于再生作用而將導通狀態(tài)鎖定起來的可能性，從而導致漏極電流失控，進

25、而引起器件產(chǎn)生破壞性失效。出現(xiàn)鎖定現(xiàn)象的條件就是晶閘管的觸發(fā)導通條件：1 +2 = 1IGBT的鎖定現(xiàn)象又分為靜態(tài)鎖定、動態(tài)鎖定和柵分布鎖定。靜態(tài)鎖定是IGBT在穩(wěn)態(tài)電流導通時出現(xiàn)的鎖定，此時，漏極電壓低，鎖定發(fā)生在穩(wěn)態(tài)電流密度超過某一數(shù)值時。動態(tài)鎖定發(fā)生在開關過程中，在大電流、高電壓的情況下，主要是因為在電流較大時引起1和2的增加，以及由過大的dv/dt引起的位移電流造成的。柵分布鎖定是由于絕緣柵的電容效應，造成在開關過程中個別先開通或后關斷的IGBT之中的電流密度過大而形成局部鎖定。應當采取各種工藝措施提高IGBT的鎖定電流，克服由于鎖定而產(chǎn)生失效。2.5 小結功率MODFET是單極型電壓

26、驅動器件，具有工作速度快、輸入阻抗高、熱穩(wěn)定性好以及驅動電路簡單等優(yōu)點，但是導通電阻大，電流容量較低，阻斷電壓也低。GTR和GTO是雙極型電流驅動器件，其阻斷電壓高，載流能力強，但是工作速度慢，驅動電流大，控制電路比較復雜。由于各有所限，使它們在新型電力電子裝置中的應用受到局限。而IGBT作為功率MOSFET和GTR的復合器件，將它們各自的優(yōu)點集于一身，揚長避短，使其特性更加優(yōu)越，具有輸入阻抗高、工作速度快、通態(tài)電壓低、阻斷電壓高、承受電流大等優(yōu)點，因而發(fā)展很快，應用很廣，在各個領域中有取代前述全控型器件的趨勢，IGBT已成為當前電力半導體器件發(fā)展的重要方向。三 正弦波逆變器主電路的基本形式常

27、用逆變器按照逆變器的直流側波形和交流側波形分類，可以分為電壓型逆變器和電流型逆變器。3.1 電壓型逆變器理想的逆變器，從直流變到交流的功率總是一定的值而沒有脈動，直流電壓波形和電流波形中也不應該產(chǎn)生脈動。而在實際的逆變電路中，因為逆變器的脈動數(shù)等有限制，因而，逆變功率P是脈動的。當逆變器的逆變功率P的脈動波形由直流電流來體現(xiàn)時，稱為電壓型逆變器，如圖3.1-1所示，直流電源是恒壓源。電壓型逆變器的特點是：（1） 直流側有較大的直流濾波電容Cd。（2） 當負載功率因數(shù)變化時，交流輸出電壓的波形不變，即交流輸出電壓波形與負載無關。交流輸出電壓的波形，通過逆變開關的動作被直流電源電容上的電壓鉗位成為

28、方波。（3） 在逆變器中，與逆變開關并聯(lián)有反饋二極管D1D6，所以，交流電壓與負載無關，是方波。（4） 輸出電流的相位隨著負載功率因數(shù)的變化而變化。換向是在同橋臂開關管之間進行的。（5） 可以通過控制輸出電壓的幅值和波形來控制其輸出電壓。3.2 電流型逆變器當逆變器的逆變功率P的脈動波形由直流電壓來體現(xiàn)時，稱之為電流型逆變器，如圖3.2-1所示，直流電源是恒壓源。電流型逆變器的特點是：（1） 直流側接有較大的濾波電感Ld。（2） 當負載功率因數(shù)變化時，交流輸出電流的波形不變，即交流輸出電流波形與負載無關。交流輸出電流波形，通過逆變開關的動作，被直流電源電感穩(wěn)流成方波。（3） 在逆變器中，與逆變

29、開關串聯(lián)的有反向阻斷二極管D1D6，而沒有反饋二極管。所以，在逆變器中必須有釋放換相時積蓄在負載電感上的能量的電路（通常用并聯(lián)電容吸收這部分能量）。（4） 輸出電壓的相位，隨著負載功率因數(shù)的變化而變化。換向是在兩相鄰相之間進行的。（5） 可以通過控制輸出電流的幅值和波形來控制其輸出電流。四 PWM脈寬調制式逆變器4.1 PWM脈寬調制技術的概況逆變器的脈寬調制技術PWM（Pulse Width Modulation）是用一種參考波（通常是正弦波，有時也用梯形波或方波等）為“調制波”（modulating wave），而以N倍于調制波頻率的正三角波（有時也用鋸齒波）為“載波”（carrier w

30、ave）。由于正三角波或鋸齒波的上下寬度是線性變化的波形，因此，它與調制波相交時，就可以得到一組幅值相等，而寬度正比于調制波函數(shù)值的矩形脈沖序列用來等效調制波。用開關量取代模擬量，并通過對逆變器開關管的通斷控制，把直流電變成交流電，這一種技術就叫做脈寬調制技術。當調制波為正弦波時，輸出矩形脈沖序列的脈沖寬度按照正弦函數(shù)規(guī)律變化，這種調制技術通常又稱為正弦波脈寬調制（Sinusoida PWM）技術。隨著逆變器在交流傳動、UPS電源和有源濾波器等中的廣泛應用，以及高速全控開關器件的大量出現(xiàn)，PWM技術已成為逆變技術的核心，因而受到了人們的高度重視。尤其是最近幾年，微處理器應用于PWM技術和實現(xiàn)數(shù)

31、字化控制以后，更是花樣翻新，到目前為止，仍有新的PWM方式在不斷出現(xiàn)。PWM技術的發(fā)展過程是：1963年，提出了消除特定諧波法；1964年，A.Schnoung和H.Stemmler把通訊系統(tǒng)的調制技術應用到交流傳動逆變器中，產(chǎn)生了正弦脈寬調整技術（SPWM），后由英國Bristol大學的于1975年進行了推廣和應用，使SPWM調制技術成為了被廣泛關注的熱點。后來，Bowes又相繼提出了全數(shù)字化SPWM方案，規(guī)則采樣數(shù)字化PWM方案以及準優(yōu)化PWM技術（Suboptimal PWM），以提高直流電壓利用率。1983年，J.Holtz等又提出了空間相量PWM技術，該項技術從用于異步電動機的角度出

32、發(fā)，直接采用以電動機磁鏈圓形軌跡為目的的控制方法，因而使用起來更加直觀，也更加方便。以Turnbull的消除特定諧波法為基礎，出現(xiàn)了求最大值或最小值的優(yōu)化PWM的概念。由此于19771986年，、和K.Taniguchi等提出了電流諧波畸變率（THD）最小、效率最優(yōu)以及轉矩脈動最小的最優(yōu)PWM法。由于這些方法具有電壓利用率高，開關次數(shù)少，可以實現(xiàn)特定優(yōu)化目的等優(yōu)點，所以人們一直在進行著這方面的研究。隨著微處理器預算速度的不斷提高，J.Sun等于1994年提出了實時完成優(yōu)化的PWM方案。此外，還應當提到的是于1980年提出的電流滯環(huán)比較PWM技術，以及在此基礎上發(fā)展起來的全數(shù)字化無差拍控制（De

33、ad-beat Control）PWM技術，都具有實現(xiàn)簡單的特點。為了消除噪聲，1993年1994年，由等提出了隨即PWM法，它是從改變諧波的頻譜分入手，使諧波均勻分布在較寬的頻帶范圍內，以達到抑制噪聲和機械共振的目的。PWM技術從大的方面可以分為三大類，即波形調制PWM技術、優(yōu)化PWM技術和隨機PWM技術。PWM技術可以用于電壓型逆變器，也可以用于電流型逆變器，它對于逆變技術的發(fā)展起了很大的推動作用。它與多重疊加法相比較，有以下一些顯著的優(yōu)點：（1） 電路簡單，只用一個功率控制級就既可以調節(jié)輸出電壓，又可以調節(jié)輸出頻率。（2） 可以使用不可控整流橋，使系統(tǒng)對電網(wǎng)的功率因數(shù)與逆變器輸出電壓值無

34、關。（3） 可以同時進行調頻、調壓，與中間直流環(huán)節(jié)的元件參數(shù)無關，系統(tǒng)的動態(tài)響應速度快。（4） 可以獲得更好的波形改善效果。正是由于這些優(yōu)點，使PWM脈寬調制技術在當今逆變領域占據(jù)了絕對的主導地位。根據(jù)載波與調制波角頻率的關系不同，可以分為同步式PWM調制與非同步式PWM調制。同步式PWM調制是使載波角頻率c（決定開關工作頻率）和調制波角頻率s（相當于輸出頻率）同步的一種調制方法，因此，調制波半個周期內所包含的載波脈沖數(shù)是定值（即載波比 N=c/s 恒定）；非同步式PWM調制是使載波角頻率c和調制波角頻率s不同步的調制法，調制波半個周期內所包含的載波脈沖數(shù)不時定值（即載波比 N=c/s 不恒定

35、）。一般來說，載波角頻率c是保持恒定的，但有時侯也根據(jù)工作情況而變化。在同步式PWM調制中，當調制波的頻率低時，載波頻率也應比例地降低，因此難以做到平滑控制。為了克服這個缺點，可以采用改變載波脈沖數(shù)的方法。在非同步PWM調制中，雖然不需要改變載波脈沖數(shù)，但當載波比 N=c/s 較小時（輸出頻率和開關頻率接近），會使輸出頻率f0和載波頻率fc的下邊頻諧波很接近而發(fā)生跳動，使特性顯著變壞而不能使用（因此，非同步PWM調制希望用快速器件，用增大載波比例如取 N15 來避免載波頻率的下邊頻和輸出頻率接近）。此時，可以使用比非同步調制稍微復雜一些的同步調制方式。非同步的三角波正弦波比較方式一般是在線控制

36、時使用，而同步方式可以在線也可以離線使用。也有一些逆變器，在低頻輸出時用非同步方式，在高頻輸出時用同步方式，我們把這種使用方式叫做同步非同步交替方式。不管是同步、非同步，還是同步非同步交替方式，逆變器電路是不變的。4.2 PWM控制的基本原理 PWM控制的基本原理在采樣控制理論中有一個重要的結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。沖量即指窄脈沖的面積。這里所說的效果基本相同，指環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同。如把各輸出波形用傅氏變換分析，則其低頻段特性非常接近，僅在高頻段略有差異。例如圖4.2-1(a)、(b)、(c)所示的三個窄脈沖形狀不同，圖4.2-1(a)為矩

37、形脈沖，圖4.2-1(b)為三角形脈沖，圖4.2-1(c)為正弦半波脈沖，但它們的面積（即沖量）都等于1，那么，當它們分別加在具有慣性的同一個環(huán)節(jié)上時，其輸出響應基本相同。脈沖越窄，其輸出的差異越小。當窄脈沖變?yōu)閳D4.2-1(d)的單位脈沖函數(shù) (t) 時，環(huán)節(jié)的響應即為該環(huán)節(jié)的脈沖過度函數(shù)。上述結論是PWM控制的重要理論基礎。下面來分析一下如何用一系列等幅而不等寬的脈沖代替一個正弦半波。把圖 4.2-2(a) 所示的正弦波波形分成N等份，就可以把正弦半波看成由N個彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于 N ，但是幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按照正弦規(guī)

38、律變化。如果，把上述脈沖序列用同樣的數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替，使矩形脈沖的中點和相應正弦等分的中點重合，且使矩形脈沖和相應正弦部分面積（沖量）相等，就得到圖 4.2-2(b) 所示的脈沖序列。這就是PWM波形。可以看出，各脈沖的寬度是按照正弦規(guī)律變化的。根據(jù)沖量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對于正弦波形的負半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。像這種脈沖的寬度按照正弦規(guī)律變化而和正弦坡等效的PWM波形，也稱為SPWM（Sinusoidal PWM）波形。在PWM波形中，各脈沖的幅值是相等的，要改變等效輸出正弦波的幅值時，只要按照同一比例系數(shù)改變各脈沖的寬度即可

39、。上面說明了PWM控制的基本原理。按照上述原理，在給出了正弦波頻率、幅值和半個周期內的脈沖數(shù)后，PWM波形各脈沖的寬度和間隔就可以準確地計算出來。按照計算結果控制電路中各個開關器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形。但是，這種計算是很繁瑣的，正弦波的頻率、幅值等變化時，結果都要變化。較為實用的方法是采用調制的方法，即把所希望的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過對載波的調制，得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作為載波，因為等腰三角波上下寬度與高度成線性關系且左右對稱，當它與任何一個平緩變化的調制信號波相交時，如在交點時刻控制電路中開關器件的通斷，就可以得到寬度正比于信號波

40、幅值的脈沖，這就符合PWM控制的要求。當調制信號波為正弦波時，所得到的就是SPWM波形。這種情況使用最廣，這里所介紹的PWM控制只要就是指SPWM控制。當調制信號不是正弦波時，也能得到與調制信號等效的PWM波形。單相橋式PWM逆變電路圖4.2-3是采用電力晶體管作為開關器件的電壓型單相橋式逆變電路，設負載為電感性，對各晶體管的控制按下面的規(guī)律進行：在正半周期，讓晶體管V1一直保持導通，而讓晶體管V4交替通斷。當天V1和V4導通時，負載上所加的電壓為直流電源電壓Ud 。當V1導通而使V4關斷后，由于電感性負載中的電流不能突變，負載電流將通過二極管VD3續(xù)流，負載上所加電壓為零。如負載電流較大，那

41、么，直到使V4再一次導通之前，VD3一直持續(xù)導通。如負載電流較快地衰減到零，在V4再一次導通之前，負載電壓也一直為零。這樣，負載上的輸出電壓uo就可得到零和Ud交替的兩種電平。同樣，在負半周期，讓晶體管V2保持導通。當V3導通時，負載被加上負電壓 Ud，當V3關斷時，VD4續(xù)流，負載電壓為零，負載電壓uo可得到 Ud 和零兩種電平。這樣，在一個周期內，逆變器輸出的PWM波形就由 Ud 、0三種電平組成。控制V4或V3通斷的方法如圖4.2-4所示。載波uc在信號波ur的正半周為正極性的三角波，在負半周為負極性的三角波。調制信號ur為正弦波。在ur和uc 的交點時刻控制晶體管V4或V3的通斷。在u

42、r的正半周，V1保持導通，當uruc時，使V4導通，負載電壓 uo=Ud ，當uruc時，使V4關斷，uo=0；在ur 的負半周，V1關斷，V2保持導通，當uruc時，使V3關斷，uo=0。這樣，就得到了SPWM波形 uo 。圖中的虛線 uof 表示 uo中的基波分量。像這種在 ur 的半個周期內，三角波載波只在一個方向變化，所得到的PWM波形也只在一個方向變化的控制方式稱為單極性PWM控制方式。和單極性PWM控制方式不同的是雙極性PWM控制方式。圖4.2-3的單相橋式逆變電路在采用雙極性控制方式是的波形如圖4.2-5所示。在雙極性方式中ur的半個周期內，三角波載波是在正負兩個方向變化的，所得

43、到的PWM波形也是在兩個方向變化的。在ur的一周期內，輸出的PWM波形只有Ud兩種電平。仍然在調制信號ur 和載波信號uc 的交點時刻，控制各開關器件的通斷。在ur的正負半周，對各開關器件的控制規(guī)律相同。當 uruc 時，給晶體管V1和V4以導通信號，給V2、V3以關斷的信號，輸出電壓 uo=Ud 。當uruc 時，給上橋臂晶體管V1以導通信號，給下橋臂晶體管V4以關斷信號，則U相相對于直流電源假想中點N的輸出電壓 uUN= Ud/2 。當urUuc時，給V4以導通信號，給V1以關斷信號，則uUN=-Ud/2 。V1和V4的驅動信號始終是互補的。當給V1（V4）加導通信號時，可能是V1（V4）

44、導通，也可能是二極管VD1（VD4）續(xù)流導通，這要由感性負載中原來電流的方向和大小來決定，和單相橋式逆變電路雙極性PWM控制時的情況相同。V相和W相的控制方式和U相相同。當臂1和臂6導通時，uUV=Ud ，當臂3和臂4導通時，uUV=-Ud ，當臂1和臂3或臂4和臂6導通時，uUV=0 。因此，逆變器輸出線電壓由Ud、0三種電平構成。死區(qū)對PWM逆變器的影響在雙極性PWM控制方式中，同一相上下兩個臂的驅動電路都是互補的。但是，實際上為了防止上下兩個臂直通而造成短路，在給一個臂施加關斷信號后，再延遲t時間，才給另一個臂施加導通信號。延遲時間的長短主要由功率開關器件的關斷時間決定。這個所謂的延遲時

45、間t，即為通常所說的死區(qū)，也有人把它稱作為開關時滯（Switching Lag-times）。在PWM逆變器中設置死區(qū)t，可以避免同橋臂開關管同時導通的短路故障。同時在感性負載時，由于死區(qū)引起的二極管續(xù)流，能使開關管開通，使開通損耗減少。這是設置死區(qū)的優(yōu)點。但由于設置死區(qū)所引起的反饋二極管的續(xù)流，會使輸出電壓基波幅值減小，并產(chǎn)生出與死區(qū)時間t及載波比N成比例的3，5，7，次諧波。這是設置死區(qū)帶來的缺點。這個缺點對變頻調速系統(tǒng)的影響最為顯著，特別是在變頻調速系統(tǒng)低速運行時，調制波角頻率s減小，使載波比N相對增大，因此使由于死區(qū)t所引起的基波幅值減小的影響和3，5，7，次諧波比例增大的影響更加嚴重

46、。在這種情況下，為了保證變頻調速系統(tǒng)的良好運行，就必須要對死區(qū)的這種不良影響進行補償。常用的補償方法有兩種：一種是電流反饋型補償，另一種是電壓反饋型補償。它們的共同補償原理就是設法產(chǎn)生一個與誤差波波形（即由于設置死區(qū)，而使輸出的PWM波形成為偏離正弦波的波形）相似、相位相反的補償電壓來抵消或削弱誤差波的影響。4.3 PWM型逆變電路的控制方式在PWM逆變電路中，載波頻率 c與調制信號頻率 r之比 N = c/ r 稱為載波比。根據(jù)載波和信號是否同步及載波比的變化情況。PWM逆變電路可以有異步調制和同步調制兩種控制方式。異步調制載波信號和調制信號不保持同步關系的調制方式稱為異步方式。在步調制方式

47、中，調制信號頻率r變化時，通常保持載波頻率c固定不變，因而載波比N是變化的。這樣一來，在調制信號的半個周期內，輸出脈沖的個數(shù)不固定，脈沖相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，同時，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱。當調制信號頻率較低時，載波比N較大，半周期內的脈沖數(shù)較多，正負半周期脈沖不對稱和半周期內前后1/4周期脈沖不對稱的影響都較小，輸出波形接近正弦波。當調制信號頻率增高時，載波比N就減小，半周期內的脈沖數(shù)減少，輸出脈沖的不對稱性影響就變大，還會出現(xiàn)脈沖的跳動。同時，輸出波形和正弦波之間的差異也變大，電路輸出特性變壞。對于三相PWM型逆變電路來說，三相輸出的對稱性也變差。因此，在采用異

48、步調制方式時，希望盡量提高載波頻率，以使在調制信號頻率較高時仍能保持較大的載波比，改善輸出特性。 同步調制載波比N等于常數(shù)，并在變頻時使載波信號和調制信號保持同步的調制方式稱為同步調制。在基本同步調制方式中，調制信號頻率變化時載波比N不變。調制信號半個周期內輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的。在三相PWM逆變電路中，通常公用一個三角波載波信號，且取載波比N為3的整數(shù)倍，以使三相輸出波形嚴格對稱，同時，為了使一相的波形正負半周鏡對稱，N應取為奇數(shù)。當逆變電路輸出頻率很低時，因為在半周期內輸出脈沖的數(shù)目是固定的，所以有PWM調制而產(chǎn)生的c附近的諧波通常不易濾除，如果負載為電動機，就會產(chǎn)生較大

49、的轉矩和噪聲，給電動機的正常工作帶來不利影響。為了克服上述缺點，通常都采用分段同步調制的方法，即把逆變電路的輸出頻率范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內都保持載波比N為恒定，不同頻段的載波比不同。在輸出頻率的高頻段采用較低的載波比，以使載波頻率不致過高，在功率開關器件所允許的范圍內。在輸出頻率的低頻段，采用較高的載波比，以使出載波頻率不致過低而對負載產(chǎn)生不利影響。各頻段的載波比應該都取3的整數(shù)倍且為奇數(shù)。提高載波頻率可以使輸出波形更接近正弦波，但載波頻率的提高受到功率開關器件允許最高頻率的限制。另外，在采用微機進行控制時，載波頻率還受到微機計算速度和控制算法計算量的限制。同步調制方式復雜一些，但使

50、用微機控制時還是容易實現(xiàn)的。也有一些電路在低頻輸出時采用異步調制方式，而在高頻輸出時切換到同步調制方式，這種方式可以把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同步調制方式的效果接近。4.4 SPWM正弦脈寬調制法正弦脈寬調制法的概況SPWM正弦脈寬調制法（Sinusoida PWM）是調制波為正弦波、載波為三角波或鋸齒波的一種脈寬調制法，它是1964年由A.Schonung和H.Stemmler把通訊系統(tǒng)的調制技術應用到逆變器而產(chǎn)生的，后來由Bristol大學的等于1975年對該項技術正式進行了推廣應用。這項技術的特點是原理簡單，通用性強，控制和調節(jié)性能好，具有消除諧波、調節(jié)和穩(wěn)定輸出電壓的多種作用，是一種

51、比較好的波形改善法。它的出現(xiàn)為中小型逆變器的發(fā)展起了重要的推動作用。SPWM正弦脈寬調制法分為兩階式和三階式兩種。這里所說的“階”指的是PWM式逆變器輸出電壓的電平的電平數(shù)，亦稱為階數(shù)，是在輸出電壓一個周期內的電壓電平數(shù)（階數(shù)）。當階數(shù)為3時，把輸出電壓基波半個周期內的脈沖數(shù)稱為PWM逆變電路，PWM波形有正、負、零三個電平，是三階PWM波比二階PWM波具有更好的消除諧波特性。正弦脈寬調制法的應用單相SPWM正弦脈寬調制通常用于單相交流逆變器和UPS中；三相SPWM正弦脈寬調制主要用于以下幾個領域：（1）交流電動機變頻調速系統(tǒng)三相交流電動機的調壓調頻（VVVF）調速系統(tǒng)，供給三相異步電動機的三

52、相電流要基本正弦，以減少電機的發(fā)熱，其主逆變開關電路（三相全橋）要用三相SPWM正弦脈寬調制脈沖來驅動。（2）三相有源功率因數(shù)校正（PFC）為了提高功率變換器的功率因數(shù)，用三相有源PFC電路代替?zhèn)鹘y(tǒng)的三相可控全波整流電路。三相有源PFC電路有時要用三相SPWM正弦脈寬調制脈沖來控制。（3）三相有源逆變系統(tǒng)為了減少諧波對電網(wǎng)的污染，提高功率因數(shù)，可以用三相SPWM正弦脈寬調制脈沖來控制三相有源逆變主開關電路的工作，使得回送到電網(wǎng)上的電流近似正弦。主要用于交流電動機制動能量回饋系統(tǒng)、電力調節(jié)裝置等。（4）三相UPS用三相SPWM正弦脈寬調制脈沖來控制三相逆變主開關電路，可以將蓄電池中的直流電逆變成

53、三相正弦波電壓，供給負載，以減少諧波電壓對負載的影響。波形的生成方法按照前面講述的PWM逆變電路的基本原理和控制方法，可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調制波發(fā)生電路，用比較器來確定它們的交點，在交點時刻對功率開關器件的通斷進行控制，就可以生成SPWM波形。但這種模擬電路結構復雜，難以實現(xiàn)精確的控制。微機控制技術的發(fā)展使得用軟件生成SPWM波形變得比較容易，因此，目前SPWM波形的生成和控制多用微機來實現(xiàn)。下面介紹用軟件生成SPWM波形的幾種基本算法。自然采樣法按照SPWM控制的基本原理，在正弦波和三角波的自然交點時刻控制功率開關器件的通斷，這種生成SPWM波形的方法稱為自然采樣法。正弦波在不

54、同相位角時，其值也不同。因而與三角波相交所得到的脈沖寬度也不同。另外，當正弦波頻率變化或幅值變化時，各脈沖的寬度也相應變化。要準確生成SPWM波形，就應準確地算出正弦波和三角波的交點。圖4.4-1給出了用自然采樣法生成SPWM波形的方法。圖中取三角波的相鄰兩個正峰值為一個周期，為了簡化計算，克設三角波的峰值為標幺值1，正弦調制波為ur = asinrt式中，a為調制度，0 a 1 ；r為正弦調制信號的角頻率。從圖4.4-1中可以看出，在三角載波的一個周期Tc內，其下降段和上升段各和正弦調制波有一個交點，圖中的交點分別為A和B。這里以正弦波上升段的過零點為時間起始點，并設A和B所對應的時刻分別為

55、tA和tB。在同步調制方式中，如圖4.4-1所示，使正弦調制波上升段的過零點和三角波下降段過零點重合，并把該時刻作為零時刻。同時，把該點所在的三角波周期作為正弦調制波一周期內的第一個三角波周期，把方程 （4-1）、（4-2）聯(lián)立，就可以得出第n個周期的三角波方程。uc = 1 - 4t - (n - 5/4)Tc/Tc (n - 5/4)Tct (n - 3/4)Tc (4-1)uc = -1+4t - (n - 3/4)Tc/Tc (n 3/4)Tct (n - 1/4)Tc (4-2)這樣，正弦調制波和第n個周期三角波的交點時刻tA和tB可以分別由下式求得1-4tA-(n-5/4)Tc/Tc=asinrtA (4-3)-1+4tB-(n-3/4)Tc/Tc=asinrtB (4-4)給定Tc和a后，求解上面兩式即可求得tA和tB。脈沖寬度可由下式求出= tB - tA (4-5)式(4-3)、式(4-4)都是超越方程，求解時需花費較多的計算時間，因而難以在實時控制中在線計算。規(guī)則采樣法自然采樣法是最基本的SPWM波形生成法，它以SPWM控制的