采用倍流整流電路的半橋 變換器研究

1、本科畢業(yè)設計（論文）采用倍流整流電路的半橋變換器研究苑夢雄燕 山 大 學2013年6月本科畢業(yè)設計（論文）采用倍流整流電路的半橋變換器研究學院（系）：電氣工程學院_專 業(yè)：09級應用電子_學生 姓名：苑夢雄_學 號：090103030092_指導 教師：吳俊娟_答辯 日期：2013年6月24日_燕山大學畢業(yè)設計(論文)任務書摘要摘要隨著信息技術的迅速發(fā)展，中小功率變換器在計算機、通信和其它工業(yè)領域中得到了廣泛的應用為滿足應用場合對數據處理更快速、更有效的要求，對變換器的要求也不斷提高，使得變換器向著更低的輸出電壓、更高的輸出電流、更高的效率，更快的動態(tài)響應以及更高的可靠性等方向發(fā)展。本文首先介

2、紹了VRM的發(fā)展歷程，研究現狀和面臨的挑戰(zhàn)，并結合設計的關鍵性問題，研究了一種符合設計指標的倍流整流半橋變換器。通過對倍流整流電路與其他副邊整流電路的比較，得出倍流整流電路特別適合隔離型低壓、大電流輸出的DCDC變換器的結論，并對倍流整流電路與原邊半橋拓撲結合后的控制方法進行了比較。分析了半橋倍流整流電路的工作原理，分析了個工作模式下的穩(wěn)態(tài)特性。并建立了具有倍流整流電路的半橋變換器的等效受控源模型，進而得出其小信號模型。為閉環(huán)系統(tǒng)的搭建奠定基礎。最后，在理論的基礎上，使用MATLAB軟件對設計的變換器進行仿真。關鍵詞 電壓調節(jié)模塊 倍流整流電路 半橋變換器IAbstractWith the r

3、apid development of information technology, small or medium-sized power converters have been widely used in computers，communication applications and other kinds of industry fieldsIn order to satisfy the need of a faster and more efficient data processing in such fields，the power converters are neede

4、d to be equipped with the qualities of lower output voltage，higher output current, higher efficiency ,faster dynamic response and higher reliability .In this paper the developing process, research situation and challenges of VRM are first introduced, then connected with the key issues of the design,

5、 a half bridge converter with currentdoubler rectifier(HB-CDR) that satisfies the design indexes is studied. Compared with other kinds of vice-side rectifiers, a conclusion is drew that HB-CDR is especially suitable for a isolated low voltage and high current output DC/DC converter, and a control st

6、rategy that combines HB-CDR with the half -bridge topology of original side is compared. Then the working principle of the HB-CDR and the steady state characteristic of every work mode are analyzed. A controlled source model for the half bridge converter with HB-CDR is built, so is its small-signal

7、model, which lays the foundation of the closed-loop system.Finally, a MATLAB simulation based on the theory is completed for the converter.Keywords voltage regulator module、 currentdoubler rectifier、a half bridge converterII目 錄摘要 . I Abstract . II 目 錄 . III第1章 緒論 . 11.1 引言 . 11.2 VRM研究現狀與設計難點 . 21.2

8、.1 VRM發(fā)展的歷史回顧 . 21.2.2 VRM研究現狀及應用前景 . 21.2.3 VRM的設計難點及解決措施 . 31.3 VRM典型拓撲研究 . 41.3.1 非隔離式VRM電路 . 41.3.2 隔離式VRM電路 . 71.4 VRM控制方式 . 101.5 VRM涉及的相關技術 . 111.6 本論文主要研究內容 . 12第2章 倍流整流電路工作過程分析 . 132.1 引言 . 132.2 倍流整流電路的工作原理分析 . 132.3 倍流整流與全波電路、半波整流電路的比較 . 162.3.1 整流管導通損耗的比較 . 172.3.2 磁性元件的比較 . 18 2. 4 倍流整流

9、電路的優(yōu)缺點分析 . 202.1.1 倍流整流電路的優(yōu)點 . 202.4.2倍流整流電路的缺點 . 21 2. 5 本章小結 . 21第3章 半橋倍流整流變換器原理分析 . 223.1 引言 . 223.2半橋倍流整流變換器的基本工作原理 . 223.3 本章小結 . 25第4章 半橋倍流整流變換器電路設計 . 26 III4.1 變換器設計 . 264.1.1變壓器設計 . 264.2.2橋臂電容設計 . 284.2.3輸出電感值設計 . 284.2.4輸出濾波電容設計 . 294.3 控制電路設計 . 304.4 驅動電路設計 . 324.4 本章小結 . 33第5章 半橋倍流整流變換器小

10、信號建模 . 345.1引言 . 345.2等效受控源平均法 . 355.3半橋倍流整流變換器小信號模型 . 365.4 本章小結 . 39第6章 系統(tǒng)仿真結果 . 406.1 開環(huán)系統(tǒng)仿真 . 406.2 閉環(huán)系統(tǒng)仿真 . 416.3 本章小結 . 44結論 . 45參考文獻 . 46致謝 . 48附錄1 . 49附錄2 . 55附錄3 . 60附錄4 . 66附錄5 . 76IV第1章 緒論第1章 緒論1.1 引言電力電子技術誕生至今已近5O年，它對人類的文明起到了巨大推動作用，如今它已無領域不在，無行業(yè)不用，以至于離開電力電子技術，將使人們的生活黯然失色。電力電子技術是一門綜合電力半導體

11、器件、電力變換技術、現代電子技術、自動控制技術等許多學科的邊緣交叉學科，隨著科學技術的發(fā)展，電力電子技術又與現代控制理論、材料科學、電機工程、微電子技術等許多領域密切相關。目前，它已逐步發(fā)展成為一門包含更多學科的綜合性學科，并為現代通信、電子儀器、計算機、工業(yè)自動化、電網優(yōu)化、電力工程、國防及某些高新技術提供高質量、高效率、高可靠性的電能起著關鍵的作用1。為了處理日益復雜的實時計算問題，當今的通信系統(tǒng)采用了大量的高性能計算芯片，包括各種CPU、FPGA和DSP等。對更高計算速度的需求促使人們相應地提高時鐘頻率，同時，計算芯片的特征線寬越來越細使供電電壓越來越低，目前部分芯片的供電電壓已經降到1

12、V左右，電源電流也隨之增加，有些芯片所要求的電源電流已超過lOOA。商性能計算芯片由睡眠或待機狀態(tài)進入工作狀態(tài)時，電流變化可高達70A，變化速率高達1Ans，這就要求為其供電的電源具有超快的負載電流瞬態(tài)響應速度，同時保證輸出電壓具有相當高的穩(wěn)定度，為了更好地滿足上述各項要求，需要在高性能計算芯片附近安置低壓、大電流輸出的DCDC變換器電壓調節(jié)模塊(VRM-Voltage Regulate Module)。顯然，VRM最好與高性能計算芯片同在一塊電路板上。與當今許多類型的系統(tǒng)一樣，通信系統(tǒng)中電路板的面積非常寶貴。尺寸的限制，以及降低成本的壓力和其他一些新的技術方面的挑戰(zhàn)，使VRM設計成為通信系統(tǒng)

13、設計最困難的設計任務之一。低電壓、大電流輸出的VRM必須提高功率密度和效率?，F有的功率變換技術不能滿足非常嚴格的尺寸和效率等要求。應用集成磁技術，采用損耗低、結構簡單的集成磁元件，同步整流技術，以及紋波消除技1燕山大學本科生畢業(yè)設計（論文）術等新技術，可以克服以上限制2。1.2 VRM研究現狀與設計難點1.2.1 VRM發(fā)展的歷史回顧VRM的發(fā)展階段基本可以按照它的輸入電壓的變化來劃分。早期一直采用5 V輸入電壓(低壓VRM)，3.3 V輸出；目前在臺式計算機、工作站和服務器已經把12 V(中壓VRM)作為VRM輸入電壓，在一些筆記本電腦中VRM可以直接將16-24 V輸入變換到1.5 V輸出

14、。但是無論是采用5 V還是12 V輸入，其電路拓撲在結構上都是Buck變換器，如圖1-2(a)所示。如果輸入電壓為12 V時，由于輸出電壓很低，占空比將會取的很小，這將大大影響變壓器性能。為了解決這個問題，通常采用抽頭電感同步整流變換器，如圖1-2(b) 所示。(a) BUCK變換器 （b）抽頭電感BUCK變換器圖1-1 電路拓撲1.2.2 VRM研究現狀及應用前景從20世紀80年代中期起，采用PWM控制技術的高功率密度DC/DC變換器模塊就走進了世界市場。如今，已經廣泛應用于各種領域。稱之為第一代高功率密度DC/DC變換器，簡稱為第一代產品。它對電子系統(tǒng)的小型化、高可靠性及高性能起到了關鍵作

15、用，并做出了很大的貢獻，正是由于第一代產品的出現，推動了先進的分布式電源系統(tǒng)的建立和發(fā)展。但由于在PWM DC/DC變換器中，變壓器等磁性元件和濾波器占據了大部分的體積，工作頻率則因各種原因被限制在數百千赫茲范圍內，這些都是先天不足之處。1997年，美國VICOR開關電源公司最先推出了VI-300系列軟開關高密 2第1章 緒論度DC/DC產品。稱之為第二代產品。它是以VICOR公司擁有專利權的零電流、零電壓軟開關控制技術為基礎，結合了控制集成、封裝、散熱技術等方面的最新成果，產品達到了與“理想功率器件”極為接近的境地。第二代產品與第一代產品相比，功率密度增加了兩倍，高達120 W/in3。第二

16、代產品的出現預示著它將是DC/DC變換器未來的主流產品3。提高DC/DC變換器的效率，從而改善熱性能、提高可靠性及降低成本，一直是電源設計人員關注的焦點，如今，DC/DC變換器不僅可以安裝在電路板上，而且在效率方面也取得了重大進展。市場上，標準的半磚封裝的電源產品可以提供高達60 A的電流，標準的1/4磚封裝的電源產品能夠供應30 A電流，效率也超過了90%。性能方面的巨大進步主要是因為出現了高性能的金屬氧化物半導體場效應管(MOSFET)，在同步整流器中它取代了原有的二極管整流器?；谶@個重大變化，與前一代產品相比，功率密度增大了一倍。1.2.3 VRM的設計難點及解決措施VRM作為高功率密

17、度的DC/DC變換器不僅要具有大電流、低電壓、快動態(tài)速度和低電壓紋波的特點，同時也必須做到高效率和高功率密度的統(tǒng)一。因此VRM設計中的難點就集中體現在體積、效率、動靜態(tài)之間的矛盾。具體地說：(1)就傳統(tǒng)的DC/DC變換器來說，為了滿足負載的瞬態(tài)突變時仍能將輸出電壓穩(wěn)定在允許的范圍內，就需要增加輸出濾波電容，從而使濾波器體積過大。如果減小輸出濾波電感，再從輕載到滿載瞬態(tài)突變時負載可以從電源端更快獲取能量，從滿載到輕載瞬態(tài)突變時電感電流可以下降的更快，有利于提高動態(tài)性能，但由于電感電流紋波會增加，從而給濾波電容增加負擔，同時還造成效率略有降低4。另外就目前的功率電子半導體元器件和磁性元件的發(fā)展水平

18、，通過提高開關頻率來減小磁性元件體積的程度是有限的。因此，提出了交錯并聯技術(Poly-Phase Interleaving)來提高輸出紋波的頻率，這樣可以進一步減小磁性元件的體積；(2)要求VRM在輕載和重載時均能保持高效率，就今天的功率半導體元器件的發(fā)展水平來說，這是一個挑戰(zhàn)。試想一下如果設計一個100 A/1 V3燕山大學本科生畢業(yè)設計（論文）的VRM。只有在通往負載的路徑上有1 m的電阻，都意味著效率要降低10%。針對這一點，在設計中采用同步整流技術(Synchronous-Rectifier)就成為必然的趨勢；(3)由于未來微處理器對VRM快速動態(tài)性能的要求，使得VRM的線路布局、連

19、接點都顯得比一般場合更重要的多。連接線的寄生參數使得VRM無法滿足微處理器對動態(tài)性能的高要求。未來勢必實現VRM和CPU直接集成，這也是設計的難點所在。為了解決上面的設計難點，提出了交錯并聯技術、同步整流技術、磁 集成技術(Integrated Magnetics)。1.3 VRM典型拓撲研究根據輸入電壓的不同,VRM可以分為5V、12V、48V輸入等不同種類,其相對應的拓撲有許多不同之處;根據輸入與輸出之間是否隔離,VRM又可以分為非隔離型和隔離型兩種目前VRM采用較多的是1ZV輸入電壓,但是隨著微處理器負載電流越來越大,今后分布式電源中將較多的采用48V母線電壓給VRM供電,經變換輸出IV

20、左右給工作站和服務器CPU芯片使用。下面對幾種主要的非隔離型和隔離型拓撲進行簡要的綜述,并且對其主要特點進行簡單介紹5。1.3.1 非隔離式VRM電路早期的VRM是從5V的直流母線直接供電的,而最近己經把母線電壓提高到12V,而這些VRM基本上都采用Buck型變換器。作為非隔離型電路的代表一Buck變換器 (如圖1.1所示),具有結構簡單、設計容易、成本低等優(yōu)點。V Buck變換器的電壓變換率為: M=o=D從公式可以看出,隨著輸出 Vm電壓的不斷降低,Buck變換器的穩(wěn)態(tài)占空比空比也越來越小。而過小的:占空比會帶來一系列的問題：（1）動態(tài)態(tài)響應的問題。特別是當負載減小的時候,己經是較小的占空

21、比無法即時有效適應負載的變小。（2）熱設計困難。4第1章 緒論（3）主開關損耗和同步整流管反向恢復損耗相應增加。（4）輸入輸出濾波電容量變大。圖1-2 Buck變換器而為了更好的適應低壓大電流的需要,就要努力設法改善占空比。如圖1-2所示為多通道的交錯并聯式Buck電路。它通過n個通道的Buck變換器相并聯,錯開(360/n)*K個相角進行控制。具有以下優(yōu)點:(1)減小開關電流應力；(2)通過各通道輸出疊加,有效地減小了輸出電流紋波；(3)具有高的暫態(tài)響應特性。R圖1-3 交錯并聯式Buck變換器圖1-3所示交錯并聯式Buck變換器雖然有效的提高了輸出波形的質量,但是其占空比還是和傳統(tǒng)的Buc

22、k變換器一樣,在輸入電壓不斷增大,輸出電壓越來越低的狀況下,它的穩(wěn)態(tài)占空比過小,限制了它發(fā)展。而圖1-4所示的5燕山大學本科生畢業(yè)設計（論文）抽頭電感式Buck變換器則有效增加了電路的占空比。L n:1圖1-4 抽頭電感式Buck變換器VD抽頭電感式Buck變換器的電壓變換比為M=o=。通過設 Vmn+(1-n)D計合理的n值,就能得到理想的電壓變換比。但并不是n越大越好,因為當n增加的時候S1的電壓應力和S2的電流應力也會相應增加。雖然該電路有效的提高了占空比,但是由于它漏感的存在,使得它的主管S1會承受較高的電壓峰值。圖1-5 有源箝位耦合Buck變換器圖1-5為有源箝位耦合Buck變換器

23、,它的電壓變換比為M=VoD=。 VmD+n相對于抽頭式Buck變換器,有源箝位耦合的Buck變換器,不僅有效的提高了電路的占空比,而且通過有源箝位的方法,有效地消除了漏感的影響,減小了 6第1章 緒論主管的應力。R圖1-6耦合繞組Buck變換器圖1-6所示的為耦合繞組Buck變換器,它的電壓變換比為: VDM=o=。它是由雙通道交錯并聯Buck變換器演變而來的,每個通道 Vmn+1增加了兩個藕合電感。和傳統(tǒng)的Buck變換器相比,它不僅有效的提高了占空比,而且有效的降低了開關損耗。除了以上所說的5種Buck電路及其由Buck演變而來的電路以外,還有推挽式Buck變換器、移相軟開關Buck變換器

24、等。1.3.2 隔離式VRM電路變壓器原邊的基本拓撲主要可用正激式、反激式、推挽式、半橋式和全橋式等5種。而適用于低壓大電流輸出的變壓器副邊結構有3種:正激式結構(圖1-7所示)、中心抽頭式結構(圖1-8所示)和倍流整流式結構(圖1-9所示)。7燕山大學本科生畢業(yè)設計（論文）圖1-7 正激式結構正激式結構相對于其它兩種結構最簡單,而且適用于低壓大電流的情況。但是正激式變換器的副邊整流二極管不僅具有較大導通損耗,而且由于它在關斷過程中的反向恢復,也會造成一定的損耗。因此,如果要提高電路效率,可以在正激式結構的副邊采用自驅式同步整流或者他驅式同步整流電路。L圖1-8 中心抽頭式結構中心抽頭式結構是

25、應用于全橋、半橋或推挽等雙端變壓隔離器的Buck型變換器。和正激式結構相比,由于中心抽頭式結構的輸出濾波電感的電壓頻率是功率開關管的兩倍,因此在同樣條件下,中心抽頭式結構所需要的濾波電感值明顯要小正激式所需要的。8第1章 緒論L1圖1-9 倍流整流式結構 倍流整流式結構不是源于Buck型變換器,但它也能起到降壓的作用在倍流整流式結構中,由于兩個電感紋波電流的相互抵消作用,輸出濾波電容的紋波電流明顯減小,則倍流整流式結構的濾波電感值也可以被極大地減小。在大電流的應用場合,倍流整流式結構在很多方面都優(yōu)于中心抽頭式結構。首先,倍流整流式結構減小了大電流互連的數目,從而簡化了二次側布局,有利于熱處理,

26、減小相關損耗。其次,倍流整流式結構的電感電流和變壓器二次側電流是中心抽頭式結構相應電流的一半。因此,倍流整流式結構比中心抽頭式結構產生更低的導通損耗。最后,倍流整流式結構的變壓器與濾波電感能夠被集成在一個磁芯上,從而減小模塊尺寸。經過優(yōu)選,可以選定適合于低壓大電流的優(yōu)選拓撲結構,如（1）原邊正激式與副邊正激式的組合；（2）橋式與倍流整流式的組合；（3）推挽式與倍流整流式的組合等等。除了以上介紹的一種隔離型電路外,還有推挽式變換器(圖1-10所示)、對稱半橋變換器(圖1-11所示)、等等。9燕山大學本科生畢業(yè)設計（論文）baSR2圖1-10推挽VRM拓撲L1圖1-11 對稱半橋VRM拓撲 以上只

27、是隔離式變換器的一小部分,還有諸如LLC諧振式、反激式變換器等等。1.4 VRM控制方式適應于低壓大電流VRM應用的需求,其控制方法有：電壓型控制法、電流型控制法、滯回型控制法、AVP控制法、V2型控制等方法6。(1)電壓型控制。電壓型控制原理就是輸出電壓與基準電壓相比較,通過誤差放大器將兩者的誤差信號放大，作用于脈寬調制(PWM)電路，改變占空比,以調節(jié)輸出的穩(wěn)定。采用電壓型控制，其優(yōu)點是：單環(huán)控制容易分析和設計；波形振幅坡度大，因而噪聲小，工作穩(wěn)定；多模塊輸出時，低阻抗輸出能提供很好的交互控制。缺點是：電網或負載的擾動必須轉化為輸出擾動,才能被電壓環(huán)反饋，因此系統(tǒng)響應慢；輸出LC濾波電路給

28、系統(tǒng)增加了兩個極點， 10第1章 緒論這就需要在補償網絡增加零點或者需要一個低轉折頻率的主極點。(2)電流型控制。電流型控制是在電壓控制型的基礎上增加了電流控制環(huán)節(jié)。電流型控制分為直接電流型控制和間接電流型控制。與電壓型控制相比，只需要提供一個極點到反饋環(huán)，這使得反饋環(huán)設計變得簡單，而且容易得到較高的增益帶寬。但是，由于電流型控制對噪聲敏感，因此容易產生次諧波振蕩問題。(3)滯回型控制。滯回型控制法的原理是采用滯回比較器，直接檢測紋波電壓，控制其在允許的范圍內。滯回型控制法在大的電流變化時，也能夠控制紋波電壓在允許范圍內，具有良好的負載電流響應特性。(4)AVP控制。AVP控制法的工作原理是在

29、輸出電壓紋波允許范圍內，當輸出電流大時，使得其輸出電壓下降；當輸出電流小時，使得輸出電壓上升。使輸出電壓在滿載時比所要求的最低電壓高，在空載或者輕載時比所要求的最高電壓低。使輸出電壓的峰一峰值減小，恢復時間降低，有利于改善負載的動態(tài)響應特性，同時減小輸出電容。AVP控制法分有源法和無源法兩種控制方式，該控制方法在犧牲了一定負載調整率的情況下，有效的改善了動態(tài)響應，提高了效率。(5) V2型控制。V2型控制的工作原理是采用輸出電壓紋波作為調節(jié)器的斜波信號，瞬態(tài)時，繞過主反饋環(huán)將負載電流變化傳送至比較器中。但是由于輸出電容的寄生參數ESR、ESL等因數對輸出電壓紋波的影響，使得電路的穩(wěn)定性依賴于輸

30、出電容的寄生參數，不利于提高模塊的動態(tài)響應特性。1.5 VRM涉及的相關技術隨著VMR向著高功率密度、小體積的發(fā)展趨勢越來越明顯,VMR設計所涉及的技術越來越多。VRM的設計涉及電路拓撲，控制方法，高頻磁技術，軟開關技術，同步整流技術，交錯并聯技術，并聯均流技術，散熱與封裝技術和減小EMI的技術等諸多方面。VRM涉及的相關技術的總體框圖 如圖1-12所示7。11燕山大學本科生畢業(yè)設計（論文）圖1-12 VRM 涉及的相關技術的總體框圖1.6 本論文主要研究內容綜上所述，高功率密度、高效率己經成了VRM的發(fā)展趨勢，但是隨著IC對供電要求的不斷提高，現有的5V、12V輸入VRM將不能滿足它的要求了

31、，可以預測不久的將來，VRM必然會把輸入母線電壓提高到48V，這樣做能夠減小輸入電流從而使得母線損耗減小，有利于效率提高，同時可以大大減小輸入濾波器體積。本課題主要以輸入48V輸入，5V/10A輸出的VRM為研究對象，選取拓撲為倍流整流半橋變換器。第二章主要分析了倍流整流電路的詳細工作過程，并結合過程分析，分析了倍流整流電路工作時與半波、全波整流電路的區(qū)別。第三章主要介紹了倍流整流半橋變換器的主要器件設計方法，并給出設計實例。結合第二章的工作過程分析，詳細分析了倍流整流半橋變換器在各個工作過程中的主要損耗，并對倍流整流半橋變換器進行了小信號模型的建立。結合建模結果，進行控制回路的設計。第四章主

32、要介紹了仿真結果，并對結果進行了分析。12第2章 倍流整流電路工作過程分析第2章 倍流整流電路工作過程分析2.1 引言在1950年以前，倍流整流電路就己用于汞弧管整流電路中，并出現在一些論文和課本中。近年來在高頻DCDC變換器應用中重新發(fā)現了這一電路拓撲的應用價值。變壓器副邊、濾波電感和整流管上電流應力小的特點使這一拓撲特別適合低壓、大電流輸出的DCDC變換器。本章分析了倍流整流電路的工作原理，并與半波整流電路和全波整流電路進行了比較，在原邊采用半橋拓撲基礎上對非對稱控制和對稱控制對副邊倍流整流電路的影響進行了分析比較。2.2 倍流整流電路的工作原理分析倍流整流電路由變壓器的副邊繞組，兩只相同

33、的整流二極管，兩個大小相等但彼此獨立的濾波電感和一個輸出濾波電容構成，其拓撲形式如圖2-1所示。圖中Vsec是變壓器副邊繞組電壓，L1=L2=L。假設變壓器和電路中各元件均為理想的，濾波電感L1和L2上的電流工作在連續(xù)模式下，倍流整流電路中主要變量的穩(wěn)態(tài)波形如圖22所示。在一個開關工作周期Ts中，電路共有四種工作狀態(tài)，各個工作狀態(tài)所對應的等效拓撲如圖23 a)、b)、c)、d)所示12。電路的工作過程如下所述：(1)狀態(tài)1(t0t1)：變壓器副邊繞組上的電壓為正，D2處于導通狀態(tài)，D1處于關斷狀態(tài)，電感L1上電流線性上升，L2上電流線性下降。這一工作狀態(tài)的等效電路如圖2-3 a)所示，由此可得

34、如下關系式：di VL1=Vs-V0=LL1 (2-1) dtdi VL2=-V0=L2 (2-2) dt(2)狀態(tài)2(t1一t2)：變壓器副邊繞組上的電壓為零，D1、D2都導通。通過電感L1、L2的電流都在線性下降，倍流整流電路處于續(xù)流狀態(tài)。這一工作狀態(tài)的等效電路如圖2-3 b)所示，由此可得如下關系式：13燕山大學本科生畢業(yè)設計（論文）L1 (2-3) dtdiVL2=-V0=L2L2 (2-4) dtVL1=-V0=L1(3)狀態(tài)3(t2一t3)：變壓器副邊繞組上的電壓為負壓，D1處于導通狀態(tài)，D2處于關斷狀態(tài)，上L1上的電流線性下降，L2上的電流線性上升。這一工作狀態(tài)的等效電路如圖2-

35、3 c)所示，由此可得如下關系式：diVL1=-V0=L1L1 (2-5) dtdiVL2=Vs-V0=L2L2 (2-6) dt(4)狀態(tài)4(t3一t4)：變壓器副邊繞組上的電壓為零，Dl、D2都導通，流過電感L1、L2的電流都在線性下降，倍流整流電路處于續(xù)流狀態(tài)。這一工作狀態(tài)的等效電路如圖2-3 d)所示，由此可知這一工作狀態(tài)下的關系與狀態(tài)2相同根據一個完整周期內，電感上伏秒積分平衡有:(Vs-V0)DTs=V0(1-D)Ts (2-7)整理后可得： V0=VsD (2-8) 式中占空比 D=ton/TsTiL1iL2圖2-1 倍流整流電路 14第2章 倍流整流電路工作過程分析VsecTL

36、1VL1a )L1VL2Til1 il2b )L1ioTiD2Tc )L1iD1d )圖 2-2 倍流整流電路原理波形圖 圖2-3四個工作狀態(tài)的等效拓撲倍流整流電路，實質就是兩個電感的交錯共聯。電感L1、L2上的電壓和流過的電流相位相差180，在變壓器副邊繞組電壓非零時，流過L1、L2的電流一增一減，實現了iL1、iL2，的電流紋波豆消，從而使總的負載電流i0=iL1+iL2，紋波大大減小。在輸出電壓紋波要求相同的情況下，這種倍流整流方式使得L1、L2顯著減小。加快了功率級的動態(tài)響應。電感L1、L2電流波形相差180，其合成電流的紋波峰值i0的紋波峰值與iL1、iL2的紋波峰值的關系，用電流互

37、消比例系數K表示。即15燕山大學本科生畢業(yè)設計（論文）Di0=KDiL1 （2-9）K與占空比D有關，關系式如下：1-2DK=1-D(D0.5) （2-10） 分析可知，當D=05時，才有完全的紋波互消作用，D偏離05越遠，紋波消除作用越差。當D=025時，紋波互消比例只有67。因此，在倍流整流拓撲中，為了突分利用其紋波互消作用，希望D在0.5附近。輸出濾波電感L1、L2和濾波電容C的計算：V電感電流紋波值： DiL1=0(1-D)Ts L1由(2-9)、（2-10）、（2-11）式有Di0=V0Ts (1-2D) （2-12）L1 （2-11）輸出電壓紋波DV0等于輸出濾波電容上的電壓紋波D

38、VcDV0=DVc （2-13）即：DQc而 DVc= （2-14） C11T又有： DQC=Di0S （2-15） 2241(1-2D)V0(1-D)Ts2所以： DV0= （2-16）21-D8CL11(1-2D)(1-D)Ts2故： CL1= （2-17）21-D8DV00根據輸出電壓紋波要求，根據上式可以選擇L1和C的值。2.3 倍流整流與全波電路、半波整流電路的比較倍流整流，半波整流，全波整流電路是低壓大電流輸出的變換器中常用的幾種副邊整流電路。上節(jié)已經分析了倍流整流電路的工作原理及其波形。半波整流電路及其工作原理波形如圖2-5 a)、b)所示，全波整流電路及其工作原理波形如圖2-6

39、 a)、b)所示。為了充分認識他們的優(yōu)缺點，便于優(yōu)化選擇下面從整流管導通損耗，磁元件尺寸，大電流繞組連接點數等多方面對三種整流方式逐一進行比較。 16第2章 倍流整流電路工作過程分析比較基于相同條件進行，即變換器功率等級，開關頻率fs，副邊電壓Vsec的幅值Vs，各拓撲對應的占空比D，輸出電壓V0及其紋波DV0要求，整流管型號，輸出濾波電容C相同。2.3.1 整流管導通損耗的比較（1)半波整流電路，在ton時段內，負載電流i0流過D1；在toff時段內，i0流過D2。因此，在一個開關周期中，兩個整流管總的導通損耗，相當于負載電流流經一個整流管的導通損耗。導通損耗功率的基本關系式為：Phw=I0Vsat （2-18） 其中Vsat為整流管的正向飽和壓降。TTRiL2a)VsecVsecVLVLiLiLIoiD1iD2iD2b） b）圖 2-5 半波整流電路及其原理波形 圖2-6 全波整流電路及其原理波形17燕山大學本科生畢業(yè)設計（論文）（2）全波整流電路，在ton時段內，負載電流i0流過D1或D2；在toff時段內，負載電流在兩個整流管上平分，從而減小了ton時段內整流管的導通損耗，一個周期內整流管總的導通損耗功率近似為Pfw=I0Vsat （2-19）（3）倍流整流電路，在ton時段內，負載電流i0流過D1或D2;在toff時段內，流過兩個