信號路徑設(shè)計

1、    信號路徑設(shè)計    信號路徑設(shè)計    類別：無線通信      每當我們設(shè)計高速的混合信號系統(tǒng)時，我們最好先審視信號路徑的每一環(huán)節(jié)，詳細評估各區(qū)塊的信號失真程度。本文主要介紹輸入或接收器路徑的設(shè)計。發(fā)送器或輸出路徑的設(shè)計將會留待以后再詳細介紹。典型的接收器或儀表測量系統(tǒng)由信號傳感器、模擬信號處理區(qū)塊、數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器、接口及數(shù)字處理區(qū)塊等多個不同環(huán)節(jié)組成 (參看圖1)。但本文只集中討論輸入路徑設(shè)計的模擬及混合信號

2、部分。我們必須小心挑選信號路徑的各個區(qū)塊，才可取得預(yù)期的成效。 規(guī)范系統(tǒng)性能的技術(shù)規(guī)格若要系統(tǒng)能充分發(fā)揮其性能，系統(tǒng)便必須符合一定的技術(shù)規(guī)格，例如信號路徑所采用的主要元件必須符合有關(guān)要求，以便系統(tǒng)可以在性能、功耗、體積及是否容易使用等方面取得最理想的平衡。下文將會分析典型的雙信號路徑接收器設(shè)計的每一個環(huán)節(jié) (參看圖2)。接收器的兩條信號路徑都以傳感器為起點，接收器可以接受頻率高達27mhz的直流電信號，并可為單端200歐負載提供輸出。傳感器信號振幅介于2mvpp與1vpp之間，而且兩條通道都無可避免有高頻干擾。按照系統(tǒng)規(guī)格的規(guī)定，即使最微弱的信號也必須比系統(tǒng)噪音高6db以上，才可進行正常的信號

3、處理，而且即使最強的信號其振幅峰值也不應(yīng)在信號路徑內(nèi)被削平。在任何正常的應(yīng)用情況下，這一電路設(shè)計的功耗都應(yīng)盡量減至最少。    圖2 設(shè)有兩條信號路徑的接收器系統(tǒng) 選擇模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器 系統(tǒng)設(shè)計工程師確定了系統(tǒng)的技術(shù)規(guī)格之后，便可著手挑選輸入信號路徑的核心元件模/數(shù)轉(zhuǎn)換器。高速模/數(shù)轉(zhuǎn)換器有兩個重要的技術(shù)參數(shù)：即以位計的分辨度及采樣率。由于信號的振幅介于2mvpp與1vpp之間或54db，加上即使最微弱的信號也必須比模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的噪音高6db以上，因此模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的信噪比(snr)必須不可低于60db(54db+6db)。理論上，10位模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的信噪

4、比可以高達62db，應(yīng)該符合規(guī)定要求。但實際上，10位模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的信噪比根本無法達到這個理論上的最高水平。此外，信號路徑上的其他元件也會為系統(tǒng)添加噪音。系統(tǒng)設(shè)計工程師也希望能夠?qū)⒛?數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入信號加以抑制，確保振幅無法達到其峰峰值的范圍，因為這樣可以避免出現(xiàn)過驅(qū)動的現(xiàn)象。按照以上的分析，信噪比高達68-70db的12位轉(zhuǎn)換器應(yīng)該是明智的選擇。 模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的分辨度確定為12位之后，跟著便要確定取樣率。以頻率高達27mhz的直流電輸入信號為例來說，取樣率必須不可低于54msps，因為只有這樣，模/數(shù)轉(zhuǎn)換器才可將整個頻率范圍內(nèi)的信號轉(zhuǎn)為數(shù)字信號，確保有關(guān)信號不會與其他頻率混淆或重疊，以致出現(xiàn)

5、錯誤解譯。許多有關(guān)模/數(shù)轉(zhuǎn)換器及取樣率的課本及應(yīng)用技術(shù)資料都有討論頻率重疊或混淆的問題。 此外，模/數(shù)轉(zhuǎn)換器還要符合另外兩個系統(tǒng)規(guī)定。由于這里討論的是雙通道的接收器系統(tǒng)，因此選用雙路模/數(shù)轉(zhuǎn)換器較為理想，而且功耗最好能夠減至最少。以下是最適用的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的技術(shù)規(guī)格：12位的分辨度、54msps以上的取樣率、極低的功耗以及雙通道的格式。adc12dl065是其中一款符合這些標準的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器芯片。這款12位的雙路模/數(shù)轉(zhuǎn)換器可以支持高達65msps的取樣率，信噪比高達69db，而且功耗低至只有360mw。 adc12dl065模/數(shù)轉(zhuǎn)換器還有其他的優(yōu)點，工程師設(shè)計信號路徑的其他環(huán)節(jié)時，應(yīng)該詳細

6、考慮這些重要的技術(shù)參數(shù)。這里首先要介紹的是這款模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入信號的特性。這款芯片的整個差分信號輸入范圍是2vpp，共模輸入電壓是1.5伏(v)，而輸入電容是8pf(參看圖3)。此外，adc12dl065模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的交流電特性也絕不遜色，不但信噪比極高，而且以30mhz的輸入信號來說，無雜散信號動態(tài)范圍(sfdr)可達85db，確保模/數(shù)轉(zhuǎn)換器所產(chǎn)生的假信號遠比要接收的信號小。雙路模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的另一優(yōu)點是芯片內(nèi)的兩條通道可以產(chǎn)生互動作用。換言之，adc12dl065模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的兩條輸入通道可以互相抑制來自對方的信號干擾，而且兩者之間的信號抑制率高達90db，因此兩條通道的信號不會互相干擾

7、。    圖3 輸入“a”信號路徑接收器系統(tǒng) 模擬信號調(diào)節(jié)區(qū)塊 跟著我們便要為接收器系統(tǒng)設(shè)計模擬信號調(diào)節(jié)區(qū)塊，以便為模/數(shù)轉(zhuǎn)換器提供支持，確保轉(zhuǎn)換器可以充分發(fā)揮其性能。這是重要的區(qū)塊，負責執(zhí)行多個不同的功能，其中包括濾波功能 (消除不受歡迎的高頻信號)、傳感器輸出的阻抗匹配功能、信號轉(zhuǎn)換功能 (將傳感器的單端信號轉(zhuǎn)為模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的差分信號)、信號放大功能 (將信號電平提高至達到模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍) 以及電平轉(zhuǎn)移功能 (確保模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的共模輸入電平能夠相匹配)。系統(tǒng)設(shè)計工程師應(yīng)小心挑選這一區(qū)塊的元件，以便盡量將元件數(shù)目減至最少。 由于系統(tǒng)內(nèi)有

8、部分高頻信號會對系統(tǒng)造成干擾而必須加以消除，而且進入模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的噪音也必須在帶寬上加以限制，因此這個電路設(shè)計必須采用設(shè)計簡單的無源、單極性、低通濾波器，并將之置于放大器與模/數(shù)轉(zhuǎn)換器之間?；谝韵聝蓚€理由，我們?yōu)?2mhz的信號選用3db的帶寬： 盡量確保頻率較高的輸入信號不會出現(xiàn)衰減 盡量確保頻率超出取樣率一半的噪音及不受歡迎信號不會與接收的頻率混淆或重疊一起 圖4所示的濾波器可以消除或減少信號混淆，因此一般都稱之為抑制混淆信號濾波器 (參看圖4)。若有需要，例如不受歡迎交流電信號的振幅較大而頻率較高，我們可能需要采用斜度較高的多極性濾波器，但以這個接收器系統(tǒng)來說，單極性的濾波器已十分足夠

9、。這是一款設(shè)計簡單的阻容(r-c)濾波器，在電路圖中置于放大器之后，而阻容濾波器的參數(shù)可以留待放大器區(qū)塊的設(shè)計完成之后再加以確定。    圖4 抑制混淆信號濾波器 如何選擇合適的放大器 系統(tǒng)設(shè)計工程師跟著便要仔細研究模擬信號處理區(qū)塊的其中一個更為嚴格的技術(shù)要求即單端/差分信號轉(zhuǎn)換的功能 (參看圖5)。這個功能通常由變壓器負責執(zhí)行，但由于信號頻率范圍已將直流電的信號頻率包括在內(nèi)，因此變壓器無法支持這個功能，以致必須另外加設(shè)單端/差分信號放大器。這個放大器也可提供信號放大、電平轉(zhuǎn)移以及阻抗匹配等功能。 系統(tǒng)技術(shù)參數(shù)轉(zhuǎn)為放大器技術(shù)參數(shù)的整個過程大致上與模/數(shù)轉(zhuǎn)

10、換器的挑選過程無異。高速放大器有多個主要的技術(shù)參數(shù)，其中包括帶寬、增益、噪音及失真。為免信號在傳送到模/數(shù)轉(zhuǎn)換器之前已出現(xiàn)衰減，放大器的帶寬最好比27mhz信號帶寬大幾倍。由于模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的全標度輸入是2vpp，而最強的信號只有1vpp，因此放大器只要有兩倍的增益，便可將1vpp的最強信號放大，達到與模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的全標度輸入信號大致相同的水平。為免已放大的信號過驅(qū)動模/數(shù)轉(zhuǎn)換器輸入端的信號及將其振幅削平，增益應(yīng)設(shè)定為稍低的1.8倍。adc12dl065芯片的信噪比是69db。換言之，模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的全部噪音只有69db，低于2vpp的全標度輸入電平，亦即約250vrms。 放大器的輸出噪聲最低限

11、度應(yīng)該比這個數(shù)值小兩倍或低于125vrms。若為了抑制這些噪聲而特別為放大器制定有關(guān)噪聲電壓及電流方面的技術(shù)參數(shù)，我們便要將放大器輸出信號的帶寬及放大器的增益所產(chǎn)生的影響一一計算在內(nèi)。抑制混淆信號濾波器的帶寬先前已確定為32mhz，輸入模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的放大器噪聲帶寬也同樣設(shè)定為32mhz，而放大器的增益則設(shè)定為1.8倍。放大器本身的輸入電壓噪聲進入模/數(shù)轉(zhuǎn)換器之后也成為輸入噪聲，這方面的噪聲可以根據(jù)以下公式計算出來： vnadc = vnamp (bw (1+增益) = vnamp (32 mhz 2.8 < = 125 vrms 因此放大器的輸入噪聲(vnamp)必須小于8nv/hz。差

12、分信號放大器的輸入電流也有可能產(chǎn)生噪聲，若放大器四周的電阻值一經(jīng)設(shè)定之后，來自差分信號放大器的噪聲最后便會受到控制。失真并不是這個系統(tǒng)的一個重要技術(shù)參數(shù)，但放大器的失真程度應(yīng)該與模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的失真程度在同一范圍。每一通道應(yīng)該各有一個放大器，以便簡化個人電腦電路板的布局設(shè)計，以及更有效抑制兩個放大器之間的輸入信號的高頻干擾。 以下是單端/差分信號放大器的技術(shù)規(guī)格：若增益為1.8倍，帶寬便要高達80mhz以上；輸入噪聲不可超過8nv/hz；以及失真必須受到70db以上的抑制。ns的全新lmh6550差分高速運算放大器完全符合以上的規(guī)定。這款放大器的增益帶寬積達400mhz，因此若增益為1.8倍，放

13、大器的帶寬可達140mhz(400mhz/(1+1.8)。lmh6550芯片的輸入電壓噪聲是6nv/hz，比規(guī)定的8nv/hz更優(yōu)勝，若以20mhz 2vpp的信號為例來說，這款放大器只有70db的失真(典型值)，失真程度與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器大致相同。    圖5 單端/差分信號放大器的配置 我們只要挑選幾個合適的外接增益及反饋電阻，便可按照幾條簡單的公式，將lmh6550這一類差分信號運算放大器的一系列增益及輸入阻抗分別加以設(shè)定。放大器的理想增益是1.8倍，而理想的輸入電阻是200歐。 有關(guān)的電阻值可按照以下的公式選定： rin = rs = 200歐

14、rg = rin (1 + 增益) = 200( (1 + 1.8) = 71.4歐 rf = 增益 x (rg + rs) = 1.8 x (71.4( + 200() = 488.5歐 rm = rg + rs = (71.4( + 200() = 271.4歐 我們可以根據(jù)上述電阻值計算出放大器輸入噪音電流所產(chǎn)生的噪聲，結(jié)果顯示放大器噪聲主要來自先前已計算出來的電壓噪聲，因此輸入噪聲電流所產(chǎn)生的噪聲只有微不足道的影響。 由于放大器的有關(guān)參數(shù)及特性已全部確定，因此我們可以為抑制混淆信號濾波器之內(nèi)的電阻及電容分別選定其數(shù)值，濾波器的理想截止頻率是32mhz。以下是計算截止頻率的公式： fc

15、= 1 (2(ro(co + cadc2) lmh6550的數(shù)據(jù)表載列一款抑制混淆信號濾波器，其中所列的截止頻率為50mhz，而建議采用的ro電阻為56歐。這里介紹的這款電路設(shè)計便采用這個ro電阻值，而co電容值也會根據(jù)32mhz的截止頻率作出調(diào)整。 co = 1 (2(rofc) - cadc2) = 1 (2(56(32mhz) - 8pf2 = 72.8pf 上述電阻值及電容值全部都可略加調(diào)整，以便可以采用更常用的數(shù)值。 最后，放大器還需提供信號電平轉(zhuǎn)移這個重要的功能，以便將信號電平調(diào)節(jié)至與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器共模輸入電壓相若的水平。此外，共模電壓的調(diào)節(jié)也很容易，我們只要利用lmh6550芯片，并將要求的共模電壓 (亦即adc12dl065的參考輸出引腳的1.5伏電壓)輸入放大器的vcm輸入端，便可調(diào)節(jié)共模電壓。放大器輸出共模電壓最后會調(diào)節(jié)至1.5伏，與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸入共模電壓相若。    圖6 輸入“a”接收器系統(tǒng)的最后配置 結(jié)語 系統(tǒng)設(shè)計工程師只