數(shù)字頻率合成器的設(shè)計

1、第4章 數(shù)字頻率合成器的設(shè)計隨著通信、雷達、宇航和遙控遙測技術(shù)的不斷發(fā)展，對頻率源的頻率穩(wěn)定度、頻譜純度、頻率范圍和輸出頻率的個數(shù)提出越來越高的要求。為了提高頻率穩(wěn)定度，經(jīng)常采用晶體振蕩器等方法來解決，但它不能滿足頻率個數(shù)多的要求，因此，目前大量采用頻率合成技術(shù)。頻率合成是通信、測量系統(tǒng)中常用的一種技術(shù),它是將一個或若干個高穩(wěn)定度和高準確度的參考頻率經(jīng)過各種處理技術(shù)生成具有同樣穩(wěn)定度和準確度的大量離散頻率的技術(shù)。頻率合成的方法很多，可分為直接式頻率合成器、間接式頻率合成器、直接式數(shù)字頻率合成器( DDS)。直接合成法是通過倍頻器、分頻器、混頻器對頻率進行加、減、乘、除運算，得到各種所需頻率。該

2、方法頻率轉(zhuǎn)換時間快(小于100ns)。鎖相式頻率合成器是利用鎖相環(huán)（PLL）的窄帶跟蹤特性來得到不同的頻率。該方法結(jié)構(gòu)簡化、便于集成，且頻譜純度高，目前使用比較廣泛。直接數(shù)字頻率合成器（Direct Digital Frequency Synthesis簡稱： DDS）是一種全數(shù)字化的頻率合成器，由相位累加器、波形ROM，D/A轉(zhuǎn)換器和低通濾波器構(gòu)成，DDS技術(shù)是一種新的頻率合成方法，它具有頻率分辨率高、頻率切換速度快、頻率切換時相位連續(xù)、輸出相位噪聲低和可以產(chǎn)生任意波形等優(yōu)點。但合成信號頻率較低、頻譜不純、輸出雜散等。這里將重點研究鎖相式頻率合成器。4.1 數(shù)字頻率合成器的設(shè)計任務(wù) 利用鎖相

3、環(huán)和中小規(guī)模集成電路設(shè)計并制作一個數(shù)字頻率合成器，設(shè)計要求如下：1、設(shè)計指標：（1）要求頻率合成器輸出的頻率范圍；（2）頻率間隔為；（3）基準頻率采用晶體振蕩頻率，要求用數(shù)字電路設(shè)計，頻率穩(wěn)定度應(yīng)優(yōu)于；（4）數(shù)字顯示輸出頻率；（5）頻率調(diào)節(jié)采用計數(shù)方式，電路設(shè)計中要求有消抖動設(shè)計。2、設(shè)計要求：（1）要求設(shè)計出數(shù)字鎖相式頻率合成器的電路。 （2）數(shù)字鎖相式頻率合成器的各部分參數(shù)計算和器件選擇。（3）數(shù)字鎖相式頻率合成器的仿真與調(diào)試。3、制作要求：自行裝配和調(diào)試，并能發(fā)現(xiàn)問題解決問題。測試主要參數(shù)：包括晶體振蕩器輸出頻率；1/M分頻器輸出頻率；1/N可編程分頻器的測試；鎖相環(huán)的捕捉帶和同步帶測試

4、。4、設(shè)計報告的撰寫寫出設(shè)計與制作的全過程，具體要求詳見4.4電子產(chǎn)品設(shè)計報告的撰寫。4.2 數(shù)字頻率合成器的組成及工作原理 頻率合成器是現(xiàn)代通信設(shè)備的重要組成部分，頻率合成技術(shù)是將一個高穩(wěn)定度和高準確度的基準頻率經(jīng)過四則運算，產(chǎn)生同樣穩(wěn)定度和準確度的任意頻率。鎖相式頻率合成器，其優(yōu)點是可以實現(xiàn)任意頻率和帶寬的頻率合成，具有極低的相位噪聲和雜散。是目前應(yīng)用最為廣泛的一種頻率合成方法。 數(shù)字頻率合成器的組成數(shù)字鎖相式頻率合成器根據(jù)信道間隔和工作頻率可分為直接式頻率合成器和吞脈沖式頻率合成器。1、直接式頻率合成器典型的直接式頻率合成器組成框圖如圖4-1所示。它由參考振蕩器、參考分頻器、鑒相器（PD

5、）、環(huán)路濾波器（LF）、壓控振蕩器（VCO）和可編程分頻器等部分組成。圖4-1 直接式頻率合成器組成框圖它僅在鎖相環(huán)的反饋支路中插入一個可編程控制的分頻器（N）。信號源產(chǎn)生一個標準的參考信號源，輸出頻率為，經(jīng)過R 次分頻后，得到頻率為的參考脈沖信號。 且，加至鑒相器。另一方面，壓控振蕩器產(chǎn)生頻率為的信號，并經(jīng)過可變分頻器的N 次分頻后獲得反饋信號，頻率為。鑒相器（PD）輸出相位誤差信號，經(jīng)過環(huán)路濾波器（LF）后，送到壓控振蕩器（VCO），調(diào)整其輸出頻率。在環(huán)路鎖定時，鑒相器兩輸入的頻率相同，同時壓控振蕩器輸出經(jīng)N次分頻后得到頻率為的脈沖信號，它們通過鑒相器進行比相。當環(huán)路處于鎖定狀態(tài)時，則：

6、。顯然，只要改變分頻比N，即可達到改變輸出頻率的目的，從而實現(xiàn)了由合成的任務(wù)。在該電路中，輸出頻率點間隔。這樣，環(huán)中帶有可變分頻器的PLL就提供了一種從單個參考頻率獲得大量頻率的方法。環(huán)中的N分頻器用可編程分頻器來實現(xiàn)，這就可以按增量來改變輸出頻率。這是組成鎖相頻率合成的一種最簡便的方法。2、吞脈沖式頻率合成器吞脈沖式頻率合成器也稱變模分頻頻率合成器。在直接式頻率合成器中，VCO的輸出頻率是直接加在可編程分頻器上的。目前可編程分頻器還不能工作到很高的頻率，這就限制了這種合成器的應(yīng)用。加前置分頻器后固然能提高合成器的工作頻率，但這是以降低頻率分辨力為代價的。若以減小參考頻率的辦法來維持原來的頻率

7、分辨力，這又將造成轉(zhuǎn)換時間的加長。最好的辦法在不改變頻率分辨力的同時提高合成器輸出頻率的有效方法之一是采用變模分頻器，也稱吞脈沖技術(shù)。它的工作速度雖不如固定模數(shù)的前置分頻器那么快，但比可編程分頻器要快得多。吞脈沖式頻率合成器組成框圖如圖4-2所示。圖4-2 吞脈沖式頻率合成器組成框圖為保證足夠小的信道間隔和比較高的工作頻率，可采用吞脈沖式數(shù)字鎖相頻率合成器。所謂“吞脈沖”技術(shù)，就是采用高速雙模前置分頻器，有兩個分頻模數(shù)，當模式控制為高電乎時分頻模數(shù)為P+1，當模式控制為低電平時分頻模數(shù)為P。雙模分頻器的輸出同時驅(qū)動兩個可編程分頻器，它們分別是主計數(shù)器N和吞食計數(shù)器A，通常N計數(shù)（分頻）器的級數(shù)

8、大于 A計數(shù)器的級數(shù)，即 NA。并進行減法計數(shù)。模式控制信號由兩個可編程分頻器產(chǎn)生，工作過程如下：雙模分頻器的輸出同時驅(qū)動兩個可編程分頻器，它們分別預(yù)置在N和A，N、A計數(shù)器同時開始計數(shù)，并進行減法計數(shù)。在A和N未計數(shù)到零時，模式控制MC為高電平，前置分頻比為P+1，雙模分頻器的輸出頻率為。在輸入A(P十1)周期之后，A計數(shù)達到零，將模式控制電平變?yōu)榈碗娖?，同時通過與門電路封鎖A計數(shù)器的計數(shù)禁止端，使之停止計數(shù)，此時，N分頻器還存有N-A。由于受模式控制低電平的控制。雙模分頻器的分頻模數(shù)變?yōu)镻，雙模分頻器的輸出頻率為，再經(jīng)(N-A)P個周期，N計數(shù)器也計數(shù)到零，輸出低電平，將兩計數(shù)器重新賦于它

9、們的預(yù)置值N和A，同時對鑒相器輸出比相脈沖，并將模式控制信號恢復(fù)到高電平。在一個完整的周期中輸入的周期數(shù)為：由此可見，合成頻率點間隔為。在這種采用變模分頻器的方案中也要用可編程分頻器，這時雙模分頻器的工作頻率為合成器的工作頻率，而兩個可編程分頻器的工作頻率為或。合成器的頻率分辨力仍為參考頻率，這就在保持分辨力的條件下提高了合成器的工作頻率，頻率轉(zhuǎn)換時間也沒有受到影響。吞脈沖式頻率合成器的主要產(chǎn)品有MC145152、MC145156等，內(nèi)部具有6位吞脈沖計數(shù)器。這種PLL可編程頻率合成器的穩(wěn)定度和準確度與基準頻率相當，無額外誤差，在通信領(lǐng)域有廣泛的應(yīng)用。 鎖相環(huán)路的工作原理鎖相環(huán)（PLL）是一個

10、相位誤差控制系統(tǒng)，利用反饋控制原理實現(xiàn)頻率及相位的同步技術(shù)。鎖相環(huán)通過比較輸入信號和壓控振蕩器輸出頻率之間的相位差，產(chǎn)生誤差控制電壓來調(diào)整壓控振蕩器的頻率，以達到與輸入信號同頻。在環(huán)路開始工作時，通常輸入信號的頻率與壓控振蕩器未加控制電壓時的振蕩頻率是不同的。由于兩信號之間存在固有的頻率差，它們之間的相位差勢必一直在變化，鑒相器輸出的誤差電壓就在某一范圍內(nèi)擺動。在這種誤差電壓控制之下，壓控振蕩器的頻率也就在相應(yīng)的范圍之內(nèi)變化。若壓控振蕩器的頻率能夠變化到與輸入信號頻率相等，便有可能在這個頻率上穩(wěn)定下來(當然只有在一定的條件下才可能這樣)。達到穩(wěn)定之后，輸入信號和壓控振蕩器輸出信號之間的頻差為零

11、，相位差不再隨時間變化，誤差控制電壓為一固定值，這時環(huán)路就進入鎖定狀態(tài)。1、鎖相環(huán)路的組成鎖相環(huán)路的基本組成框圖如圖4-3所示。它由鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LF）和壓控振蕩器（VCO）三部分組成。其中，PD和LF構(gòu)成反饋控制器，而VCO就是它的控制對象。圖4-3 鎖相環(huán)路的基本組成框圖若輸入信號的頻率和VCO振蕩信號（即輸出信號）的頻率不相等（此時稱鎖相環(huán)路處于失鎖狀態(tài)），由于兩信號的相位差是頻差的積分，故兩信號之間必然存在隨時間變化的相位差。鑒相器對兩信號的相位進行比較，輸出一個與相位差成比例的誤差電壓。該電壓經(jīng)LF（實際就是低通濾波器LPF）后，取出其中緩慢變化的直流或低頻電壓分量作為

12、控制電壓。顯然，將隨著相位差的變化作相應(yīng)的變化。而加到VCO的控制輸入端，從而控制VCO的振蕩頻率，使其隨變化而變化，于是與的相位差不斷減小，最終可能等于某一較小的恒定值，即二者的相位被“鎖定”。容易理解，當相位被鎖定后，輸入信號頻率與輸出信號頻率必然相等。（1）鑒相器（PD）鑒相器的組成框圖如圖4-4所示，它是一個相位比較裝置。它把輸入信號和壓控振蕩器的輸出信號的相位進行比較，產(chǎn)生對應(yīng)于兩信號相位差的誤差電壓。若PD為線性鑒相器，輸出誤差電壓可表示如下： （）其中稱為鑒相靈敏度，單位為V/rad 。圖4-4 鑒相器的組成框圖一般可用模擬乘法器來實現(xiàn)鑒相器的功能。利用模擬乘法器組成的鑒相器電路

13、如圖4-5所示。圖4-5 模擬乘法器組成的鑒相器設(shè)外界輸入的信號電壓和壓控振蕩器輸出的信號電壓分別為：式中的為壓控振蕩器在輸入控制電壓為零或為直流電壓時的振蕩角頻率，稱為電路的固有振蕩角頻率。則模擬乘法器的輸出電壓為：用低通濾波器LF將上式中的和頻分量濾掉，剩下的差頻分量作為壓控振蕩器的輸入控制電壓。即為：式中的為輸入信號的瞬時振蕩角頻率，和分別為輸入信號和輸出信號的瞬時相位。令為兩相乘電壓的瞬時相位差。則：這就是相乘器作為鑒相器時的鑒相特性?？梢娝钦姨匦?。在鎖相環(huán)中實際采用的鑒相電路有許多，這里只是把相乘器作為鑒相器的一個通用數(shù)學模型，供分析環(huán)路之用。（2）環(huán)路濾波器（LF）在鎖相環(huán)路中

14、，環(huán)路濾波器實際上就是一個低通濾波器，其作用是濾出除鑒相器輸出的誤差電壓中的高頻分量和干擾分量，得到控制電壓，常用的環(huán)路濾波器有RC低通濾波器、無源比例積分濾波器及有源比例積分濾波器等。圖4-6 一階RC低通濾波器圖4-6為一階RC低通濾波器，它的傳輸函數(shù)為：式中， =RC為時間常數(shù)。由此繪出一階低通濾波器的幅頻特性如圖4-7所示。上限截止頻率為，通頻帶。圖4-7 一階RC低通濾波器幅頻特性圖4-8所示電路為較常用的濾波器，一般R2 R1，其作用是減少高頻信號的衰減，從而提高鎖相環(huán)路的捕捉和跟蹤（頻率）范圍，但抗高頻干擾的性能下降。此類濾波器也稱為比例積分濾波器。 （a）無源比例積分濾波器 （

15、b）有源比例積分濾波器圖4-8 比例積分濾波器（3）壓控振蕩器（VCO）壓控振蕩器是振蕩頻率受控制電壓控制的振蕩器。實際上是一種電壓-頻率變換器?？梢酝ㄟ^改變控制電壓來改變壓控振蕩器的頻率。壓控振蕩器頻率隨控制電壓變化的曲線稱為壓控特性曲線。壓控特性曲線一般為非線性，如圖4-9所示。圖4-9 壓控振蕩器特性曲線由此可見，在較大的變化范圍之內(nèi)，和成線性關(guān)系。此特性可用下列方程來表示，即：這里是壓控振蕩器特性曲線的斜率，它表示單位控制電壓可使壓控振蕩器角頻率變化的大小，因此又稱為壓控振蕩器控制靈敏度或增益系數(shù)，單位為rad/sV。為壓控振蕩器的固有振蕩角頻率。壓控振蕩器的電路形式很多，使振蕩器的工

16、作狀態(tài)或振蕩回路的元件參數(shù)受輸入控制電壓的控制，就可構(gòu)成一個壓控振蕩器。在振蕩器的振蕩回路上并接或串接某一受電壓控制的電抗元件后，即可對振蕩頻率實行控制。受控電抗元件常用變?nèi)荻O管取代。變?nèi)莨苁抢冒雽?dǎo)體PN結(jié)的結(jié)電容受控于外加反向電壓的特性而制成的一種晶體二極管，它屬于電壓控制的可變電抗器件。圖4-10所示電路為用變?nèi)荻O管D1的電容Cj來調(diào)節(jié)振蕩器的頻率的電路，這是一種簡單的壓控振蕩器。圖4-10 利用變?nèi)荻O管組成的壓控振蕩器對于圖4-10中，若C1、C2值較大，C4又是隔直電容，容量很大，則振蕩回路中與L相并聯(lián)的總電容為：變?nèi)荻O管的電容量Cj取決于外加控制電壓的大小，控制電壓的變化會

17、使變?nèi)莨艿腃j變化，Cj的變化會導(dǎo)致振蕩頻率的改變。2、鎖相環(huán)路的基本特性（1）捕捉與鎖定特性若鎖相環(huán)路原本處于失鎖狀態(tài)，由于環(huán)路的調(diào)節(jié)作用，最終進入鎖定狀態(tài)，這一過程，稱環(huán)路捕捉過程。在沒有干擾的情況下，環(huán)路一經(jīng)鎖定，其輸出信號頻率等于輸入信號頻率。（2）自動跟蹤特性若環(huán)路原本處于鎖定狀態(tài)，由于溫度或電源電壓的變化，使VCO輸出頻率變化，或者輸入信號頻率變化，通過環(huán)路自動相位控制作用，使VCO相位（頻率）不斷跟蹤輸入信號的相位（頻率），這個過程稱跟蹤過程，或同步過程。由于鎖相環(huán)路具有自動跟蹤特性，所以它相當于一高頻窄帶濾波器，不但能濾除噪聲和干擾，而且能跟蹤輸入信號的載頻變化，可以從有噪聲背

18、景的輸入已調(diào)波信號中提取出純凈的載波。（3）鎖相環(huán)路的捕捉帶與同步帶環(huán)路能捕捉的最大起始頻差范圍稱捕捉帶或捕捉范圍，記作fp。環(huán)路所能跟蹤的最大頻率范圍稱同步帶，記作fH。當Df0DfP時，環(huán)路將不能鎖定。當Df0DfH時，環(huán)路將不能跟蹤。一般有DfHDfP。3、常用集成鎖相環(huán)路CD4046簡介過去的鎖相環(huán)大多采用分立元件和模擬電路構(gòu)成，隨著集成電路技術(shù)的發(fā)展，鎖相環(huán)路也實現(xiàn)了集成化、單片化，而且性能可靠、使用方便，因此廣泛應(yīng)用于廣播通信、電視、音響、雷達、自動控制、遙控遙測、精密儀器等方面。CD4046是通用的CMOS鎖相環(huán)集成電路，其特點是電源電壓范圍寬（為3V18V），輸入阻抗高(約10

19、0M)，動態(tài)功耗小，在中心頻率f0為10kHz下功耗僅為600W，屬微功耗器件。CD4046是帶有RC型VCO的鎖相環(huán)路，屬于低頻鎖相環(huán)路。采用 16 腳雙列直插式，圖4-11為CD4046的內(nèi)部功能框圖和構(gòu)成鎖相頻率合成器時的外圍元件連接圖。從圖中可以看出，CD4046主要由相位比較、壓控振蕩器（VCO）、線性放大器、源跟隨器、整形電路等部分構(gòu)成。芯片內(nèi)含有一個低功耗、高線性VCO，兩個工作方式不同的鑒相器PDI和PDII，A1為PDI和PDII的公用輸入基準信號放大器，源跟隨器A2與VCO輸入端相連是專門作FM解調(diào)輸出之用的，此外還有一個6V左右的齊納穩(wěn)壓管。各引腳功能如下：1腳相位輸出端

20、，環(huán)路入鎖時為高電平，環(huán)路失鎖時為低電平。2腳相位比較器的輸出端。3腳比較信號輸入端。4腳壓控振蕩器輸出端。5腳禁止端，高電平時禁止，低電平時允許壓控振蕩器工作。6、7腳外接振蕩電容。8、16腳電源的負端和正端。9腳壓控振蕩器的控制端。10腳解調(diào)輸出端，用于FM解調(diào)。11、12腳外接振蕩電阻。13腳相位比較器的輸出端。14腳信號輸入端。15腳內(nèi)部獨立的齊納穩(wěn)壓管負極。圖4-11 CD4046的內(nèi)部組成框圖（1）鑒相器PDI和PDIICD4046芯片內(nèi)的鑒相器PDI是一個數(shù)字邏輯異或門，由于CMOS門輸出電平在0VDD之間變化。所以只要用簡單的積分電路就可以取出平均電平，因而使鎖項環(huán)路的捕捉范圍

21、加大。該鑒相器主要應(yīng)用在調(diào)頻波的解調(diào)電路中。PDII是一個由邊沿控制的數(shù)字比相器和互補CMOS輸出結(jié)構(gòu)組成的三態(tài)輸出式鑒相器。由于數(shù)字比相器僅在ui和uv的上跳邊沿起作用，因而該鑒相器能接收任意占空比的輸入脈沖，即非常窄的脈沖。PDII的工作過程可用圖4-12所示波形圖來表示。14腳ui信號出現(xiàn)上跳變時，13腳也上跳輸出高電平，3腳uv信號出現(xiàn)上跳變時，13腳下跳輸出低電平；ui、uv同時觸發(fā)時，13腳呈現(xiàn)高阻狀態(tài)。因此，PDII可以使uv和ui嚴格同步，它常被應(yīng)用在鎖相頻率合成器中。采用PDII的鎖項環(huán)其鎖定范圍等于捕捉范圍，與環(huán)路濾波器關(guān)系不大。PDII的直流輸出電壓Ud應(yīng)為13腳波形在一

22、周期內(nèi)的平均值。圖4-12 CD4046鑒相器PDII的輸入與輸出波形（2）壓控振蕩器VCOCD4046內(nèi)部的VCO是一個電流控制型振蕩器，其振蕩頻率與控制電壓Ud之間的關(guān)系可以用下式表示：式中VGS為耗盡型NMOS三極管的源柵間導(dǎo)通壓降，約0.5左右，VDS為耗盡型PMOS管的漏源飽和壓降，約為1V左右。式中的第二項為常數(shù)項，也就是VCO的最低振蕩頻率fomin。當R4的增大到12腳開路時，fomin減小至零。式中第一項為Ud的函數(shù)，當R310kW時。f0與Ud基本呈直線性關(guān)系。VCO的fomin與Ct及R4的關(guān)系可用圖4-13所示曲線表示。由圖中可知，若已知fomin、VDD，且確定R4以

23、后，就可以從圖中曲線查得所需Ct值。圖4-13 fomin與Ct及R4的關(guān)系當Ud =VDD時，VCO維持在最高振蕩頻率fomax已知fomin、fomax和Ct以后，就可以由上式中求得R3值。實踐中，為微調(diào)f0的范圍，R3往往采用一只固定電阻和一只可調(diào)電阻相串聯(lián)。CD4046內(nèi)部還有線性放大器和整形電路，可將14腳輸入的100mV左右的微弱輸入信號變成方波或脈沖信號送至兩相位比較器。源跟蹤器是增益為1的放大器，VCO的輸出電壓經(jīng)源跟蹤器至10腳作FM解調(diào)用。齊納二極管可單獨使用，其穩(wěn)壓值為5V，若與TTL電路匹配時，可用作輔助電源。 參考振蕩器的工作原理參考振蕩器可采用門電路（74LS系列或

24、CD系列）與標稱石英晶體構(gòu)成振蕩器。石英晶體振振器的電路符號、等效電路、電抗曲線如圖4-14所示。圖4-14 石英晶體振振器的電路符號、等效電路、電抗曲線從石英晶體諧振器的電抗特性可以看出，在串、并聯(lián)諧振頻率之間很狹窄的工作頻帶內(nèi)，它呈電感性。因而石英振蕩器可以工作于感性區(qū)，也可以工作于串聯(lián)諧振頻率上，但不能使用容性區(qū)。根據(jù)晶體在振蕩電路中的不同作用，振蕩電路可分為兩類：一類是石英晶體在電路中作為等效電感元件使用，這類振蕩器稱為并聯(lián)型晶體振蕩器；另一類是把石英晶體作為串聯(lián)諧振元件使用，使它工作于串聯(lián)諧振頻率上，稱為串聯(lián)型晶體振蕩器。圖4-15 串聯(lián)諧振型晶體振蕩器圖4-15是工作于串聯(lián)諧振狀態(tài)

25、的TTL門電路振蕩器，當電路頻率為串聯(lián)諧振頻率時，晶體的等效電抗接近零（發(fā)生串聯(lián)諧振），串聯(lián)諧振頻率信號最容易通過N1、N2閉環(huán)回路，這個頻率信號通過兩級反相后形成反饋振蕩，晶體同時也擔任著選頻作用。也就是說在工作于串聯(lián)諧振狀態(tài)的振蕩電路，它的頻率取決于晶體本身具有的頻率參數(shù)。圖4-16 并聯(lián)諧振型晶體振蕩器圖4-16是工作于并聯(lián)諧振狀態(tài)的CMOS門電路振蕩器，晶體等效一個電感（晶體工作于串聯(lián)諧振頻率與并聯(lián)諧振頻率之間時，晶體呈電感性）與外接的電容構(gòu)成三點式LC振蕩器，通過外接的電容可對頻率進行微調(diào)。電阻R接在反相器N3的輸入與輸出端，其目的是將N3偏置在線性放大區(qū)，反相器成為具有很強放大能力

26、的放大電路，一般電阻R的取值為1M30 MW。N3放大器的輸出端信號通過晶體、C1、C2構(gòu)成型選頻反饋網(wǎng)絡(luò)，返回N3放大器的輸入端，形成反饋振蕩，由此可見它的振蕩頻率是由型諧振電路所決定的（當然，主要還是晶體所決定）。反饋系數(shù)由C1、C2之比決定。根據(jù)晶體外接電容的要求，可選C1=C2=24pF。晶體XTAL的頻率選4.096MHz（該頻率點附近的頻率穩(wěn)定度較高）。即 U1與Rf 、晶體、C1、C2構(gòu)成電容三點式振蕩電路，產(chǎn)生一個近似正弦波的波形。為防止負載電路對振蕩電路的干擾和提高帶載能力，N3輸出信號需再通過N4的緩沖、放大整形接到負載，輸出變?yōu)榫匦尾ā?.2.4 參考分頻器的工作原理1、

27、二-五-十進制計數(shù)器74390邏輯符合和邏輯功能圖4-17中的計數(shù)器為二五十進制異步計數(shù)器，在一片74LS390集成芯片中封裝了2個二五十進制的異步計數(shù)器。所謂二五十進制異步計數(shù)器是由一個二進制計數(shù)器和一個五進制計數(shù)器組合而成的，每個二五十進制分別有各自的清零端CLR。圖4-17(a)、(b)是74390管腳圖和慣用邏輯符號。圖4-17 74390的管腳圖及慣用邏輯符號73LS390各個輸入/輸出端的作用：二進制計數(shù)器時鐘輸入端：下降沿有效。五進制計數(shù)器時鐘輸入端：下降沿有效。清零端：高電平有效。當CLR=1時，輸出。、為計數(shù)器的輸出端：其中是獨立的，是二進制計數(shù)器的輸出端；是五進制計數(shù)器的輸

28、出端。如需實現(xiàn)十進制計數(shù)器功能應(yīng)將與相連或?qū)⑴c相連。這兩種連接方式是構(gòu)成的十進制計數(shù)器計數(shù)的結(jié)果相同，但其編碼結(jié)果不同，如圖4-18。圖4-18 74390兩種連接方法的工作時序圖2、由兩片74390計數(shù)器構(gòu)成4000分頻器電路，產(chǎn)生1KHz基準參考信號。電路接線圖如圖4-19所示。圖中輸入信號為4MHz方波信號，輸出為1KHz方波信號。圖4-19 74390構(gòu)成4000分頻器 可變分頻器和分頻比控制器的工作原理1、可逆計數(shù)器CD4510CD4510是4位加/減法的十進制計數(shù)器，計數(shù)器的方向由控制輸入端U/D控制。當U/D為高電平時，則為加法計數(shù)器，當U/D為低電平時，則為減法計數(shù)器。圖4-2

29、0是CD4510的管腳圖及慣用邏輯符號。圖4-20 CD4510管腳圖及慣用邏輯符號CD4510各管腳功能見表4-1。表4-1 CD4510 功能表1PLLD置數(shù)控制端，高電平有效5計數(shù)控制端，=1不計數(shù)，=0計數(shù)10D/U加減法計數(shù)控制端，D/U=1時，為加法。D/U=0時為減法15CP時鐘輸入端9MRCR異步清零端，高電平有效7進位、借位輸出端，當加計數(shù)到9 ，輸出一個進位負脈沖。當減計數(shù)到0，輸出一個借位負脈沖。為預(yù)置數(shù)據(jù)輸入端。為計數(shù)器輸出端。圖4-21是CD4510的工作時序圖。 圖4-21 CD4510工作時序圖2、用CD4510設(shè)計99分頻器圖4-22中由兩片CD4510構(gòu)成，預(yù)

30、置數(shù)為99（個位預(yù)置數(shù)為9，十位預(yù)置數(shù)為9），時鐘信號為99KHz，當經(jīng)過99個時鐘后，個位和十位計數(shù)器都減到0時，電路產(chǎn)生一個高電平信號送入兩個計數(shù)器的PL端，將輸入預(yù)置數(shù)據(jù)端的數(shù)“99”再預(yù)置到計數(shù)器中，進行又一輪的減法計數(shù)。因此，若Is信號輸入為99KHz，則經(jīng)過99分頻器后，在PL端得到1KHz的信號。圖4-22 99分頻器電路3、199分頻比控制器電路的設(shè)計圖4-22所示的電路中，其置數(shù)端的數(shù)值D4D3D2D1（如1001）是固定的，若要設(shè)計分頻比可變的分頻器，則其所置入到D4D3D2D1的數(shù)值應(yīng)也是可變的，因此可以在可變分頻器的置數(shù)端前級加上分頻比控制器，分頻比控制器可以由計數(shù)器來

31、實現(xiàn)，圖4-23中分別兩位十進制計數(shù)器74390實現(xiàn)個位和十位從09的加法，即實現(xiàn)從0199的可變置數(shù)，通過按鍵的按動從而實現(xiàn)199的分頻控制器電路。圖4-23 199分頻器電路 消抖動電路的工作原理（基本RS觸發(fā)器構(gòu)成的開關(guān)消抖動電路）基本RS觸發(fā)器雖然電路簡單，但具有廣泛的用途。圖4-24（a）是在時序電路中廣泛應(yīng)用的消抖動開關(guān)電路的原理電路。通常使用的開關(guān)一般是由機械接觸實現(xiàn)開關(guān)的閉合和斷開，由于機械觸點存在彈性，這就決定了當它閉合時產(chǎn)生反彈的問題，反映在電信號上將產(chǎn)生不規(guī)則的脈沖信號，如圖4-24（b）。消抖動電路的工作原理如下：當開關(guān)向下時，為高電平，通過開關(guān)觸點接地，但由于機械觸點

32、存在著抖動現(xiàn)象，端不是一個穩(wěn)定的低電平，而是有一段時高時低的不規(guī)則脈沖出現(xiàn)。但當開關(guān)打下的瞬間，為低電平，此時，觸發(fā)器置“1”，輸出。由于開關(guān)的抖動使得開關(guān)可能又迅速地彈起，此刻立刻變?yōu)楦唠娖?，即，此時刻觸發(fā)器為保持狀態(tài)，保持前一時刻的輸出高電平狀態(tài)，即。所以盡管輸入由于開關(guān)的抖動使電信號產(chǎn)生了不穩(wěn)定的脈沖，但輸出波形卻為穩(wěn)定的無瞬時抖動的脈沖信號。 數(shù)碼顯示電路的工作原理圖4-25 譯碼顯示電路數(shù)碼顯示電路如圖4-25所示。由共陰極七段數(shù)碼器LC5011和顯示譯碼器CD4511構(gòu)成。圖4-26為LC5011的管腳圖和邏輯符號。4-27為CD4511的管腳圖和邏輯符號。圖4-26 LC5011

33、管腳圖和邏輯符號 圖4-27 CD4511管腳圖和邏輯符號CD4511的功能真值表如表4-2所示。表4-2 CD4511功能真值表4.3 數(shù)字頻率合成器的設(shè)計數(shù)字頻率合成器的設(shè)計指標要求如下：（1）要求頻率合成器輸出的頻率范圍；（2）頻率間隔為；（3）基準頻率采用晶體振蕩頻率，要求用數(shù)字電路設(shè)計，頻率穩(wěn)定度應(yīng)優(yōu)于；（4）數(shù)字顯示輸出頻率；（5）頻率調(diào)節(jié)采用計數(shù)方式，電路設(shè)計中要求有消抖動設(shè)計。1、首先，根據(jù)課題給定的設(shè)計指標要求，確定系統(tǒng)設(shè)計框圖。由于系統(tǒng)工作頻率較低，因此可以選擇直接式頻率合成方案。根據(jù)要求，選擇頻率合成器電路設(shè)計方案如圖4-28所示。圖4-28 直接式數(shù)字頻率合成器系統(tǒng)框圖

34、2、然后，根據(jù)系統(tǒng)框圖，確定各個單元電路的結(jié)構(gòu)，并進行元器件選擇和參數(shù)計算。（1）集成鎖相環(huán)路PLL及外接振蕩元器件根據(jù)設(shè)計指標要求，集成鎖相環(huán)路可選為CD4046，它包含PD和VCO，最高工作頻率為1.4MHz，滿足設(shè)計要求。CD4046的內(nèi)部組成框圖及外接元件電路如圖4-11所示。作為頻率合成器時，3、4端之間應(yīng)插入可變分頻器N。根據(jù)設(shè)計要求，有fomax=99kHz，fomin=1kHz。CD4046內(nèi)部的VCO是一個電流控制型振蕩器，查資料，其振蕩頻率與控制電壓Ud的關(guān)系式中VGS為耗盡型NMOS三極管的源柵間導(dǎo)通壓降，約0.5V左右，VDS為耗盡型PMOS管的漏源飽和壓降，約為1V左

35、右。式中的第二項為常數(shù)項，也就是VCO的最低振蕩頻率fomin。取電源電壓VDD=5V。取Ct=100pF，如f=1KHz，則R4=3.3M，但VCO頻率范圍應(yīng)小于1KHz，取R4=22M。當Ud =VDD時，VCO維持在最高振蕩頻率fomax因此可得：（2）參考頻率和環(huán)路濾波器由于設(shè)計指標要求頻率間隔為，因此選擇參考頻率。設(shè)環(huán)路濾波器的上限截止頻率為fH，從濾波的角度考慮，應(yīng)有fR =(510) fH。若選簡單RC低通濾波器，則有：取fR=1103=10 fH=10/(2pRC)，則RC=1/(200p)1.6（ms）。若取C=0.033mF，則R48.48（kW）。最終取R1=51kW。這

36、里選RC比例積分濾波器作環(huán)路濾波器，R2 R1，則取C=0.033mF，R1=51kW，R2=5.1kW。（3）參考振蕩器參考振蕩器電路提供一個頻率穩(wěn)定的、準確的4MHZ的方波信號。振蕩器電路選用晶體振蕩電路，不使電路具有更高的Q值，以提高頻率的穩(wěn)定性。又由于CMOS電路輸入阻抗極高，選用CMOS與非門構(gòu)成參考振蕩器。為適應(yīng)低電壓工作條件，采用74HC系列。電路如圖4-29所示。Rf為反饋電阻，它的作用是保證在靜態(tài)時，非門U1能工作在其電壓傳輸特性的轉(zhuǎn)折區(qū)線性放大區(qū)，構(gòu)成使反相器成為具有很強放大能力的放大電路，Rf常取10-100 MW，較高的反饋電阻有處于提高振蕩頻率的穩(wěn)定性，選Rf=22M

37、W。晶體、C1、C2構(gòu)成型選頻反饋網(wǎng)絡(luò)，電路只能在晶體諧振頻率處產(chǎn)生振蕩，反饋系數(shù)由C1、C2之比決定。根據(jù)晶體外接電容的要求，可選C1=C2=24pF。晶體XTAL的頻率選4.096MHz（該頻率點附近的頻率穩(wěn)定度較高）。即 U1與Rf 、晶體、C1、C2構(gòu)成電容三點式振蕩電路，產(chǎn)生一個近似正弦波的波形。U2是整形緩沖用反相器，經(jīng)U2整形后，輸出變?yōu)榫匦尾?，同時U2可以隔離負載對振蕩電路的影響。圖4-29 參考振蕩器電路（4）參考分頻器現(xiàn)在要將4MHz的參考振蕩頻率分頻為1kHz，因此分頻比R=4000（=1010104），即用3個十進制計數(shù)器和1個四進制計數(shù)器級聯(lián)來實現(xiàn)。通常實現(xiàn)分頻器的電路是計數(shù)器電路，因此可以選74LS390為參考分頻器。（5）可變分頻器由于最大可變分頻比N