第四章振幅調(diào)制和解調(diào)電路

1、第四章第四章 振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路第一節(jié)第一節(jié) 頻譜搬移電路的組成模型頻譜搬移電路的組成模型第二節(jié)第二節(jié) 相乘器電路相乘器電路第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路第四節(jié)第四節(jié) 振幅調(diào)制與解調(diào)電路振幅調(diào)制與解調(diào)電路第一節(jié)第一節(jié) 振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路4.1.1 振幅調(diào)制電路的組成模型一、普通調(diào)幅信號及其電路的組成1. 調(diào)幅電路及其調(diào)幅波（AM波）由模擬乘法器和加法器共同組成。cmmcmMamMmmaacmmamocamocacmomccmMccmokVVVkAkVAVVkMttVVkVtvttvkVtvtvtktVtvtVtVkAtkVtv0000

2、00coscos1 )(cos)()()(coscos)()coscos(cos)(，其中：定義：Ma為調(diào)幅系數(shù)； c=2 fc 為載頻 2 F為調(diào)制信號的頻率第一節(jié)第一節(jié) 振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路4.1.1 振幅調(diào)制電路的組成模型ttMVtvttVVkVtvcamocmmamocoscos1 )(coscos1 )(000根據(jù)前面的定義得到由1、Ma調(diào)幅系數(shù)與AM和V m有關(guān)，兩者增大都可令Ma增大。2、要減小調(diào)幅失真，Ma必須滿足不大于1的條件（Ma1）3、過調(diào)幅失真的波形見圖4-1-3。圖4-1第一節(jié)第一節(jié) 振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路4.1.

3、1 振幅調(diào)制電路的組成模型調(diào)幅波的振幅（也稱為包絡(luò)）其幅值分別為：)1 ()1 (0min0maxammammMVVMVV分別得到由1cost再由上式相加減后得到%100minmaxminmaxmmmmaVVVVM第一節(jié)第一節(jié) 振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路4.1.1 振幅調(diào)制電路的組成模型二、調(diào)幅波的頻譜將上式用三角函數(shù)（積化和差）可以得到ttMVtvcamocoscos1 )(0tVMtVMtVtvcmacmacmo)cos(21)cos(21cos)(000上式為調(diào)制信號為單音頻時的表達式。頻譜表示如圖表示。0mV021maVM021maVMccc第一節(jié)第一節(jié) 振幅調(diào)制

4、、解調(diào)與混頻電路振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路4.1.1 振幅調(diào)制電路的組成模型II 若為復雜音調(diào)制時，v (t)為非余弦周期信號，用傅立葉級數(shù)展開可以得到：maxmaxmaxmax1max2/cos)(maxFntnVtvnn，其中，maxmaxmax11100)cos()cos(2coscoscoscos)(cos)()(nnccmnacnnmnacnnmnamocamotntnVkttnVkttnVkVtvttvkVtv其中，成為那么第一節(jié)第一節(jié) 振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路4.1.1 振幅調(diào)制電路的組成模型從上式可以看到，除了載波頻率c外，還有由相乘器產(chǎn)生的角頻率為(c

5、)、(c 2)、(c n)的上下邊頻分量。所以，得到結(jié)論調(diào)幅信號的頻譜寬度BWAM為調(diào)制信號頻譜寬度的兩倍。max2FBWAM第一節(jié)第一節(jié) 振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路4.1.1 振幅調(diào)制電路的組成模型3、調(diào)幅波功率分布在單位電阻上，單音調(diào)制的調(diào)制電壓在一個載波信號周期內(nèi)一個載波信號周期內(nèi)的平均功率。202202220)cos1 ()cos1 (21)(cos)cos1 (21)(tMPtMVtPttdtMVtPaamccamP(t)在一個調(diào)制信號周期內(nèi)的平均功率SBaavaavPPMPPtdtMPP02020)211 ()cos1 (21PSB是上、下邊帶電壓分量產(chǎn)生的功

6、率。每個邊帶的功率為1/2 PSB第一節(jié)第一節(jié) 振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路4.1.1 振幅調(diào)制電路的組成模型二、雙邊帶和單邊帶調(diào)制（DSB、SSB）1、雙邊帶調(diào)制信號及其電路把AM波中的載波抑制后，只傳送兩個邊帶的調(diào)制方式。其已調(diào)波亦稱為平衡調(diào)幅波。第一節(jié)第一節(jié) 振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路4.1.1 振幅調(diào)制電路的組成模型2、單邊帶調(diào)制信號在雙邊帶調(diào)制的基礎(chǔ)上，再抑制一個邊帶的調(diào)制方式?？刹捎脼V波的方法得到單邊帶調(diào)制波形；或者采用移相的方法得到單邊帶調(diào)制波形。第二節(jié)第二節(jié) 相乘器電路相乘器電路4.2.1 非線性器件的相乘作用及其特性一、非線性器件相乘

7、作用分析： 當非線性器件（二、三極管）在偏置電壓VQ及v1和v2的作用下，通過分析得到響應(yīng)電流中出現(xiàn)有兩個電壓相乘項2a2v1v2，它是由特性的二次方項產(chǎn)生的。該項對應(yīng)為：tatatVtVavvamm)cos()cos(coscos2221221222112212很明顯，該項是有用的項。除此之外還有很多高次的無用的諧波分量。那么可以看出，單純是利用非線性器件實現(xiàn)相乘作用是不理想的。為了實現(xiàn)理想相乘運算，在工程上可以采取以下措施：1、選擇工作點在特性接近平方律區(qū)；2、加入補償和負反饋技術(shù)；3、多個非線性器件組成平衡電路，抵消部分無用的組合頻率分量；4、控制v1和v2的幅值； 5、設(shè)v1為參考信號

8、、v2工作在線性時變系統(tǒng)第二節(jié)第二節(jié) 相乘器電路相乘器電路4.2.1 非線性器件的相乘作用及其特性二、線性時變系統(tǒng)當v2工作足夠小時，忽略二次方及其以上高次方項，(4-2-4)可化簡為：的線性關(guān)系。和得到所以，為時變增量電導為時變靜態(tài)電流其中，2211011101211)()()()()()()()(vivvgvIivgvVfvIvVfvvVfvVfiQQQQ但是由于其系數(shù)是隨著v1的時變的，故器件工作狀態(tài)稱為線性時變系統(tǒng)。再利用無用頻率分量與所需有用分量的頻率間隔很大nc，因此很容易利用濾波電路濾除無用分量。第二節(jié)第二節(jié) 相乘器電路相乘器電路4.2.1 非線性器件的相乘作用及其特性例如：當v

9、1為V1mcos 1t時，g(v1)將是角頻率為1的周期性函數(shù)，它的傅立葉級數(shù)展開式為：）（式中，1cos)(1)(212coscos)cos()(11111012110111nttdnvggtdvggtgtggtVgvgnm將它與v2相乘，且設(shè)v2V2mcos 2t，則產(chǎn)生的組合頻率分量的頻率通式為21 p若1 C， 2= ，則組成的頻率為cp第二節(jié)第二節(jié) 相乘器電路相乘器電路4.2.1 非線性器件的相乘作用及其特性根據(jù)上式，可以把二極管等效為開關(guān)，開關(guān)受v1控制，按角頻率1做周期的啟閉。閉合時的導通電阻為RD。二極管用受v1(t)控制的開關(guān)等效時線性時變系統(tǒng)的一個特例。它除了要求v2足夠小

10、外，還要求v1足夠大，使二極管特性曲線可近似在原點轉(zhuǎn)折。通常這種狀態(tài)為開關(guān)工作狀態(tài)。第二節(jié)第二節(jié) 相乘器電路相乘器電路4.2.1 非線性器件的相乘作用及其特性在v1作用下，I0(v1)=I0(t)為半周余弦脈沖序列，g(v1)=g(t)為矩形脈沖序列。現(xiàn)在引入單向開關(guān)函數(shù)K( 1t)代表圖4-2-2所示高度為1的單向周期脈沖方波。tttK11113cos32cos221)(則I0(t)和g(t)可分別表示為)()cos()()()()cos()()(11111111110100tKgtVgvgtgtKvgtVIvItIDmDm)()()()(112120tKvvgvtgtIiD第二節(jié)第二節(jié) 相

11、乘器電路相乘器電路4.2.1 非線性器件的相乘作用及其特性v1v2差分對管的輸入差模電壓為v1V1mcos 1t，且偏置電流源受v2控制，他們之間的關(guān)系呈線性，20BvAI差分對管的輸出差值電流為：)2()(1221TCCVvthBvAiiiVTKT/q，當T300K時，VT26mV。)2()()2()(110kTqvBthtgkTqvAthtI通過與前面的式子等效，可以得到：當v1很大時，th()函數(shù)可以趨近于周期性方波。同樣也可以利用雙向開關(guān)函數(shù)K2(1t)表示。第二節(jié)第二節(jié) 相乘器電路相乘器電路4.2.1 非線性器件的相乘作用及其特性與上例晶體二極管不同，差分對管是由多個非線性器件組成的

12、平衡式電路， v1和v2分別加在不同器件的輸入端，實現(xiàn)兩個函數(shù)f1(v1)和f2(v2)相乘的特性。當工作在線性時變狀態(tài)（包括開關(guān)狀態(tài)）時，可以不必將v2限制在很小的數(shù)值內(nèi)，只要保證I0受v2的控制是線性的就可以了。tnntttKtKtKtKtxthnn111111111121211) 12cos() 12(4) 1(3cos34cos4)()()()()cos2(第二節(jié)第二節(jié) 相乘器電路相乘器電路4.2.2 相乘器電路1、集成相乘器分類：（1）直接將v1和v2相乘采用平衡、反饋等措施來消除無用的高階相乘項，并擴展相乘的兩個輸入信號電壓的動態(tài)范圍，通常這種相乘器稱為模擬相乘器。例如雙差分對模擬

13、相乘器（2）將v2與經(jīng)非線性變換的v1相乘，這種相乘器主要應(yīng)用再頻譜搬移電路中，并以調(diào)制器或混頻器命名。例如雙差分對平衡調(diào)制器、大動態(tài)范圍平衡調(diào)制器、二極管環(huán)形混頻器。2、集成模擬相乘器(1) 電路符號及工作象限yxMovvAv 當vx（或vy）其一為恒量時，類似為線性放大器。第二節(jié)第二節(jié) 相乘器電路相乘器電路4.2.2 相乘器電路2、相乘器的應(yīng)用I電路形式及外圍元件的作用。集成器內(nèi)部采用了雙差分平衡式電路。附加電路通過調(diào)節(jié)Rw，改變V14電壓。當V140時，輸出的為平衡調(diào)幅波。當V14不等于0時為調(diào)幅波輸出。負載電阻負載電阻反饋電阻反饋電阻偏置電阻偏置電阻附加電路附加電路輸入電阻輸入電阻分壓

14、電阻分壓電阻第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路一、混頻電路簡介（又稱變頻電路）1、電路的作用LcIfff或cLLcIfffff時Lcff 時Lcff 它的作用是將載波為fc的已調(diào)波信號vs(t)不失真地變換為載頻為fI的已調(diào)信號vI(t)。而fc和fI的關(guān)系如上面式子所示。當fI高于fc的混頻稱為上混頻； fI低于fc的混頻稱為下混頻。調(diào)幅廣播收音機一般采用下混頻。它的中頻規(guī)定為465KHz。對不同的接收系統(tǒng)，中頻值各不相同。目的是為了使接收機工作在比較低的頻率環(huán)境下，減小接收機的成本和降低電路調(diào)試的難度。第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路一、混頻電路簡介2、電路的模型及頻譜由模擬乘法器和濾波電路組成

15、。利用濾波器選用差頻。)(IcLIcLfff只是改變了載波頻率，但是沒有改變調(diào)制信息的內(nèi)容。第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路中頻信號：相對載波頻率為低，不同的接收系統(tǒng)中頻的數(shù)值是完全不相同稱為低中頻。（也有高中頻的方案）一般中頻（調(diào)幅廣播）IF465KHz（535KHz1605MHz）電視廣播（圖像中頻）38MHz （VHF，UHF） （調(diào)頻廣播中頻） 10.7MHz （88MHz108MHz）短波通信接收機 IF=70MHz （頻段230MHz）短波I （48.5MHz）短波II （8.518MHz）第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路一、混頻電路簡介1、三極管混頻電路（1）電路結(jié)構(gòu)特點由T2等組成

16、電感三點式本地振蕩電路產(chǎn)生fL。由T1等組成變頻兵選出差頻（中頻）。vLve第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路一、混頻電路簡介（2）變頻原理分析22112121CLfCLfIc假設(shè)本振電壓和輸入信號的電壓幅度分別為：tVvtVvcsmSLLmLcoscos由上圖可以得到發(fā)射結(jié)上的電壓vBE：SLBBBEvvVv0將（VBB0vL）作為三極管地等效基極偏置電壓，用vBB(t)表示。稱之為時變基極偏壓。第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路一、混頻電路簡介滿足線性時變條件時，(vLvCM)SLmLCBECvvgvIvfi)()()(0 gm：為時變增量電導。在時變偏壓作用下， gm(vL)傅立葉級數(shù)展開為tg

17、tggtgvgLmLmmLm2coscos)()(210gm(t)中的基波分量gm1cos Lt與輸入信號vS相乘：)cos()cos(21coscos11ttVgtVtgcLcLsmmcsmLm有用有用令I(lǐng)cL得到的中頻電流分量為：tVgtVgtIiIsmmcIsmmImIcoscos21cos111121msmmmcgVIg其中，第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路一、混頻電路簡介1121msmmmcgVIg gmc稱為混頻跨導。定義為輸出中頻電流幅值I1m對輸入信號電壓幅值Vsm之比。若設(shè)中頻回路地諧振電阻為Re，則所需的中頻輸出電壓vI=-iIRe則相應(yīng)的混頻增益可以得到：emcsmCRgV

18、VAIm gmc在靜態(tài)工作電附近，可近似認為是常數(shù)，ICQ在0.2mA1mA時，接近最大值。當然，在vL（同步信號）的作用下，隨著幅值大小變化，gm1即gmc也相應(yīng)變化。第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路二、二極管雙平衡混頻器（也稱為環(huán)形混頻器）1、電路結(jié)構(gòu)由四只二極管和兩個帶中心抽頭，匝數(shù)比均為1的寬帶變壓器組成。2、電路分析I 要求vLm足夠大，而且其值遠大于vsm。所以二極管在vLm的控制下，工作在開關(guān)狀態(tài)。II 在vL為正半周時，D2、D3導通，由導通后的交流等效電路得：0)(0)(233322LDLsLDLsRiiRivvRiiRivv第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路

19、混頻電路二、二極管雙平衡混頻器0)(0)(233322LDLsLDLsRiiRivvRiiRivvD2、D3導通后的交流等效電路如右圖消去vL后，得到 加入開關(guān)函數(shù))(222213232tKRRviiRRviiLDLsDLs第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路二、二極管雙平衡混頻器0)(0)(144411LDLsLDLsRiiRivvRiiRivv)(222214141tKRRviiRRviiLDLsDLs消去vL后，得到 加入開關(guān)函數(shù)用同樣的方法可以得到D1和D4由前后兩圖可以得到)()()()(32412341iiiiiiiiio第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路二、二極管雙平衡混頻器ttRRtVi

20、LLDLcsmo3cos34cos42cos2整理后，得到RL總電流為選取中頻信號可以得到tRRVicLDLsmI)cos(24三、電路的應(yīng)用特點：I 可用作雙邊帶調(diào)制電路R端輸入載波信號I端輸入調(diào)制信號L端輸出平衡調(diào)幅波Vcm幅度足夠大時，二極管工作在開關(guān)狀態(tài)。第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路二、二極管雙平衡混頻器II 工作頻率可以從幾十KHz幾千MHz。噪聲系數(shù)低（約6db），混頻失真小，動態(tài)范圍大等特點。是高性能通信接收機中應(yīng)用最廣泛的一種混頻器。III 根據(jù)本振功率電壓高低進行分類，有不同的系列產(chǎn)品。本振功率越高，動態(tài)范圍越大。IV 從等效電路可知，二極管的導通各形成回路。如果二極管的特

21、性完全一致，變壓器的中心抽頭上、下也完全對稱。這時的混頻器的重要特點是各端口之間有良好的間隔。但實際L、R端口的隔離度一般小于40dB。而且沒有混頻增益。隔離度隨工作頻率提高二下降。V 使用時還應(yīng)必須注意各端口的匹配阻抗均為50 ，而且各端口必須接入濾波匹配網(wǎng)絡(luò)。第三節(jié)第三節(jié) 混頻電路混頻電路二、二極管雙平衡混頻器V 混頻損耗dBPPLIsc44lg10lg102第四節(jié)第四節(jié) 振幅調(diào)制與解調(diào)振幅調(diào)制與解調(diào)4.4.1 振幅調(diào)制電路振幅調(diào)制電路4.4.2 二極管包絡(luò)檢波電路二極管包絡(luò)檢波電路4.4.3 同步檢波同步檢波4.4.1 振幅調(diào)制電路振幅調(diào)制電路按功率分：按功率分： 高電平調(diào)制和低電平調(diào)制

22、。高電平調(diào)制和低電平調(diào)制。一、高電平調(diào)幅電路（發(fā)射機的末端）一、高電平調(diào)幅電路（發(fā)射機的末端） 在調(diào)幅發(fā)射機中使用較多，且有利于提高發(fā)射機的整機在調(diào)幅發(fā)射機中使用較多，且有利于提高發(fā)射機的整機效率。廣泛采用丙類功放。效率。廣泛采用丙類功放。集電極調(diào)幅電路集電極調(diào)幅電路基極調(diào)幅電路基極調(diào)幅電路集電極和基極復合調(diào)幅電路集電極和基極復合調(diào)幅電路集電極調(diào)幅電路集電極調(diào)幅電路基極調(diào)幅電路基極調(diào)幅電路二、低電平調(diào)幅電路二、低電平調(diào)幅電路單邊帶發(fā)射機單邊帶發(fā)射機電路要求：電路要求： 調(diào)制線性好，載波抑制能力強。調(diào)制線性好，載波抑制能力強。 載波抑制能力用載漏表示，載漏是指輸出泄載波抑制能力用載漏表示，載漏是

23、指輸出泄漏的載波分量低于邊帶分量的分貝數(shù)。分貝數(shù)漏的載波分量低于邊帶分量的分貝數(shù)。分貝數(shù)越大，載漏就越小。越大，載漏就越小。二、低電平調(diào)幅電路二、低電平調(diào)幅電路單邊帶發(fā)射機單邊帶發(fā)射機 濾波法單邊帶發(fā)射機的應(yīng)用。濾波法單邊帶發(fā)射機組成框圖二、低電平調(diào)幅電路二、低電平調(diào)幅電路單邊帶發(fā)射機單邊帶發(fā)射機 假設(shè)調(diào)制信號最低頻率為假設(shè)調(diào)制信號最低頻率為100Hz，載波信號為，載波信號為2000kHz，變頻間隔為，變頻間隔為0.2kHz，相對頻率間隔為（，相對頻率間隔為（0.2/2000.1=0.01%)，較難分離。，較難分離。 采用混頻的方法，最終實現(xiàn)了頻率間隔為采用混頻的方法，最終實現(xiàn)了頻率間隔為42

24、00.2kHz，相對頻率間隔，相對頻率間隔為（為（4200.2/28100.1=14.9%）。容易實現(xiàn)了頻率的濾除。）。容易實現(xiàn)了頻率的濾除。4.4.2 二極管包絡(luò)檢波電路二極管包絡(luò)檢波電路包絡(luò)檢波器包絡(luò)檢波器對普通調(diào)幅信號來說，載波信號沒有被抑制，對普通調(diào)幅信號來說，載波信號沒有被抑制，可以直接利用非線性器件實現(xiàn)相乘作用，得到所需解調(diào)電壓。可以直接利用非線性器件實現(xiàn)相乘作用，得到所需解調(diào)電壓。這種振幅檢波器不需要另加同步信號。目前應(yīng)用最廣的有二極這種振幅檢波器不需要另加同步信號。目前應(yīng)用最廣的有二極管包絡(luò)檢波。集成電路中常用三極管檢波。管包絡(luò)檢波。集成電路中常用三極管檢波。一、電路原理圖一、

25、電路原理圖電路由非線性器件二極電路由非線性器件二極管及其低通濾波器管及其低通濾波器RC串串連構(gòu)成。連構(gòu)成。4.4.2 二極管包絡(luò)檢波電路二極管包絡(luò)檢波電路tt)M(V(t)vcamscoscos10當輸入信號為：當輸入信號為：其值足夠大時，可忽略二極管的導通其值足夠大時，可忽略二極管的導通電壓，伏安特性曲線可近似為原點轉(zhuǎn)電壓，伏安特性曲線可近似為原點轉(zhuǎn)折，斜率為折，斜率為1/RD的折線。的折線。條件：條件：RL1/cC 和和 RL=500mA 最高調(diào)制頻率為最高調(diào)制頻率為Fmax，RLC低通濾波器的帶寬大于低通濾波器的帶寬大于Fmax。 選擇參數(shù)造成的失真：對角線失真和負峰切割失真。選擇參數(shù)造

26、成的失真：對角線失真和負峰切割失真。4.4.2 二極管包絡(luò)檢波電路二極管包絡(luò)檢波電路1、惰性失真（對角線失真）、惰性失真（對角線失真） RL 和和C過分增大，造成二極管截過分增大，造成二極管截止期間止期間C通過通過RL的放電速度過慢，跟不的放電速度過慢，跟不上輸入調(diào)幅波包絡(luò)的下降速度，使輸上輸入調(diào)幅波包絡(luò)的下降速度，使輸出平均電壓產(chǎn)生的失真。出平均電壓產(chǎn)生的失真。避免失真必須在一個高頻周期內(nèi)，避免失真必須在一個高頻周期內(nèi)，C通通過過RL的放電速度大于或等于把包絡(luò)的下的放電速度大于或等于把包絡(luò)的下降速度。降速度。11ttmttotVtv4.4.2 二極管包絡(luò)檢波電路二極管包絡(luò)檢波電路1、惰性失真

27、（對角線失真）、惰性失真（對角線失真）t)M(Vvammsin10當當時，包絡(luò)在tt1的時刻，下降速度為10cos1tVMtVmattmC在t1的放電規(guī)律為CRttooLeVv11Vo1表示檢波器在t1時刻的輸出當近似等于1時，帶入（4-4-1）和（4-4-2）得到)cos1 (101tMVVamoCRtMVtvLamtto)sin1 (101代入上式：最終求得不產(chǎn)生惰性失真的條件：最終求得不產(chǎn)生惰性失真的條件：aLMMCRa21Ma和和越大，包絡(luò)下降速度越快。越大，包絡(luò)下降速度越快。4.4.2 二極管包絡(luò)檢波電路二極管包絡(luò)檢波電路2. 負峰切割失真負峰切割失真 由于檢波器的交直流負載不由于檢

28、波器的交直流負載不想等，且交流負載電阻小于直流想等，且交流負載電阻小于直流負載電阻。當輸入調(diào)幅波電壓的負載電阻。當輸入調(diào)幅波電壓的Ma較大，造成輸出音頻電壓在負較大，造成輸出音頻電壓在負峰附近出現(xiàn)削平的失真現(xiàn)象。峰附近出現(xiàn)削平的失真現(xiàn)象。2/)(iLLRRjZLLRZ)0(不產(chǎn)生負峰切割失真條件：不產(chǎn)生負峰切割失真條件：22)0()(iLiLLaRRRZZMmAVII保證二極管單向?qū)l件得到保證二極管單向?qū)l件得到4.4.2 二極管包絡(luò)檢波電路二極管包絡(luò)檢波電路2. 負峰切割失真負峰切割失真22)0()(iLiLLaRRRZZM上式表示交直流負載電阻差別越小，不產(chǎn)生負峰切割失真的上式表示交

29、直流負載電阻差別越小，不產(chǎn)生負峰切割失真的Ma所允許的值可以接近所允許的值可以接近1。解決措施如圖所示：解決措施如圖所示：RL1越大，交直流負載電阻差別越越大，交直流負載電阻差別越小。但是導致輸出電壓很小。小。但是導致輸出電壓很小。實用電路中，常取實用電路中，常取RL1/RL2 = 0.10.2。4.4.2 二極管包絡(luò)檢波電路二極管包絡(luò)檢波電路六、設(shè)計方法：六、設(shè)計方法：1. 包絡(luò)檢波和避免惰性失真包絡(luò)檢波和避免惰性失真aLcMMCRa211052. 考慮輸入電阻和避免負峰切割考慮輸入電阻和避免負峰切割2maxmax13iaaLiRMMRR4.4.3 同步檢波電路同步檢波電路同步檢波（相干檢波）同步檢波（相干檢波）用于解調(diào)雙邊帶和單邊帶調(diào)制信號。用于解調(diào)雙邊帶和單邊帶調(diào)制信號。方法：方法：相乘器配合濾波電路。相乘器配合濾波電路。二極管包絡(luò)檢波。二極管包