衰落信道接受性能仿真實(shí)驗(yàn)

1、衰落信道接受性能仿真實(shí)驗(yàn)1 實(shí)驗(yàn)?zāi)康呐c要求（1） 基于Matlab軟件模擬完整的數(shù)字通信流程：給出接收端的誤比特率分析（2） 驗(yàn)證衰落信道對(duì)通信性能的影響：假設(shè)理想的載波與符號(hào)同步，分析信道與碼間串?dāng)_對(duì)傳輸?shù)挠绊懀?） 兩種均衡準(zhǔn)則下的均衡器：對(duì)比兩種均衡準(zhǔn)則的特點(diǎn)與不同信道參數(shù)下的誤碼率性能2 實(shí)驗(yàn)內(nèi)容2.1 符號(hào)速率模型下高斯信道誤碼率分析圖 101n 處理流程Step1：根據(jù)比特得到復(fù)符號(hào)序列Step2：加入復(fù)高斯噪聲Step3：判決得到輸出比特n 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析l 不同調(diào)制階數(shù)的仿真l 誤碼率隨參數(shù)變化的統(tǒng)計(jì)l 與理論誤碼率曲線(xiàn)對(duì)比圖 102說(shuō)明：進(jìn)行了M=2、4、8、16的PSK調(diào)制

2、方式的仿真。在高斯信道分別添加信噪比EsNo=1:10的噪聲，從圖中可以看出，信噪比一定時(shí)，調(diào)制階數(shù)越高，誤碼率越高；誤碼率一定時(shí)，調(diào)試階數(shù)越低，所需要的信噪比越低。l 與理論誤碼率曲線(xiàn)對(duì)比Ms=2圖 103Ms=4圖 104說(shuō)明： 進(jìn)行了M=2、4的理論與仿真的比較。從圖中可以看出，2PSK理論與仿真曲線(xiàn)基本吻合；4PSK在低信噪比時(shí)，仿真誤碼率大于理論誤碼率。可以看出MPSK隨著調(diào)制階數(shù)的升高，性能逐漸惡化。2.2 基帶傳輸模型下高斯信道誤碼率分析圖 21n 處理流程Step1：根據(jù)比特得到復(fù)符號(hào)序列Step2：成型濾波Step3：加入復(fù)高斯噪聲Step4：匹配濾波Step5：符號(hào)速率抽樣

3、Step6：判決得到輸出比特n 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析l 成型濾波器與基帶波形圖 22說(shuō)明：根升余弦濾波器，滾降系數(shù)為0.8，濾波器拖尾為delay=10。 圖 23說(shuō)明：I路和Q路基帶波形 l Es/N0與信噪比的換算%全通帶信噪比l 匹配濾波后的基帶波形圖 24說(shuō)明：I路和Q路匹配濾波后波形l 最佳抽樣點(diǎn)的抽樣I_xt=downsample(I_sigbase,Nsam); %最佳采樣點(diǎn)采樣Q_xt=downsample(Q_sigbase,Nsam);2.3頻帶傳輸模型下高斯信道誤碼率分析圖 301n 處理流程Step1：根據(jù)比特得到復(fù)符號(hào)序列Step2：成型濾波Step3：正交調(diào)制Step4：

4、加入復(fù)高斯噪聲Step5：正交變頻與匹配濾波Step6：符號(hào)速率抽樣Step7：判決得到輸出比特設(shè)計(jì)采樣速率Fs=5，符號(hào)速率Rb=1，F(xiàn)c=1。設(shè)計(jì)根升余弦濾波器，滾降系數(shù)，長(zhǎng)度100。設(shè)計(jì)信道，添加信噪比為EBN0=10dB。n 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析l 正交調(diào)制后得到實(shí)信號(hào)圖 302l 正交下變頻后的頻譜圖 303l 載波相位帶來(lái)的相位誤差 圖 34-a 圖 34-b說(shuō)明：在正交下變頻時(shí)，給載波附加一個(gè)小的相位，仿真中加的為0.5，抽樣后的星座圖如圖 34-b所示，可以發(fā)現(xiàn)載波相位的誤差會(huì)造成星座圖的偏轉(zhuǎn)。而由之前學(xué)過(guò)的知識(shí)可知，載波頻差會(huì)造成星座圖的旋轉(zhuǎn)。 同時(shí)，此時(shí)的誤碼率較高。2.4符號(hào)速

5、率模型下多徑信道誤碼率分析圖 401n 處理流程Step1：根據(jù)比特得到復(fù)符號(hào)序列Step2：與信道參數(shù)卷積Step3：加入復(fù)高斯噪聲Step4：均衡器Step5：判決得到輸出比特n 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析l 符號(hào)速率信道模型l 計(jì)算均衡器系數(shù)圖 402圖 403圖 404l 兩種準(zhǔn)則均衡器性能比較圖 405說(shuō)明：對(duì)兩種均衡進(jìn)行誤碼率分析可以發(fā)現(xiàn)，在Eb/No較小時(shí)，運(yùn)用最小均方誤差準(zhǔn)則進(jìn)行均衡效果更好2.5基帶傳輸模型下多徑信道誤碼率分析圖 01n 處理流程Step1：根據(jù)比特得到復(fù)符號(hào)序列Step2：成型濾波Step3：卷積信道加入復(fù)高斯噪聲Step4：匹配濾波與符號(hào)速率抽樣Step5：均衡器St

6、ep6：判決得到輸出比特n 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析l 基于基帶波形的信道模型l 多徑信道下的匹配濾波信道參數(shù)（1,0,0.5）圖 502信道參數(shù)（1,0.5,0.5）圖 53說(shuō)明：可以明顯看出，在相同條件下MMSE準(zhǔn)則均衡性能優(yōu)于迫零準(zhǔn)則性能。且改變信道參數(shù)對(duì)均衡性能有影響。圖 404圖 405圖 406l 兩種準(zhǔn)則均衡器性能比較圖 407說(shuō)明：對(duì)兩種均衡進(jìn)行誤碼率分析可以發(fā)現(xiàn)，運(yùn)用最小均方誤差準(zhǔn)則進(jìn)行均衡效果更好3 實(shí)驗(yàn)總結(jié)本次仿真即使我對(duì)通信原理基礎(chǔ)理論知識(shí)的回顧與復(fù)習(xí)，同時(shí)也借用了之前做過(guò)的成型的實(shí)驗(yàn)代碼。從最基本的基于簡(jiǎn)化流程的實(shí)現(xiàn)與分析：符號(hào)速率模型下高斯信道誤碼率分析到條件限制和實(shí)現(xiàn)難度較

7、大的其它基帶傳輸模型下高斯信道誤碼率分析、頻帶傳輸模型下高斯信道誤碼率分析、符號(hào)速率模型下多徑信道誤碼率分析、基帶傳輸模型下多徑信道誤碼率分析，在做的過(guò)程中，對(duì)符號(hào)速率模型、基帶傳輸模型、頻帶傳輸模型有了更深的了解以及更好的掌握。體會(huì)最深的一點(diǎn)是：編程要建立在理論知識(shí)十分扎實(shí)的基礎(chǔ)上，而我由于之前課程學(xué)習(xí)不是很扎實(shí)，原理還不是弄得特別清楚，調(diào)試程序時(shí)也只能改變參數(shù)來(lái)查看結(jié)果再結(jié)合書(shū)本知識(shí)并向同學(xué)請(qǐng)教才逐漸弄懂。今后要加強(qiáng)理論課的學(xué)習(xí)，并不斷復(fù)習(xí)鞏固。 無(wú)線(xiàn)通信仿真實(shí)驗(yàn) 1、 FDMAFDMA仿真鏈路圖如下圖所示：1、 參數(shù)設(shè)置（1） 發(fā)生器參數(shù)設(shè)置： 分別產(chǎn)生頻率分別為4HZ，6HZ，8HZ的

8、正弦，50%占空比的方波與鋸齒波。幅值設(shè)置為1。（2）DSB-AM調(diào)制器參數(shù)設(shè)置：正弦信號(hào)，方波信號(hào)，鋸齒波信號(hào)的載頻分別為40HZ，60HZ，80HZ，這樣設(shè)置是為了減少其在頻域上有重疊的分量。（3）帶通濾波器參數(shù)設(shè)置：選擇巴特沃斯型濾波器，濾波器帶通起始頻率分別為30HZ，40HZ，50HZ，截止頻率為50HZ，70HZ，90HZ。（4）高斯噪聲發(fā)生器參數(shù)設(shè)置：設(shè)置高斯隨機(jī)噪聲的方差為0.1，均值為0。（5）DSB-AM解調(diào)器參數(shù)設(shè)置：正弦信號(hào)，方波信號(hào)，鋸齒波信號(hào)的載頻分別為40HZ，60HZ，80HZ。而其后的巴特沃斯低通濾波器的截止頻率為4HZ，50HZ，20HZ。 （6）零階保持器

9、參數(shù)設(shè)置： 統(tǒng)一設(shè)置采樣時(shí)間為0.001s。注意如果不加保持器，則調(diào)制解調(diào)器不能工作。2、 實(shí)驗(yàn)結(jié)果實(shí)驗(yàn)結(jié)果如下圖所示：正弦信號(hào)DSB頻譜圖很明顯能看到頻率分量很單一。方波信號(hào)DSB頻譜圖鋸齒波信號(hào)DSB頻譜圖頻譜分量豐富程度介于正弦波與方波之間。FDMA下3路信號(hào)的的時(shí)域波形基本已經(jīng)看不出來(lái)到底是什么圖形。但是在頻域上，因?yàn)橛蓄l率不同的調(diào)制載波，所以比較明顯。由圖可知，F(xiàn)DMA可以通過(guò)使不同信號(hào)占據(jù)不同的頻率段來(lái)實(shí)現(xiàn)頻分多址的傳輸方式，各信號(hào)的頻帶之間要保證盡可能少的重疊，來(lái)減少信息的損失。當(dāng)信號(hào)到達(dá)接收端的時(shí)候，我們需要對(duì)不同頻率的信號(hào)進(jìn)行提取并解調(diào)還原出原信號(hào)。解調(diào)出正弦信號(hào)解調(diào)出方波信

10、號(hào)解調(diào)出鋸齒波信號(hào)（上方）由圖可知，實(shí)驗(yàn)仿真基本實(shí)現(xiàn)了對(duì)信號(hào)的提取與恢復(fù)。對(duì)于正弦信號(hào)，我們能夠較好的解調(diào)出來(lái)，只存在幅度失真，是由于解調(diào)過(guò)程中引入了直流分量的緣故。而對(duì)于方波而鋸齒波，由于其頻譜范圍無(wú)窮大，而且仿真時(shí)只能取一定范圍內(nèi)，所以解調(diào)濾波過(guò)程不可避免的濾除了某些中高頻分量，造成了一定的失真。2、 TDMA仿真TDMA仿真鏈路圖如下圖所示：TDMA仿真鏈路1、參數(shù)設(shè)置 信號(hào)源：正弦波發(fā)生器：頻率5HZ，幅度2方波發(fā)生器：頻率5HZ，幅度2鋸齒波發(fā)生器：頻率5HZ，幅度2時(shí)鐘信號(hào)（方波發(fā)生器）：頻率100HZ,幅度2，相位偏移分別為0，Pi/3，2*Pi/3。Constant模塊：時(shí)鐘設(shè)置為1，采樣時(shí)間為0.1ms。轉(zhuǎn)換器：選擇過(guò)零保護(hù)，采樣時(shí)間為0.1ms。2、實(shí)驗(yàn)結(jié)果信號(hào)源波形如下圖所示：采樣后的圖像（單路）：由圖可知TDMA是把每個(gè)時(shí)鐘周期分為3個(gè)時(shí)隙，每個(gè)時(shí)隙中傳3中不同的信號(hào)，達(dá)到時(shí)分復(fù)用的效果以節(jié)省頻帶資源，增加傳輸效率。實(shí)際輸出信號(hào)：恢復(fù)信號(hào)：第二次經(jīng)過(guò)時(shí)隙選取，在采樣還原成發(fā)送信號(hào)，較FDMA來(lái)說(shuō)，得到的信號(hào)失真情況會(huì)好很多，而失真情況主要取決了抽樣間隔的大小。但是TDMA這種十分理想的恢復(fù)效果是建立在全網(wǎng)同步十分嚴(yán)格的情況下的。但做到全網(wǎng)嚴(yán)格同步又是