具有電流誤差補償?shù)碾妷呵梆佇徒怦钍噶靠刂葡到y(tǒng)

1、第27卷第1期2003年2月武漢理工大學學報(與工程版Journal of Wuhan University of Technolo gy(T r anspo rtat ion Science &Engineer ing 交通科學V ol. 27N o. 1F eb. 2003具有電流誤差補償?shù)碾妷?前饋型解耦矢量控制系統(tǒng)李漢強劉玉娟高承偉(武漢理工大學自動化學院武漢430063摘要:對電壓前饋型解耦矢量控制和電壓反饋型解耦矢量控制進行分析比較, 前者結(jié)構(gòu)簡單, 后者控制精度高. 為提高前者控制系統(tǒng)精度, 提出具有電流誤差補償?shù)碾妷呵梆佇徒怦钍噶靠刂葡到y(tǒng)結(jié)構(gòu), 設(shè)計控制器, 建立系統(tǒng)數(shù)

2、學模型, 用計算機仿真實驗研究控制系統(tǒng)動態(tài)特性, 定子電阻變化的魯棒性和控制精度.關(guān)鍵詞:異步電機; 電壓前饋型解耦; 矢量控制; 數(shù)學模型; 特性研究中圖法分類號:T M 301. 2對于電壓源驅(qū)動的異步電機矢量控制系統(tǒng), 可控制的是定子電壓信號, 包括頻率、幅值和相角. 但在矢量控制過程中, 得到的是電流信號, 經(jīng)解耦電路進行電壓控制. 電壓解耦型矢量控制系統(tǒng)有間接磁場定向和直接磁場定向兩種實現(xiàn)方法. 間接磁場定向中無磁鏈閉環(huán), 轉(zhuǎn)子磁鏈的幅值和相角由控制系統(tǒng)給定值算出稱為電壓前饋型解耦矢量控制; 直接磁場定向控制又稱電壓反饋型解耦矢量控制, 這種矢量控制系統(tǒng)中有轉(zhuǎn)子磁鏈閉環(huán), 必須獲得磁

3、鏈反饋信號才可實現(xiàn)13. 文中提出具有電流誤差補償?shù)碾妷呵梆佇徒怦钍噶靠刂葡到y(tǒng).反饋型解耦矢量控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)相對要復雜得多, 它包括磁鏈、電流、相角的閉環(huán)控制, 但由于各閉環(huán)的調(diào)節(jié)作用, 使得系統(tǒng)對電機參數(shù)的依賴性要小得多, 控制性能也要比前饋型解耦矢量控制系統(tǒng)要好. 為保持電壓前饋型解耦矢量控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單的優(yōu)點, 克服系統(tǒng)受電機參數(shù)影響較大的缺點, 文中采用對反饋的定子三相交流電進行坐標變換, 變換成dq 軸系上正交的直流電, 這樣對反饋電流進行低通濾波比較容易, 采用單一截止頻率的一階低通濾波器就可以了.電壓前饋型解耦矢量控制系統(tǒng), 如果在解耦單元中只使用指令值, 當所要求的解耦電壓與實際

4、情況不相符合時, 會引起轉(zhuǎn)矩的穩(wěn)態(tài)誤差偏大或振蕩, 因此, 文中提出在解耦單元中加入一個定子電流設(shè)定值與實際值誤差的PI 調(diào)節(jié)器. 1. 1穩(wěn)態(tài)分析在穩(wěn)態(tài)運行時, 由于控制系統(tǒng)中電流閉環(huán)作用, 使得電流實際值與指令值相等, 此時電壓前饋型與電壓反饋型解耦效果一樣.1. 2動態(tài)分析在動態(tài)過程中, 假設(shè)轉(zhuǎn)矩電流分量i sq 發(fā)生突變, 實際值跟隨給定值的變化會有一個時間差, 在指令值與實際值不一致時, 控制系統(tǒng)解耦出來的1兩種電壓解耦矢量控制系統(tǒng)性能35分析電壓前饋型解耦矢量控制系統(tǒng)和電壓反饋型矢量控制系統(tǒng)的核心部分雖然都是定子電壓解耦單元, 但兩個系統(tǒng)之間差別很大. 電壓前饋型矢量解耦控制系統(tǒng)實

5、際上是對電機模型的逆向推導, 沒有電流閉環(huán), 系統(tǒng)受電機參數(shù)影響很大, 無法達到很高的控制精度, 但控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單, 容易實現(xiàn). 所以可用于對控制性能要求不高的場合. 電壓收稿日期:20020620李漢強:男, 57歲, 博士, 教授, 主要研究領(lǐng)域為運動控制系統(tǒng)研究30武漢理工大學學報(交通科學與工程版 2003年第27卷電壓與實際值必然會不同. 但由于有電流調(diào)節(jié)器, 其輸入信號為電流指令值與實際值的誤差, 電流調(diào)節(jié)器的輸出可對解耦電壓進行補償.在電壓矢量合成中, 前饋型超前反饋型, 從而使前饋型電壓解耦矢量控制系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)比反饋型的要快. 電壓前饋型解耦系統(tǒng)利用動態(tài)過程中交直軸間存在的少

6、量耦合來提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)能力, 同時可減少對系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能的不利影響.當定子電阻r s 值隨溫度發(fā)生變化時, 會導致控制器解耦電壓指令值與電壓實際值不等, 也會使定子電流指令值和實際值發(fā)生差異, 通過電流調(diào)節(jié)器也可補償此時的電流差異, 減少轉(zhuǎn)矩指令值與實際值的穩(wěn)態(tài)誤差.式中: r =r r /L r 為轉(zhuǎn)子系數(shù); =1-M 2/(L 1L 2 為漏磁系數(shù).式(4 與式(1 相比較, 在轉(zhuǎn)子側(cè)電壓方程式中含有一個微分算子p , 因此很容易直接導出矢量控制的關(guān)鍵算式、轉(zhuǎn)子磁鏈 r 與轉(zhuǎn)差頻率 s 的算式, 這就是該式的最大優(yōu)點. 電機電磁轉(zhuǎn)矩T e =PM (i sq式中:P 為電機極對數(shù).電機運

7、動方程r=T e -T LP d t式中:J 為轉(zhuǎn)動慣量, T L 為負載轉(zhuǎn)矩.(6rd-i sd rq /L r (52矢量控制的基本方程式以同步角速度 1旋轉(zhuǎn)的兩相坐標系dq 軸下異步電機基本方程式如下.電壓方程u sd u sq u rd u r s +L s p 1L s M p ( 1- r M- 1L s r s +L s p -( 1- r MM pM p 1M r r +L r p ( 1- r L r- 1M M p -( 1- r L rr r +L r pi sd i sq i rd i =3控制器設(shè)計3. 1定子電壓解耦單元34由式(4 定子回路展開得u sd =(r

8、s + L s p i sd - 1 L s i sq +M p rd /L r - 1M rq /L r u sq = 1 L s i sd +(r s + L s p i sq + 1M rd /L r +M p rq /L r控制, 也叫轉(zhuǎn)子磁場定向控制, 則 =0(*為控制器參數(shù).由式(4 第三行展開得轉(zhuǎn)子磁鏈模型p r d =- r rd + r M i sd當*rd*rd(7 (8*rq把轉(zhuǎn)子磁鏈 r 設(shè)定在d 軸上, 此時稱為理想矢量= *r ,(1式中:u sd , u sq 為定子dq 軸電壓; i sd , i sq 為定子dq 軸電流; u rd , u rq 為轉(zhuǎn)子dq

9、 軸電壓; i r d , i rq 為轉(zhuǎn)子dq 軸電流; r s , r r 為定、轉(zhuǎn)子電阻; L s , L r 為定、轉(zhuǎn)子等效自感; M 為等效互感; 1為轉(zhuǎn)子磁鏈同步角速度;r 為電機角速度; p =為微分算子.d t磁鏈方程sd L s 0M 0i sdsq rd (9*在穩(wěn)態(tài)時為恒值控制, 則 *rd =M i sd .把這些關(guān)系代入式(7 , (8 得定子電壓*u *sd =r s i sd - 1 L s i sq*u *sq = 1L s i sd +(r s + L s p i sq(10 (11從式(10 , (11 可以看出, 在轉(zhuǎn)子磁場定向控制的dq 軸系中, 構(gòu)成定

10、子電壓直軸分量u sd 中不僅有定子電流直軸分量I sd 產(chǎn)生的電壓, 還有定子電流交軸分量I *sq 產(chǎn)生的耦合電壓; 而在定子電壓*交軸分量u *sq 中不僅有定子電流交軸分量I sq 產(chǎn)生*=0M 0L s 0M0L r 0M 0L i sq i rd i (2的電壓, 還有定子電流直軸分量I sd 產(chǎn)生的耦合電壓. 為消除異步電機交直軸之間的耦合現(xiàn)象, 矢量控制系統(tǒng)中電機直軸電壓指令值u *sd 中不僅包含對I sd 的控制, 還要包含對I sq 的控制. 同理, 在電*機交軸電壓指令值u *sq 中同樣要包含對I sd 與I sq 的*由于異步電機轉(zhuǎn)子側(cè)短路, 則u rd =u rq

11、 =0把式(2 , (3 代入式(1 得u sd u dq 00=r s + L s p 1 L s - r M 0- 1 L s r s + L s p0- r MMp /L r 1M /L r r +p 1- r- 1M /L r Mp /L r -( 1- r r +p(3i sd i sqrd 控制.另外, 在式(10 , (11 中, 有定子電阻r s 項, 它易受溫度變化的影響, 同時在式(11 中, 交軸電i *第1期李漢強等:具有電流誤差補償?shù)碾妷呵梆佇徒怦钍噶靠刂葡到y(tǒng)31項對干擾特別敏感, 容易引起電機的干擾電壓, 因此文中在電壓前饋型解耦控制基礎(chǔ)上增設(shè)dq 軸電流的指令值與

12、實際值的誤差進行PI 調(diào)節(jié)以達到消除微分干擾和定子電阻受溫度變化干擾的目的. 具有電流誤差補償?shù)亩ㄗ与妷航怦顔卧Y(jié)構(gòu)如圖1所示 .最終目標是要求電機按給定轉(zhuǎn)速值運行. 為使電機在調(diào)速過程中快速響應(yīng), 采用PI 控制. 轉(zhuǎn)矩電*流分量i *sq 可以用電機角速度給定值 r 與實際值r 經(jīng)比例積分運算獲得i *sq =(K s +s( *r - r T s S(174控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)由式(12 (17 可畫出具有電流誤差補償?shù)碾妷呵梆佇徒怦钍噶靠刂葡到y(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖2所示 .圖1改進后的電壓前饋型解耦單元改進后的電壓前饋型解耦單元數(shù)學模型I(i *sd -i sd +T I S *r *s i sd -

13、1 L s i sq u *sd =(K I +I u =(K I + (i *sq -i sq +T I S * *1L s i sd +r s i sq*sq(12圖2控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖(135仿真研究結(jié)果仿真實驗電機參數(shù)JO 2-52-4:P N =10kW , U N =380V, I N =19. 8A , n N =1452r/m in, 接法, r s =1. 33, r r =1. 12, L s =0. 2942H, L r =0. 3005H , M =0. 2865H, i sd =7A, J =0. 0618kgm .*23. 2頻率控制單元由式(4 展開得電源角頻率*1=

14、 r + r M i sq / r d = r + s(14 (15 (16轉(zhuǎn)差頻率*s = r M i sq / r d = r i sq /i sd轉(zhuǎn)子磁鏈 r 的位置角*! =*1d t控制系統(tǒng)數(shù)學模型由電動機數(shù)學模型和控制器數(shù)學模型兩部分組成. 式(4 (6 為電動機數(shù)學模型, 式(9 , (12 (17 為控制器數(shù)學模型. 根據(jù)控制系統(tǒng)數(shù)學模型可進行計算機仿真實驗.圖3為電機突加負載, 負載轉(zhuǎn)矩T L 從36Nm 2階躍到66Nm 2 時電機轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速動態(tài)特3. 3轉(zhuǎn)矩電流確定單元矢量控制始終是轉(zhuǎn)矩控制, 電動機的瞬時轉(zhuǎn)矩T =K i , 它與速度控制無關(guān). 但調(diào)速系統(tǒng)的*e*sqa

15、 轉(zhuǎn)矩動態(tài)特性b 速度動態(tài)特性32武漢理工大學學報(交通科學與工程版 2003年第27卷性, 動態(tài)響應(yīng)時間小于0. 5s . 圖4為定子電阻值變化r *s /r s =1. 5倍時速度指令值從1000r /m in 階躍到1500r/m in 時的情況, 圖4a 為有電流誤差補償, 圖4b 為無電流誤差補償時的轉(zhuǎn)矩動態(tài)響應(yīng). 有電流誤差補償時指令值與實際值的相對穩(wěn)態(tài)誤差小于4%, 無電流誤差補償時指令值與實際值的相對穩(wěn)態(tài)誤差將達36%.顯然, 文中提出的具有電流誤差補償?shù)碾妷呵梆佇徒怦钍噶靠刂葡到y(tǒng)具有良好的動態(tài)特性, 并對定子電阻變化具有魯棒性, 提高了控制系統(tǒng)的精度 .a 有電流誤差補償b

16、無電流誤差補償圖4r *s /r s =1. 5 轉(zhuǎn)矩動態(tài)特性與穩(wěn)態(tài)誤差T he Voltage Feedforw ard Decoupling Vector Control System w ith Current Error CompensationLi Hanqiang Liu Yuj uan Gao C hengwei (School of A utomation , WUT , Wuhan 430063AbstractThis paper com pares the feedback voltage decoupling vecto r control system w ith th

17、e feed fo rw ar d voltag e deco upling v ecto r control sy stem , The former has a sim ple structur e , and the latter can g ain hig h precision o f control . In order to raise the pr ecision , a feedback voltage decoupling vector contr ol sy stem is brought forw ard, a contr oller is desig ned, a mo del of the system is b