全差分運算放大器設計_唐長文

1、全差分運算放大器設計唐長文 (011021361,菅洪彥(021021061zwtang, hyjian復旦大學專用集成電路與系統國家重點實驗室一、設計指標在上華0.6um CMOS 2P2M 工藝上設計一個全差分運算放大器,設計指標如下: 直流增益 : >80dB單位增益帶寬 : >50MHz負載電容 :=5pF相位裕量: >60°增益裕量 : >12dB差分壓擺率 : >200V sµ共模電平 : 2.5V(VDD=5V共模負反饋單位增益帶寬 : >10MHz等效輸入噪聲: 20輸入失調電壓 : <10mV差分輸出擺幅: >

2、;±4V二、運放結構選擇 Vb1CL圖1 共源共柵兩級運算放大器運算放大器的的結構主要有三種: (a簡單兩級運放,two-stage ;(b折疊共源共柵,folded-cascode; (c共源共柵,telescopic 。該運算放大器的設計指標要求差分輸出擺幅為±4V ,即輸出端的所有NMOS 管的,DSAT N V 之和小于0.5V ,輸出端的所有PMOS 管的,DSAT P V 之和也必須小于0.5V 。對于單級的折疊共源共柵和直接共源共柵兩種結構,都比較難達到該要求,因此我們采用兩級運算放大器結構。另外,簡單的兩級運放的直流增益比較小,因此我們采用共源共柵的輸入級結

3、構?？紤]到折疊共源共柵輸入級結構的功耗比較大,故我們選擇直接共源共柵的輸入級,共源的輸出級的結構,如圖1所示。兩級運算放大器設計必須保證運放的穩(wěn)定性,這里Miller 補償或者Cascode 補償技術用來進行零極點補償。三、性能指標分析1. 差分直流增益 Adm>80dB該運算放大器存在兩級:(1、Cascode 級增大直流增益(M1-M8;(2、共源放大器 (M9-M12第一級增益(1351111313557513357/m m m m o m m o o m o o m o o m o o g g g A G R g g r r g r r g g g g g g =+, 第二級增益

4、(92229911911/m m o m o o o o g A G R g r r g g =+,整個運算放大器的增益:413591251335791110(80m m m m overall m o o m o o o o g g g g A A A dB g g g g g g g g =+2. 差分壓擺率 200 V/us轉換速率(Slew Rate 是大信號輸入時,電流輸出的最大驅動能力。定義轉換速率SR:輸入級: max 1max |2|CC out DS C CI dvI SR dt C C = 單位增益帶寬1u m C g C =,可以得到1C m u C g = 111111

5、12222DS DS u DS u eff u DS C m eff I I I SR V I C g V = 其中1eff GS th V V V = 因此,提高兩級運算放大器轉換速率的一種方法是盡可能增大管子M1的有效電壓V eff1。輸出級: max 9max |2|CC out DS C C LI dv I SR dt C C C =+ 該個運算放大器的轉換率1392min,DS DS C C LI I SR C C C =+ 3.靜態(tài)功耗: 該運放沒有功耗指標,這里我們以15mW 為例簡單分析一下。 運放的靜態(tài)功耗:91013(static dd ss DS DS DS P V V

6、I I I =+靜態(tài)功耗確定了整個電路的靜態(tài)電流最大值為:1535.00Static DC dd ss P mwI mA V V V V= (2我們將該電流分配到電路的不同的地方去。例如,100µA 給偏置電路,2900µA 給兩級放大電路。這里完全是根據設計人員的經驗來確定,有可能電流的分配并不能使整個電路達到全局最優(yōu)。 4.等效輸入噪聲 (thermal noise 我們知道每一個晶體管都存在噪聲電流源,其功率譜密度為2224(3DSf m i m oxK g SKT g fWLC =+熱噪聲 1/f 噪聲我們忽略第二級的等效輸入噪聲,因為第二級的輸入噪聲要除以第一級的

7、增益。輸入等效噪聲為22227,1712m n inn n m g v v v g =+5. 相位裕量 60 度,單位增益帶寬 50 MHz 假設運放只有兩個極點。(實際上,會有兩個以上的極點,同時還會在右半平面或者左半平面的零點。由于密勒補償電容C c 的存在,p 1和p 2將會分開的很遠。假定1p <<2p ,這樣在單位增益帶寬頻率u 處第一極點引入90°相移,整個相位裕量是60°。所以第二極點在單位增益帶寬頻率處的相移是30°。60,PM ° 190°,2118030PM =°°2tan 30up 

8、6;=0.577 21.73p u ,取22p u=圖2、NMOS 管噪聲電流源另外,主極點(11357513357911359359911(1o o o o m o o m o o o o m m p m m m m CCo o g g g g g g g g g g g g g g g g g g C C g g +, 開環(huán)增益1359513357911m m m m o m o o m o o o o g g g g A g g g g g g g g =+11m u o p Cg A C =為得到高的單位增益帶寬,應該使非主極點p 2最大化。Telescopic 兩級運放中存在至少三個

9、極點: (1 Cascode 點處(M1的漏極、M3的源極的極點:3,3113m p cascode gs gd db sb g C C C C =+(2 補償電容引入的主極點:(151335791112359(1m o o m o o o o o p Cm m m C g g g g g g g g G A C g g g C +=+, 因為A 2C C 是一個非常大的電容值,因此由于密勒效應該極點是一個主極點。(3 輸出極點:該極點主要是由輸出電容C L 引起的。92outC m C po p C p L eqL C pC g C C G C C C C C C C +=+,9m CL C

10、 L p C pg C C C C C C C =+M9 柵極電容1135p gs db db C C C C =+p L C C << 9out m Cp L C L pg C C C C C +,而且C p C C >> 9out m p L g C =這三個極點從小到大的順序以此為:第一極點:(1513357911359m o o m o o o o p m m m Cg g g g g g g g g g g C +=,第二極點:29m p L g C =,第三極點:333113m p gs gd db sb g C C C C =+ 6.共模負反饋: CMFB

11、為了穩(wěn)定全差分運放輸出共模電壓,必須設計共模負反饋電路。在設計輸出平衡的全差分運算放大器的時候,必須考慮到以下幾點1:共模負反饋的開環(huán)直流增益要求足夠大,最好能夠與差分開環(huán)直流增益相當; 共模負反饋的單位增益帶寬也要求足夠大,最好接近差分單位增益帶寬; 為了確保共模負反饋的穩(wěn)定,一般情況下要求進行共?；芈费a償; 共模信號檢測器要求具有很好的線性特性;共模負反饋與差模信號無關,即使差模信號通路是關斷的。圖4是一種共模負反饋實現結構1,該結構共用了共模放大器和差模放大器的輸入級中電流鏡及輸出負載。這樣,一方面降低了功耗;另一方面保證共模放大器與差模放大器在交流特性上保持完全一致。因為共模放大器的輸

12、出級與差模放大器的輸出級可以完全共用,電容補償電路也完全一樣。只要差模放大器頻率特性是穩(wěn)定的,則共模負反饋也是穩(wěn)定的。這種共模負反饋電路使得全差分運算放大器可以像單端輸出的運算放大器7一樣設計,而不用考慮共模負反饋電路對全差分運算放大器的影響。 圖4 共模、差模輸入放大器7. 電壓偏置電路:寬擺幅電流源 Vb1Vb2圖5 寬擺幅電流源在共源共柵輸入級中需要三個電壓偏置,為了使得輸入級的動態(tài)范圍大一些,圖5中的寬擺幅電流源來產生所需的三個偏置電壓。根據寬擺幅電流源的設計要求,必須滿足123B B B W W W L L L = 5613781444B B B B B B B W W W W W

13、W W L L L L L L L = 1011124B B B W W W L L L =8. Miller 補償電阻電阻R C 可以單獨用來控制零點的位置,主要有以下幾種方法。I 、 將零點搬移到無窮遠處,消除零點,R C 必須等于91m g 。II 、 把零點從右半平面移動左半平面,并且落在第二極點2p 上。這樣,輸出負載電容引起的極點就去除掉了。這樣做必須滿足條件:12z p = 91111(m LC C m g C C R g =得到電阻值為61(1L C m CC R g C =+ III 、 把零點從右半平面移動左半平面,并且使其略微大于單位增益帶寬頻率u 。比如,超過20%。1

14、.2z u > 91C m R g >>1z C C R C , 并且1m u Cg C 得到電阻值為111.2C m R g 四、手工計算首先,我們必須從CSMC 0.6um 工藝庫文件中得到工藝參數:2119/n ox C A V µµ=,255.2/p ox C A V µµ=,0.73TH N V V =, 1.0TH P V V = 1.確定Miller 補償電容為了保證相位裕量有60°,我們要求第二極點2p 和零點z 滿足以下兩個條件:10z u ,22p u 9110m m c c g g C C ,912m m

15、 L cg gC C 則,0.20.251C L C C pF pF =×=。這里,我們取2C C pF =。2. 確定兩級放大器中的工作電流共模負反潰的輸入端電流與差模輸入端相同,因此輸入級的工作電流(12121002133.3323DS C I SR C V us pf uA =,由于有一些寄生電容,預留一些余量,我們取1200DS I A µ=,則,14,13400DS DS I I A µ=。 輸出級工作電流為,(1110088002DS C L CMFB SRI C C C V pf uA =+=, 同樣,由于有一些寄生電容,預留一些余量取11900DS

16、 I A µ=。3.計算放大管的跨導g m根據全差分Slew Rate 要求,111111123331.522DS DS u DS u eff u DS C m eff I I I SR V I C g V =×=,M1管的有效電壓, 16222000.42533 6.285010eff u SR V sV V µ×=×××, M1管的跨導1111222000.9420.425DS m eff I uAg m V V×=1m g =122166(0.942(40.2255.21020010W W m L L =&#

17、215;×××,取2180(2W W m L L m µµ=。 根據第二極點是單位增益帶寬的兩倍,22u p =912m m L Cg gC C =× M9管的跨導 31190.94210225 4.712m m L Cg g C pf m C pf ×=××=××=9m g =(219664.71(103.621191090010m W L =××××, 取 9100(1W m L m µµ=,M9管的有效電壓9919229

18、000.2547.065DS eff m I uAV V g m ×=4.電流源偏置管和Cascode 管的尺寸假定電流源偏置管M13、M11、M12、M7和M8,和Cascode 管M3-M6的有效電壓V eff =0.3V ,這樣可以計算出所有管子的尺寸參數。 假定130.3eff V V =, 則 61313262132240010(161.055.2100.3DS p ox eff I W L C V µ××=××,13160(1W mL m µµ= 11111313(94(DS DS WI L W I L

19、 =1112139(362.34W W W L L L =, 1112360(1W W mL L mµµ=M11-M12管子的有效電壓,11120.3eff eff V V V = 假定,70.3eff V V =, 則 677262,72230010(56.0119100.3DS n ox eff I W L C V µ××=××,7860(1W W mL L m µµ= 假定,50.3eff V V =, 則 655262,52230010(56.0119100.3DS n ox eff I W L

20、C V µ××=××,5660(1W W mL L m µµ= 假定,30.3eff V V =, 則 633262,32230010(120.155.2100.3DS n ox eff I W L C V µ××=××,34120(1W W mL L m µµ= Cascode 管M3的跨導為,61333223001020.3DS m eff I g m V ××= 5. Miller 補償電阻R C 的確定我們將零點從右半平面移動左

21、半平面,并且使其為單位增益帶寬頻率u 的1.2倍, 則,118851.2C m R g =。6.偏置電路的管子尺寸根據所有MOS 的有效電壓,我們可以計算出偏置電壓Vb1-Vb4的值。(1,13(5 1.00.3 3.7b dd TH P DS V V V V V V V =+=+=2,1,1,3,1,1,3(b IN COM SG SD SG IN COM TH P eff SD TH P eff V V V V V V V V V V V =+=+2.5(1.00.3180.3(1.00.3 2.218V V V V V V V =+=,由于襯偏效應,取2 2.1b V V =3,7,50

22、.7320.3 1.33b TH N DS DS V V V V V V V =+=+×=4,70.730.3 1.03b TH N DS V V V V V V =+=+=偏置電流Ibias=25uA ,計算可以得到MB1-MB12管的尺寸為,123102B B B W W W m L L L m µµ=,59101B B W m L m µµ=,4 2.51B W m L m µµ=,101251B W m L m µµ=7.共模負反饋的管子尺寸共模負反饋放大器輸入級與差模放大器輸入級相匹配,直流工作

23、電流相同。為了提高增益也采用Cascode 結構,因此管子尺寸為,14131601W W m L L m µµ=,1516114022W W W m L L L m µµ=,1711002W W mL L m µµ= 18328031W W m L L m µµ=,1920524031W W W m L L L m µµ=。8.開環(huán)增益的確定假設NMOS 管與PMOS 管的相等,n p =13511513357911m m m m o m o o m o o o o g g g g A g g

24、g g g g g g =+(21341359131113111111513313101644m m m m m m m DS DS DS DS m DS m DS g g g g g g g I I I I g I g I =+ 得到0.088。假設CSMC 0.6µm 工藝中的10.1n V =,10.2p V =,則L 取1m µ基本能夠滿足直流增益指標。五、SPICE 仿真1. DC 工作點與AC 特性首先我們在輸入端為2.5V 共模電壓的情況下,進行直流工作點的分析,對某些MOS 管進行修改和調整。手工計算和SPICE 仿真的管子尺寸如表格1所示。表格一、管子尺寸

25、、工作電流與有效電壓MOS 管 W/L(計算值I DS V effW/L (仿真I DS V eff M1 M2 M17 80m µ/2m µ 200A µ0.425V 100m µ/2m µ227A µ 0.621V M3 M4 120m µ/1m µ 300A µ0.3V 120m µ/1m µ341A µ 0.369V M5 M6 60m µ/1m µ 300A µ0.3V 60m µ/1m µ341A µ 0

26、.282V M7 M8 60m µ/1m µ 300A µ0.3V 60m µ/1m µ341A µ 0.298V M9 M10 100m µ/1m µ 900A µ0.254V 100m µ/1m µ1000A µ 0.340V M11 M12 360m µ/1m µ 900A µ0.3V 300m µ/1m µ1000A µ 0.396V M13 M14 160m µ/1m µ 400A &#

27、181;0.3V 160m µ/1m µ454A µ 0.385V M15 M16 40m µ/2m µ 100A µ0.425V 40m µ/2m µ114A µ 0.528V M18 80m µ/1m µ 200A µ0.3V 80m µ/1m µ227A µ 0.368V M19 40m µ/1m µ 200A µ0.3V 40m µ/1m µ227A µ 0.283V M20 4

28、0m µ/1m µ 200A µ0.3V 40m µ/1m µ227A µ 0.297V MB1 MB2 MB310m µ/2m µ 25A µ0.290V 10m µ/2m µ25A µ 0.277V MB4 2.5m µ/1m µ 25A µ0.602V 2.5m µ/1m µ26.4A µ 0.854V MB5 MB6MB13 10m µ/1m µ 25A µ0.30V 10m &

29、#181;/1m µ26A µ 0.361V MB7 MB8 MB14 10m µ/1m µ 25A µ0.30V 10m µ/1m µ26A µ 0.382V MB9 10m µ/1m µ 25A µ0.30V 10m µ/1mµ26A µ0.356V MB10 5m µ/1m µ 25A µ0.290V 5m µ/1m µ 26A µ 0.274V MB11 5m µ/1m 

30、1; 25A µ0.290V 5m µ/1m µ 26A µ 0.327V MB12 1.25m µ/1m µ 25Aµ0.580V1m µ/1m µ 26A µ0.797V 圖6 AC 頻響測試圖圖7 壓擺率測試電路圖 圖8 AC 特性PLOT圖 圖9 壓擺率圖10 建立時間直流增益: 83.4dB 單位增益帶: 55.3MHz 相位裕度: 81.6° 增益裕量: 22.8dB2. 階躍響應特性開環(huán)壓擺率:202 V s µ閉環(huán)建立時間: 50ns3.共模負反饋直流增益:

31、86.9dB 單位增益帶寬: 45.8MHz 相位裕度: 80°AC=1V 圖11 共模負反饋圖12 共模負反饋AC特性4. 輸出動態(tài)范圍 將全差分運放連接成增益為-10的形式,在輸入端施加峰峰值為0.4V 的差分信號。然后對輸入信號進行FFT 分析,得到諧波失真總量THD 。通過掃描輸入信號幅度,我們可以得到最大失真為0.1%時的輸出動態(tài)幅度。輸出動態(tài)范圍:±4.6V(THD=0.1%5. 共模抑制比共模抑制比的測試需要兩個運放電路,一個連接成差模放大;另外一個連接成共模放大。圖13 閉環(huán)連接 (增益為-10 圖14共模抑制比,CMRR 圖 15 pPSRR 圖16 nP

32、SRR6. 電源抑制比電源抑制比的測試,與共模抑制比相類似,需要兩個運放電路,一個連接成差模放大;另外一個在電源vdd 或者地vss 上加一交流小信號。圖17 PSRR7. 等效輸入噪聲特性等效輸入噪聲的測試可以與AC 特性測試一同進行。 在單位增益帶寬之內,等效輸入噪聲為11.9。 8. 輸入失調電壓由于設計中充分考慮了管子尺寸的對稱性,為了能夠測試運放的管子失配(W/L 失配,閾值電壓V th 偏差造成的輸入失調,我們需要采用蒙特卡羅分析。22TTV V A WL=,其中對n 溝管m mV A T V µ=5.11,對p 溝管m mV A T V µ=19222A WL

33、 =,其中對n 溝管m A µ=%5.2,對p 溝管m A µ=%3.2圖17 等效輸入噪聲通信系統混合信號 VLSI 設計課程設計報告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐長文, 菅洪彥 MOS 管 M1 M2 M17 M3 M4 M5 M6 M7 M8 M9 M10 M11 M12 M13 M14 M15 M16 M18 M19 M20 MB1 MB2 MB3 MB4 MB5 MB6 MB7 MB8 MB9 MB13 MB14 MB10 MB11 MB12 類型 PMOS PMOS NMOS NMOS PMOS PMOS PMOS PMOS NMOS NMOS

34、PMOS PMOS 表格二、W/L 失配，閾值電壓 Vth 偏差 W/L 100 µ m /2 µ m 120 µ m /1 µ m 60 µ m /1 µ m 240 µ m /1 µ m 300 µ m /1 µ m 160 µ m /1 µ m 40 µ m /2 µ m 80 µ m /1 µ m 40 µ m /1 µ m 10 µ m /2 µ m 2.5 µ m /1 &#

35、181; m 10 µ m /1 µ m 0.16% 0.21% 0.32% 0.16% 0.12% 0.13% 0.26% 0.26% 0.40% 0.56% 1.45% 0.73% V (mv T 1.34 1.73 1.49 0.74 1.10 1.50 2.12 2.12 1.82 2.57 12.01 6.01 NMOS NMOS 5 µ m /1 µ m 1.25 µ m /1 µ m 1.12% 2.24% 5.14 10.29 圖 18 輸入失調電壓 輸入失調電壓: ± 3.2mV 16 通信系統混合信號 V

36、LSI 設計課程設計報告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐長文, 菅洪彥 六、結論 本文對全差分運算放大器的各項性能指標進行了分析，并且使用一級模型進行手工計算， 然后在 HSPICE 軟件下進行仿真調試。在共模負反饋電路中，采用共模放大器輸入級與差模放 大器輸入級共用的方法，降低了全差分運放設計難度，使得全差分運算放大器設計流程與單端 輸出運算放大器設計流程相同。整個運算放大器的性能達到了設計指標要求，各項性能指標羅 列如下： 直流增益 : 83.4dB 單位增益帶寬 : 55.3MHz 負載電容 : =5pF 相位裕量 : 81.6 ° 增益裕量 : 22dB 開環(huán)差

37、分壓擺率 : 202 V µ s 共模電平 共模負反饋直流增益 共模負反饋單位增益帶寬 共模負反饋相位裕量 等效輸入噪聲 輸入失調電壓 差分輸出擺幅 : : : : : : : 2.5V (VDD=5V 86.9dB 45.8MHz 80 ° 11.9 nV Hz < ± 3.2mV ± 4.6V(THD=0.1% 七、展望 我們在設計一個確定結構的運算放大器電路的時候，許多設計約束條件和設計目標函數往 往都是尺寸參數（管子尺寸，偏置電流）的一個多項式函數。我們調管子尺寸參數的設計過程， 其實就是在滿足所有設計約束的條件下，得到設計目標函數的一個解

38、的過程。通常情況下，通 過手工計算和 SPICE 仿真相結合得到的解是一個局部最優(yōu)解。而一種采用數學最優(yōu)化方法幾 何規(guī)劃（Geometric Programming）方法5,6,7來求解運算放大器的所有約束條件，將得到設計的 全局最優(yōu)解。 幾何規(guī)劃問題是滿足下面表達式的一個數學最優(yōu)化問題。 Minimize f 0 ( x subject to f i ( x 1, i = 1,., m, aiT x = bi ， i = 1,., p, xi > 0 ， i = 1,., n, 其中 f 0,., f m 是凸函數。另外幾何規(guī)劃問題必須滿足三個附加條件： 目標函數是一個凸函數 不等式約束函數都是凸函數 17 通信系統混合信號 VLSI 設計課程設計報告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐長文, 菅洪彥 等式約束函數 g i = ai x bi 是仿射的 T 幾何規(guī)劃問題理論已經在數學界得到了證明，而其應用在最近幾年才得到了蓬勃發(fā)展。主 要原因是近十年間，適用于通用凸優(yōu)化問題求解方法內點法的開發(fā)，使得凸函數求解變得非 常有效。這些算法能夠在幾秒中之內求解一個具有上千個變量和幾千個約束的凸優(yōu)化問