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文檔簡介

1、精選優(yōu)質文檔-傾情為你奉上第一章 信號源實驗實驗一 CPLD可編程數字信號發(fā)生器實驗一、 實驗目的1、 熟悉各種時鐘信號的特點及波形。2、 熟悉各種數字信號的特點及波形。二、 實驗內容1、 熟悉CPLD可編程信號發(fā)生器各測量點波形。2、 測量并分析各測量點波形及數據。3、 學習CPLD可編程器件的編程操作。三、 實驗器材1、 信號源模塊 一塊2、 連接線 若干3、 20M雙蹤示波器 一臺四、 實驗原理CPLD可編程模塊用來產生實驗系統(tǒng)所需要的各種時鐘信號和各種數字信號。它由CPLD可編程器件ALTERA公司的EPM240T100C5、下載接口電路和一塊晶振組成。晶振JZ1用來產生系統(tǒng)內的32.

2、768MHz主時鐘。1、 CPLD數字信號發(fā)生器包含以下五部分:1) 時鐘信號產生電路將晶振產生的32.768MHZ時鐘送入CPLD內計數器進行分頻,生成實驗所需的時鐘信號。通過撥碼開關S4和S5來改變時鐘頻率。有兩組時鐘輸出,輸出點為“CLK1”和“CLK2”,S4控制“CLK1”輸出時鐘的頻率,S5控制“CLK2”輸出時鐘的頻率。2) 偽隨機序列產生電路通常產生偽隨機序列的電路為一反饋移存器。它又可分為線性反饋移存器和非線性反饋移存器兩類。由線性反饋移存器產生出的周期最長的二進制數字序列稱為最大長度線性反饋移存器序列,通常簡稱為m序列。以15位m序列為例,說明m序列產生原理。在圖1-1中示

3、出一個4級反饋移存器。若其初始狀態(tài)為()(1,1,1,1),則在移位一次時和模2相加產生新的輸入,新的狀態(tài)變?yōu)椋ǎ?,1,1,1),這樣移位15次后又回到初始狀態(tài)(1,1,1,1)。不難看出,若初始狀態(tài)為全“0”,即“0,0,0,0”,則移位后得到的仍然為全“0”狀態(tài)。這就意味著在這種反饋寄存器中應避免出現全“0”狀態(tài),不然移位寄存器的狀態(tài)將不會改變。因為4級移存器共有24=16種可能的不同狀態(tài)。除全“0”狀態(tài)外,剩下15種狀態(tài)可用,即由任何4級反饋移存器產生的序列的周期最長為15。圖1-1 15位m序列產生信號源產生一個15位的m序列,由“PN”端口輸出,可根據需要生成不同頻率的偽隨機碼,

4、碼型為1010,頻率由S4控制,對應關系如表1-2所示。3) 幀同步信號產生電路信號源產生8K幀同步信號,用作脈沖編碼調制的幀同步輸入,由“FS”輸出。4) NRZ碼復用電路以及碼選信號產生電路碼選信號產生電路:主要用于8選1電路的碼選信號;NRZ碼復用電路:將三路八位串行信號送入CPLD,進行固定速率時分復用,復用輸出一路24位NRZ碼,輸出端口為“NRZ”,碼速率由撥碼開關S5控制,對應關系見表1-2。5) 終端接收解復用電路將NRZ碼(從“NRZIN”輸入)、位同步時鐘(從“BS”輸入)和幀同步信號(從“FSIN”輸入)送入CPLD,進行解復用,將串行碼轉換為并行碼,輸出到終端光條(U6

5、和U4)顯示。2、 24位NRZ碼產生電路本單元產生NRZ信號,信號速率根據輸入時鐘不同自行選擇,幀結構如圖1-2所示。幀長為24位,其中首位無定義(本實驗系統(tǒng)將首位固定為0),第2位到第8位是幀同步碼(7位巴克碼),另外16位為2路數據信號,每路8位。此NRZ信號為集中插入幀同步碼時分復用信號。光條(U1、U2和U3)對應位亮狀態(tài)表示信號1,滅狀態(tài)表示信號0。圖1-2 幀結構1) 并行碼產生器由手動撥碼開關S1、S2、S3控制產生幀同步碼和16路數據位,每組發(fā)光二極管的前八位對應8個數據位。撥碼開關撥上為1,撥下為0。2)八選一電路采用8路數據選擇器74LS151,其管腳定義如圖1-3所示。

6、真值表如表1-1所示。表1-1 74LS151真值表CBASTRYLLLLD0LLHLD1LHLLD2LHHLD3HLLLD4HLHLD5HHLLD6HHHLD7HL圖1-3 74LS151管腳定義74LS151為互補輸出的8選1數據選擇器,數據選擇端(地址端)為C、B、A,按二進制譯碼,從8個輸入數據D0D7中選擇一個需要的數據。STR為選通端,低電平有效。本信號源采用三組8選1電路,U12,U13,U15的地址信號輸入端A、B、C分別接CPLD輸出的74151_A、74151_B、74151_C信號,它們的8個數據信號輸入端D0D7分別與S1,S2,S3輸出的8個并行信號相連。由表1-1可

7、以分析出U12,U13,U15輸出信號都是以8位為周期的串行信號。五、 測試點說明CLK1:第一組時鐘信號輸出端口,通過撥碼開關S4選擇頻率。CLK2:第二組時鐘信號輸出端口,通過撥碼開關S5選擇頻率。FS:脈沖編碼調制的幀同步信號輸出端口。(窄脈沖,頻率為8K)NRZ:24位NRZ信號輸出端口,碼型由撥碼開關S1,S2,S3控制,碼速率和第二組時鐘速率相同,由S5控制。PN:偽隨機序列輸出,碼型為1010,碼速率和第一組時鐘速率相同,由S4控制。NRZIN:解碼后NRZ碼輸入。BS:NRZ碼解復用時的位同步信號輸入。FSIN:NRZ碼解復用時的幀同步信號輸入。六、 實驗步驟1、 打開信號源模

8、塊的電源開關POWER1,使信號源模塊工作。2、 觀測時鐘信號輸出波形。信號源輸出兩組時鐘信號,對應輸出點為“CLK1”和“CLK2”,撥碼開關S4的作用是改變第一組時鐘“CLK1”的輸出頻率,撥碼開關S5的作用是改變第二組時鐘“CLK2”的輸出頻率。撥碼開關撥上為1,撥下為0,撥碼開關和時鐘的對應關系如下表所示表1-2撥碼開關時鐘撥碼開關時鐘000032.768M1000128K000116.384M100164K00108.192M101032K00114.096M101116K01002.048M11008K01011.024M11014K0110512K11102K0111256K11

9、111K1) 根據表1-2改變S4,用示波器觀測第一組時鐘信號“CLK1”的輸出波形;2) 根據表1-2改變S5,用示波器觀測第二組時鐘信號“CLK2”的輸出波形。3、 用示波器觀測幀同步信號輸出波形信號源提供脈沖編碼調制的幀同步信號,在點“FS”輸出,一般時鐘設置為2.048M、256K,在后面的實驗中有用到。將撥碼開關S4分別設置為“0100”、“0111”或別的數字,用示波器觀測“FS”的輸出波形。4、 用示波器觀測偽隨機信號輸出波形偽隨機信號碼型為1010,碼速率和第一組時鐘速率相同,由S4控制。根據表1-2改變S4,用示波器觀測“PN”的輸出波形。5、 觀測NRZ碼輸出波形信號源提供

10、24位NRZ碼,碼型由撥碼開關S1,S2,S3控制,碼速率和第二組時鐘速率相同,由S5控制。1) 將撥碼開關S1,S2,S3設置為“ ”,S5設為“1010”,用示波器觀測“NRZ”輸出波形。2) 保持碼型不變,改變碼速率(改變S5設置值),用示波器觀測“NRZ”輸出波形。3) 保持碼速率不變,改變碼型(改變S1、S2、S3設置值),用示波器觀測“NRZ”輸出波形。七、 實驗報告要求1、 分析各種時鐘信號及數字信號產生的方法,敘述其功用。2、 畫出各種時鐘信號及數字信號的波形。3、 記錄實驗過程中遇到的問題并進行分析,提出改進建議。實驗二 抽樣定理和PAM調制解調實驗一、 實驗目的1、 通過脈

11、沖幅度調制實驗,使學生能加深理解脈沖幅度調制的原理。2、 通過對電路組成、波形和所測數據的分析,加深理解這種調制方式的優(yōu)缺點。二、 實驗內容1、 觀察模擬輸入正弦波信號、抽樣時鐘的波形和脈沖幅度調制信號,并注意觀察它們之間的相互關系及特點。2、 改變模擬輸入信號或抽樣時鐘的頻率,多次觀察波形。 三、 實驗器材1、 信號源模塊 一塊2、 號模塊 一塊3、 20M雙蹤示波器 一臺4、 連接線 若干四、 實驗原理(一)基本原理1、抽樣定理抽樣定理表明:一個頻帶限制在(0,)內的時間連續(xù)信號,如果以T秒的間隔對它進行等間隔抽樣,則將被所得到的抽樣值完全確定。假定將信號和周期為T的沖激函數相乘,如圖3-

12、1所示。乘積便是均勻間隔為T秒的沖激序列,這些沖激序列的強度等于相應瞬時上的值,它表示對函數的抽樣。若用表示此抽樣函數,則有:圖3-1 抽樣與恢復假設、和的頻譜分別為、和。按照頻率卷積定理,的傅立葉變換是和的卷積:因為 所以 由卷積關系,上式可寫成 該式表明,已抽樣信號的頻譜是無窮多個間隔為s的相迭加而成。這就意味著中包含的全部信息。需要注意,若抽樣間隔T變得大于,則和的卷積在相鄰的周期內存在重疊(亦稱混疊),因此不能由恢復。可見,是抽樣的最大間隔,它被稱為奈奎斯特間隔。上面討論了低通型連續(xù)信號的抽樣。如果連續(xù)信號的頻帶不是限于0與之間,而是限制在(信號的最低頻率)與(信號的最高頻率)之間(帶

13、通型連續(xù)信號),那么,其抽樣頻率并不要求達到,而是達到2B即可,即要求抽樣頻率為帶通信號帶寬的兩倍。00圖3-2畫出抽樣頻率2B(無混疊)和2B(有混疊)時兩種情況下沖激抽樣信號的頻譜。(a) 連續(xù)信號的頻譜100 (b) 高抽樣頻率時的抽樣信號及頻譜(無混疊)0 10(c) 低抽樣頻率時的抽樣信號及頻譜(混疊)圖3-2 采用不同抽樣頻率時抽樣信號的頻譜2、脈沖振幅調制(PAM)所謂脈沖振幅調制,即是脈沖載波的幅度隨輸入信號變化的一種調制方式。如果脈沖載波是由沖激脈沖組成的,則前面所說的抽樣定理,就是脈沖增幅調制的原理。但是實際上真正的沖激脈沖串并不能付之實現,而通常只能采用窄脈沖串來實現。因

14、而,研究窄脈沖作為脈沖載波的PAM方式,將具有實際意義。圖3-3 自然抽樣及平頂抽樣波形PAM方式有兩種:自然抽樣和平頂抽樣。自然抽樣又稱為“曲頂”抽樣,已抽樣信號ms(t)的脈沖“頂部”是隨m(t)變化的,即在頂部保持了m(t)變化的規(guī)律(如圖3-3所示)。平頂抽樣所得的已抽樣信號如圖3-3所示,這里每一抽樣脈沖的幅度正比于瞬時抽樣值,但其形狀都相同。在實際中,平頂抽樣的PAM信號常常采用保持電路來實現,得到的脈沖為矩形脈沖。(二) 電路組成 脈沖幅度調制實驗系統(tǒng)如圖3-4所示,主要由抽樣保持芯片LF398和解調濾波電路兩部分組成,電路原理圖如圖3-5所示。圖3-4 脈沖振幅調制電路原理框圖

15、圖3-5 脈沖幅度調制電路原理圖(三)實驗電路工作原理1、 PAM調制電路如圖3-5所示,LF398是一個專用的采樣保持芯片,它具有很高的直流精度和較高的采樣速率,器件的動態(tài)性能和保持性能可以通過合適的外接保持電容達到最佳。LF398的內部結構如圖3-6所示; 圖3-6 LF398的內部電路結構N1是輸入緩沖放大器,N2是高輸入阻抗射極輸出器。S為邏輯控制采樣/保持開關,當S接通時,開始采樣;當S斷開時,開始保持。LF398的引腳功能為:3、12腳:正負電源輸入端。1腳:Vi,模擬電壓輸入端。11腳:MCTR,邏輯控制輸入端,高電平為采樣,低電平為保持。10腳:MREF,邏輯控制電平參考端,一

16、般接地。8腳:HOC,采樣/保持電容接入端。7腳:OUT,采樣/保持輸出端。如圖3-5所示,被抽樣信號從PAM-SIN輸入,進入LF398的1腳Vi端,經內部輸入緩沖放大器N1放大后送到模擬開關S,此時,將抽樣脈沖作為S的控制信號,當LF398的11腳MCTR端為高電平時開關接通,為低電平時開關斷開。然后經過射極輸出器N2輸出比較理想的脈沖幅度調制信號。K1為“平頂抽樣”、“自然抽樣”選擇開關。2、PAM解調與濾波電路解調濾波電路由集成運放電路TL084組成。組成了一個二階有源低通濾波器,其截止頻率設計在3.4KHz左右,因為該濾波器有著解調的作用,因此它的質量好壞直接影響著系統(tǒng)的工作狀態(tài)。該

17、電路還在后續(xù)實驗接收部分有用到。電路如圖3-7所示圖3-7 PAM解調濾波電路五、 測試點說明1、輸入點參考說明PAM-SIN:音頻信號輸入端口PAMCLK:抽樣時鐘信號輸入端口IN:PAM解調濾波電路輸入端口2、輸出點說明自然抽樣輸出:自然抽樣信號輸出端口平頂抽樣輸出:平頂抽樣信號輸出端口OUT:PAM解調濾波輸出端口六、 實驗步驟及注意事項1、 將信號源模塊、模塊1固定在主機箱上,將黑色塑封螺釘擰緊,確保電源接觸良好。2、 插上電源線,打開主機箱右側的交流開關,將信號源模塊和模塊1的電源開關撥下,觀察指示燈是否點亮,紅燈為+5V電源指示燈,綠燈為-12V電源指示燈,黃色為+12V電源指示燈

18、。(注意,此處只是驗證通電是否成功,在實驗中均是先連線,再打開電源做實驗,不要帶電連線)。3、 觀測PAM自然抽樣波形1) 用示波器觀測信號源“2K同步正弦波”輸出,調節(jié)W1改變輸出信號幅度,使輸出信號峰-峰值在4V左右。2) 將信號源上S4設為“1010”,使“CLK1”輸出32K時鐘。3) 將模塊1上K1選到“自然”。4) 關閉電源,按如下方式連線源端口目標端口連線說明信號源:“2K同步正弦波”模塊1:“PAM-SIN”提供被抽樣信號信號源:“CLK1”模塊1:“PAMCLK”提供抽樣時鐘* 檢查連線是否正確,檢查無誤后打開電源5) 用示波器在“自然抽樣輸出”處觀察PAM自然抽樣波形。4、

19、 觀測PAM平頂抽樣波形a) 用示波器觀測信號源“2K同步正弦波”輸出,調節(jié)W1改變輸出信號幅度,使輸出信號峰-峰值在4V左右。b) 將信號源上S1、S2、S3依次設為“”、“”、“”,將S5撥為“1000”,使“NRZ”輸出速率為128K,抽樣頻率為:NRZ頻率/8(實驗中的電路,NRZ為“1”時抽樣,為“0”時保持。在平頂抽樣中,抽樣脈沖為窄脈沖)。c) 將K1設為“平頂”。關閉電源,按下列方式進行連線。源端口目標端口連線說明信號源:“2K同步正弦波模塊1:“PAM-SIN”提供被抽樣信號信號源:“NRZ”模塊1:“PAMCLK”提供抽樣脈沖d) 打開電源,用示波器在“平頂抽樣輸出”處觀察

20、平頂抽樣波形。5、 改變抽樣時鐘頻率,觀測自然抽樣信號,驗證抽樣定理。6、 觀測解碼后PAM波形與原信號的區(qū)別1) 步驟3的前3步不變,按如下方式連線源端口目標端口連線說明信號源:“2K同步正弦波”模塊1:“PAM-SIN”提供被抽樣信號信號源:“CLK1”模塊1:“PAMCLK”提供抽樣時鐘模塊1:“自然抽樣輸出”模塊1:“IN”將PAM信號進行譯碼2) 將K1設為“自然”,用“PAM-SIN”信號做示波器的觸發(fā)源,用雙蹤示波器對比觀測“PAM-SIN”和“OUT”波形。7、 將信號源產生的音樂信號輸入到模塊1的“PAM-SIN”,“自然抽樣輸出”和“IN”相連,PAM解調信號輸出到信號源上

21、的“音頻信號輸入”,通過揚聲器聽語音,感性判斷該系統(tǒng)對話音信號的傳輸質量。七、 實驗思考題1、 簡述平頂抽樣和自然抽樣的原理及實現方法。2、 在抽樣之后,調制波形中包不包含直流分量,為什么?3、 造成系統(tǒng)失真的原因有哪些?4、 為什么采用低通濾波器就可以完成PAM解調?八、 實驗報告要求1、 分析電路的工作原理,敘述其工作過程。2、 繪出所做實驗的電路、儀表連接調測圖。并列出所測各點的波形、頻率、電壓等有關數據,對所測數據做簡要分析說明。必要時借助于計算公式及推導。3、 對實驗思考題加以分析,按照要求作出回答。專心-專注-專業(yè)實驗三 振幅鍵控(ASK)調制與解調實驗一、 實驗目的1、 掌握用鍵

22、控法產生ASK信號的方法。2、 掌握ASK非相干解調的原理。二、 實驗內容1、 觀察ASK調制信號波形2、 觀察ASK解調信號波形。三、 實驗器材1、 信號源模塊 一塊2、 號模塊 一塊3、 號模塊 一塊4、 號模塊 一塊5、 20M雙蹤示波器 一臺6、 連接線 若干四、 基本原理調制信號為二進制序列時的數字頻帶調制稱為二進制數字調制。由于被調載波有幅度、頻率、相位三個獨立的可控參量,當用二進制信號分別調制這三種參量時,就形成了二進制振幅鍵控(2ASK)、二進制移頻鍵控(2FSK)、二進制移相鍵控(2PSK)三種最基本的數字頻帶調制信號,而每種調制信號的受控參量只有兩種離散變換狀態(tài)。1、 2A

23、SK調制原理。在振幅鍵控中載波幅度是隨著基帶信號的變化而變化的。使載波在二進制基帶信號1或0的控制下通或斷,即用載波幅度的有或無來代表信號中的“1”或“0”,這樣就可以得到2ASK信號,這種二進制振幅鍵控方式稱為通斷鍵控(OOK)。2ASK信號典型的時域波形如圖9-1所示,其時域數學表達式為: (9-1)式中,A為未調載波幅度,為載波角頻率,為符合下列關系的二進制序列的第n個碼元: (9-2)綜合式9-1和式9-2,令A1,則2ASK信號的一般時域表達式為: (9-3)式中,Ts為碼元間隔,為持續(xù)時間 Ts/2,Ts/2 內任意波形形狀的脈沖(分析時一般設為歸一化矩形脈沖),而就是代表二進制信

24、息的隨機單極性脈沖序列。 圖9-1 2ASK信號的典型時域波形2ASK信號的產生方法比較簡單。首先,因2ASK信號的特征是對載波的“通斷鍵控”,用一個模擬開關作為調制載波的輸出通/斷控制門,由二進制序列控制門的通斷,1時開關導通;0時開關截止,這種調制方式稱為通斷鍵控法。其次,2ASK信號可視為S(t)與載波的乘積,故用模擬乘法器實現2ASK調制也是很容易想到的另一種方式,稱其為乘積法。2、 2ASK解調原理。2ASK解調有非相干解調(包絡檢波法)和相干解調(同步檢測法)兩種方法,相應的接收系統(tǒng)原理框圖如圖9-2所示:(a)非相干方式(b)相干方式圖9-2 2ASK解調原理框圖五、 實驗原理1

25、、 ASK調制電路在這里,我們采用的是通斷鍵控法,2ASK調制的基帶信號和載波信號分別從“ASK-NRZ”和“ASK載波”輸入,其實驗框圖和電路原理圖分別如圖9-3、圖9-4所示。圖9-3 ASK調制實驗框圖圖9-4 ASK調制原理圖2、 ASK解調電路圖9-5 ASK解調實驗框圖我們采用的是包絡檢波法。實驗框圖如圖9-5所示。ASK調制信號從“ASKIN”輸入,經C1和R1組成的耦合電路至半波整流器(由D4、D5組成),半波整流后的信號經低通濾波器U4(TL082)、電壓比較器U1(LM339)與參考電位比較后送入抽樣判決器進行抽樣判決,最后得到解調輸出的二進制信號。電位器W1用來調節(jié)電壓比

26、較器U1的判決電壓。判決電壓過高,將會導致正確的解調結果的丟失;判決電壓過低,將會導致解調結果中含有大量錯碼,因此,只有合理選擇判決電壓,才能得到正確的解調結果。抽樣判決用的時鐘信號就是2ASK基帶信號的位同步信號,該信號從“ASK-BS”輸入,可以從信號源直接引入,也可以從同步信號恢復模塊引入。在實際應用的通信系統(tǒng)中,解調器的輸入端都有一個帶通濾波器來濾除帶外的信道白噪聲并確保系統(tǒng)的頻率特性符合無碼間串擾的條件。本實驗中為了簡化實驗設備,在調制部分的輸出端沒有加帶通濾波器,并且假設信道是理想的,所以在解調部分的輸入端也沒有加帶通濾波器。六、 測試點說明1、 信號輸入點參考說明ASK-NRZ:

27、 ASK基帶信號輸入點。ASK載波:ASK載波信號輸入點。ASKIN:ASK調制信號輸入點。ASK-BS:ASK解調位同步時鐘輸入點。2、 信號輸出點參考說明ASK-OUT:ASK調制信號輸出點。TH2:ASK信號經低通濾波器后的信號觀測點。ASK-DOUT:ASK解調信號經電壓比較器后的信號輸出點(未經同步判決)。OUT1:ASK解調信號輸出點。七、 實驗步驟(一)ASK調制實驗1、 將信號源模塊和模塊3、4、7固定在主機箱上,將黑色塑封螺釘擰緊,確保電源接觸良好。2、 按照下表進行實驗連線:源端口目的端口連線說明信號源:PN(8K)模塊3:ASK-NRZS4撥為1100,PN是8K偽隨機序

28、列信號源:64K同步正弦波模塊3:ASK載波提供ASK調制載波,幅度為4V* 檢查連線是否正確,檢查無誤后打開電源3、 以信號輸入點“ASK-NRZ”的信號為內觸發(fā)源,用示波器觀察點 “ASK-OUT”輸出,即為PN碼經過ASK調制后的波形。4、 通過信號源模塊上的撥碼開關S4控制產生PN碼的頻率,改變送入的基帶信號,重復上述實驗;也可以改變載波頻率來實驗。5、 實驗結束關閉電源。(二)ASK解調實驗1、 接著上面ASK調制實驗繼續(xù)連線:源端口目的端口連線說明模塊3:ASK-OUT模塊4:ASKINASK解調輸入模塊4:ASK-DOUT模塊7:DIN鎖相環(huán)法位同步提取信號輸入模塊7:BS模塊3

29、:ASK-BS提取的位同步信號* 檢查連線是否正確,檢查無誤后再次打開電源2、 將模塊7上的撥碼開關S2撥為“ASK-NRZ”頻率的16倍,如:“ASK-NRZ” 選8K時,S2選128K,即撥“1000”。觀察模塊4上信號輸出點“ASK-DOUT”處的波形,把電位器W3順時針擰到最大,并調節(jié)的電位器W1(改變判決門限),直到在“ASK-DOUT”處觀察到穩(wěn)定的PN碼。3、 觀察ASK解調輸出“OUT1”處波形,并與信號源產生的PN碼進行比較。調制前的信號與解調后的信號形狀一致,相位有一定偏移。4、 通過信號源模塊上的撥碼開關S4控制產生PN碼,改變送入的基帶信號,重復上述實驗;也可以改變載波

30、頻率來實驗。5、 實驗結束關閉電源,拆除連線,整理實驗數據與波形,完成實驗報告。八、 實驗報告要求1、 分析實驗電路的工作原理,敘述其工作過程。2、 根據實驗測試記錄,在坐標紙上畫出各測量點的波形圖,并分析實驗現象。3、 對實驗思考題加以分析,按照要求做出回答,并嘗試畫出本實驗的電路原理圖。4、 寫出完成本次實驗后的心得體會以及對本次實驗的改進建議。實驗四 移頻鍵控FSK調制與解調實驗一、 實驗目的1、 掌握用鍵控法產生FSK信號的方法。2、 掌握FSK過零檢測解調的原理。二、 實驗內容1、 觀察FSK調制信號波形。2、 觀察FSK解調信號波形。3、 觀察FSK過零檢測解調器各點波形。三、 實

31、驗器材1、 信號源模塊 一塊2、 號模塊 一塊3、 號模塊 一塊4、 號模塊 一塊5、 20M雙蹤示波器 一臺6、 連接線 若干四、 實驗原理1、 2FSK調制原理。2FSK信號是用載波頻率的變化來表征被傳信息的狀態(tài)的,被調載波的頻率隨二進制序列0、1狀態(tài)而變化,即載頻為時代表傳0,載頻為時代表傳1。顯然,2FSK信號完全可以看成兩個分別以和為載頻、以和為被傳二進制序列的兩種2ASK信號的合成。2FSK信號的典型時域波形如圖10-1所示,其一般時域數學表達式為 圖10-1 2FSK信號的典型時域波形 (10-1)式中,是的反碼,即因為2FSK屬于頻率調制,通??啥x其移頻鍵控指數為 (10-2

32、)顯然,h與模擬調頻信號的調頻指數的性質是一樣的,其大小對已調波帶寬有很大影響。2FSK信號與2ASK信號的相似之處是含有載頻離散譜分量,也就是說,二者均可以采用非相干方式進行解調。可以看出,當h1時,2FSK信號功率譜呈雙峰狀,此時的信號帶寬近似為(Hz) (10-3)2FSK信號的產生通常有兩種方式:(1)頻率選擇法;(2)載波調頻法。由于頻率選擇法產生的2FSK信號為兩個彼此獨立的載波振蕩器輸出信號之和,在二進制碼元狀態(tài)轉換(或)時刻,2FSK信號的相位通常是不連續(xù)的,這會不利于已調信號功率譜旁瓣分量的收斂。載波調頻法是在一個直接調頻器中產生2FSK信號,這時的已調信號出自同一個振蕩器,

33、信號相位在載頻變化時始終是連續(xù)的,這將有利于已調信號功率譜旁瓣分量的收斂,使信號功率更集中于信號帶寬內。在這里,我們采用的是頻率選擇法,其調制原理框圖如圖10-2所示:圖10-2 2FSK調制原理框圖由圖可知,從“FSK-NRZ”輸入的基帶信號分成兩路,1路經U5(LM339)反相后接至U4B(4066)的控制端,另1路直接接至U4A(4066)的控制端。從“FSK載波A”和“FSK載波B”輸入的載波信號分別接至U4A和U4B的輸入端。當基帶信號為“1”時,模擬開關U4A打開,U4B關閉,輸出第一路載波;當基帶信號為“0”時,U405A關閉,U405B打開,此時輸出第二路載波,再通過相加器就可

34、以得到FSK調制信號。2、 2FSK解調原理(a)非相干方式(b)相干方式(c)過零檢測法圖10-3 2FSK解調原理框圖FSK有多種方法解調,如包絡檢波法、相干解調法、鑒頻法、過零檢測法及差分檢波法等,相應的接收系統(tǒng)的框圖如圖10-3所示。這里采用的是過零檢測法對FSK調制信號進行解調。大家知道,2FSK信號的過零點數隨不同載頻而異,故檢出過零點數就可以得到關于頻率的差異,這就是過零檢測法的基本思想。用過零檢測法對FSK信號進行解調的原理框圖如圖10-3(c)所示。其中整形1和整形2的功能類似于比較器,可在其輸入端將輸入信號疊加在2.5V上。2FSK調制信號從“FSKIN”輸入。U6(LM3

35、39)的判決電壓設置在2.5V,可把輸入信號進行硬限幅處理。這樣,整形1將FSK信號變?yōu)門TL電平;整形2和抽樣電路共同構成抽樣判決器,其判決電壓可通過電位器W2進行調節(jié)。單穩(wěn)1(74LS123)和單穩(wěn)2(74LS123)分別被設置為上升沿觸發(fā)和下降沿觸發(fā),它們與相加器U7(74LS32)一起共同對TTL電平的FSK信號進行微分、整流處理。電阻R30與R31決定上升沿脈沖寬度及下降沿脈沖寬度。抽樣判決器的時鐘信號就是FSK基帶信號的位同步信號,該信號應從“FSK-BS”輸入,可以從信號源直接引入,也可以從同步信號恢復模塊引入。五、 測試點說明1、 輸入點參考說明FSK調制模塊:FSK-NRZ:

36、FSK基帶信號輸入點。FSK載波A:A路載波輸入點。FSK載波B:B路載波輸入點。FSK解調模塊:FSKIN:FSK調制信號輸入點。FSK-BS:FSK解調位同步時鐘輸入點。2、 輸出點參考說明FSK調制模塊:TH7:FSK-NRZ經過反相后信號觀測點。FSK-OUT:FSK調制信號輸出點。FSK解調模塊:TH7:FSK調制信號經整形1(U6 LM339)后的波形觀測點。TH8:FSK調制信號經單穩(wěn)(U10A 74LS123)的信號觀測點。TH9:FSK調制信號經單穩(wěn)(U10B 74LS123)的信號觀測點。TH10:FSK調制信號經兩路單穩(wěn)后相加信號觀測點。TH11:FSK信號經低通濾波器后

37、的輸出信號FSK-DOUT:FSK解調信號經電壓比較器后的信號輸出點(未經同步判決)。OUT2:FSK解調信號輸出點。六、 實驗步驟(一)FSK調制實驗1、 將信號源模塊和模塊3、4、7固定在主機箱上,將黑色塑封螺釘擰緊,確保電源接觸良好。2、 按照下表進行實驗連線:源端口目的端口連線說明信號源:PN(8K)模塊3:FSK-NRZS4撥為“1100”,PN是 8K偽隨機碼信號源:128K同步正弦波模塊3:載波A提供FSK調制A路載波,幅度為4V信號源:64K同步正弦波模塊3:載波B提供FSK調制B路載波,幅度為3V* 檢查連線是否正確,檢查無誤后打開電源3、 將模塊3上撥碼開關S1都撥上。以信

38、號輸入點“FSK-NRZ”的信號為內觸發(fā)源,用雙蹤示波器同時觀察點“FSK-NRZ”和點“FSK-OUT”輸出的波形。4、 單獨將S1撥為“01”或“10”,在“FSK-OUT”處觀測單獨載波調制波形。5、 通過信號源模塊上的撥碼開關S4改變PN碼頻率后送出,重復上述實驗。6、 實驗結束關閉電源。(二)FSK解調實驗1、 接著上面FSK調制實驗繼續(xù)連線:源端口目的端口連線說明模塊3:FSK-OUT模塊4:FSKINFSK解調輸入模塊4:FSK-DOUT模塊7:DIN鎖相環(huán)法位同步提取信號輸入模塊7:BS模塊3:FSK-BS提取的位同步信號* 檢查連線是否正確,檢查無誤后再次打開電源2、 將模塊

39、7上的撥碼開關S2撥為“1000”,觀察模塊4上信號輸出點“FSK-DOUT”處的波形,并調節(jié)模塊4上的電位器W5(順時針擰到最大),直到在該點觀察到穩(wěn)定的PN碼。3、 用示波器雙蹤分別觀察模塊3上的“FSK-NRZ”和模塊四上的“OUT2”處的波形,將“OUT2”處FSK解調信號與信號源產生的PN碼進行比較。4、 實驗結束關閉電源,拆除連線,整理實驗數據及波形完成實驗報告。七、 實驗報告要求1、 分析實驗電路的工作原理,敘述其工作過程。2、 根據實驗測試記錄,在坐標紙上畫出各測量點的波形圖,并分析實驗現象。3、 寫出完成本次實驗后的心得體會以及對本次實驗的改進建議。實驗五 脈沖編碼調制解調實

40、驗一、 實驗目的1、 掌握脈沖編碼調制與解調的原理。2、 掌握脈沖編碼調制與解調系統(tǒng)的動態(tài)范圍和頻率特性的定義及測量方法。3、 了解脈沖編碼調制信號的頻譜特性。4、 了解大規(guī)模集成電路W的使用方法。二、 實驗內容1、 觀察脈沖編碼調制與解調的結果,分析調制信號與基帶信號之間的關系。2、 改變基帶信號的幅度,觀察脈沖編碼調制與解調信號的信噪比的變化情況。3、 改變基帶信號的頻率,觀察脈沖編碼調制與解調信號幅度的變化情況。4、 改變位同步時鐘,觀測脈沖編碼調制波形。三、 實驗器材1、 信號源模塊 一塊2、 號模塊 一塊3、 20M雙蹤示波器 一臺4、 立體聲耳機 一副5、 連接線 若干四、 實驗原

41、理(一)基本原理模擬信號進行抽樣后,其抽樣值還是隨信號幅度連續(xù)變化的,當這些連續(xù)變化的抽樣值通過有噪聲的信道傳輸時,接收端就不能對所發(fā)送的抽樣準確地估值。如果發(fā)送端用預先規(guī)定的有限個電平來表示抽樣值,且電平間隔比干擾噪聲大,則接收端將有可能對所發(fā)送的抽樣準確地估值,從而有可能消除隨機噪聲的影響。脈沖編碼調制(PCM)簡稱為脈碼調制,它是一種將模擬語音信號變換成數字信號的編碼方式。脈碼調制的過程如圖5-1所示。PCM主要包括抽樣、量化與編碼三個過程。抽樣是把時間連續(xù)的模擬信號轉換成時間離散、幅度連續(xù)的抽樣信號;量化是把時間離散、幅度連續(xù)的抽樣信號轉換成時間離散、幅度離散的數字信號;編碼是將量化后

42、的信號編碼形成一個二進制碼組輸出。國際標準化的PCM碼組(電話語音)是用八位碼組代表一個抽樣值。編碼后的PCM碼組,經數字信道傳輸,在接收端,用二進制碼組重建模擬信號,在解調過程中,一般采用抽樣保持電路。預濾波是為了把原始語音信號的頻帶限制在300Hz3400Hz左右,所以預濾波會引入一定的頻帶失真。在整個PCM系統(tǒng)中,重建信號的失真主要來源于量化以及信道傳輸誤碼。通常,用信號與量化噪聲的功率比,即信噪比S/N來表示。國際電報電話咨詢委員會(ITU-T)詳細規(guī)定了它的指標,還規(guī)定比特率為64kbps,使用A律或律編碼律。下面將詳細介紹PCM編碼的整個過程,由于抽樣原理已在前面實驗中詳細討論過,

43、故在此只講述量化及編碼的原理。圖5-1 PCM 調制原理框圖1、 量化從數學上來看,量化就是把一個連續(xù)幅度值的無限數集合映射成一個離散幅度值的有限數集合。如圖5-2所示,量化器Q輸出L個量化值,k=1,2,3,L。常稱為重建電平或量化電平。當量化器輸入信號幅度落在與之間時,量化器輸出電平為。這個量化過程可以表達為:這里稱為分層電平或判決閾值。通常稱為量化間隔。模擬入量化器量化值圖5-2 模擬信號的量化模擬信號的量化分為均勻量化和非均勻量化,我們先討論均勻量化。把輸入模擬信號的取值域按等距離分割的量化稱為均勻量化。在均勻量化中,每個量化區(qū)間的量化電平均取在各區(qū)間的中點,如圖5-3所示。其量化間隔

44、(量化臺階)取決于輸入信號的變化范圍和量化電平數。當輸入信號的變化范圍和量化電平數確定后,量化間隔也被確定。例如,輸入信號的最小值和最大值分用a和b表示,量化電平數為M,那么,均勻量化的量化間隔為:量化器輸出為: 當式中為第個量化區(qū)間的終點,可寫成 為第個量化區(qū)間的量化電平,可表示為 上述均勻量化的主要缺點是,無論抽樣值大小如何,量化噪聲的均方根值都固定不變。因此,當信號較小時,則信號量化噪聲功率比也就很小,這樣,對于弱信號時的量化信噪比就難以達到給定的要求。通常,把滿足信噪比要求的輸入信號取值范圍定義為動態(tài)范圍,可見,均勻量化時的信號動態(tài)范圍將受到較大的限制。為了克服這個缺點,實際中,往往采

45、用非均勻量化。圖5-3 均勻量化過程示意圖非均勻量化是根據信號的不同區(qū)間來確定量化間隔的。對于信號取值小的區(qū)間,其量化間隔也?。环粗?,量化間隔就大。它與均勻量化相比,有兩個突出的優(yōu)點。首先,當輸入量化器的信號具有非均勻分布的概率密度(實際中常常是這樣)時,非均勻量化器的輸出端可以得到較高的平均信號量化噪聲功率比;其次,非均勻量化時,量化噪聲功率的均方根值基本上與信號抽樣值成比例。因此量化噪聲對大、小信號的影響大致相同,即改善了小信號時的量化信噪比。實際中,非均勻量化的實際方法通常是將抽樣值通過壓縮再進行均勻量化。通常使用的壓縮器中,大多采用對數式壓縮。廣泛采用的兩種對數壓縮律是壓縮律和A壓縮律

46、。美國采用壓縮律,我國和歐洲各國均采用A壓縮律,因此,本實驗模塊采用的PCM編碼方式也是A壓縮律。所謂A壓縮律也就是壓縮器具有如下特性的壓縮律:A律壓擴特性是連續(xù)曲線,A值不同壓擴特性亦不同,在電路上實現這樣的函數規(guī)律是相當復雜的。實際中,往往都采用近似于A律函數規(guī)律的13折線(A=87.6)的壓擴特性。這樣,它基本上保持了連續(xù)壓擴特性曲線的優(yōu)點,又便于用數字電路實現,本實驗模塊中所用到的PCM編碼芯片W正是采用這種壓擴特性來進行編碼的。圖5-4示出了這種壓擴特性。圖5-4 13折線表5-1列出了13折線時的值與計算值的比較。表 5-10101按折線分段時的01段落12345678斜率1616

47、8421表中第二行的值是根據時計算得到的,第三行的值是13折線分段時的值。可見,13折線各段落的分界點與曲線十分逼近,同時按2的冪次分割有利于數字化。2、 編碼所謂編碼就是把量化后的信號變換成二進制碼,其相反的過程稱為譯碼。當然,這里的編碼和譯碼與差錯控制編碼和譯碼是完全不同的,前者是屬于信源編碼的范疇。在現有的編碼方法中,若按編碼的速度來分,大致可分為兩大類:低速編碼和高速編碼。通信中一般都采用第二類。編碼器的種類大體上可以歸結為三類:逐次比較型、折疊級聯(lián)型、混合型。本實驗模塊中的編碼芯片W采用的是逐次比較型。在逐次比較型編碼方式中,無論采用幾位碼,一般均按極性碼、段落碼、段內碼的順序排列。

48、下面結合13折線的量化來加以說明。在13折線法中,無論輸入信號是正是負,均按8段折線(8個段落)進行編碼。若用8位折疊二進制碼來表示輸入信號的抽樣量化值,其中用第一位表示量化值的極性,其余七位(第二位至第八位)則表示抽樣量化值的絕對大小。具體的做法是:用第二至第四位表示段落碼,它的8種可能狀態(tài)來分別代表8個段落的起點電平。其它四位表示段內碼,它的16種可能狀態(tài)來分別代表每一段落的16個均勻劃分的量化級。這樣處理的結果,8個段落被劃分成27128個量化級。段落碼和8個段落之間的關系如表5-2所示;段內碼與16個量化級之間的關系見表5-3??梢?,上述編碼方法是把壓縮、量化和編碼合為一體的方法。表5

49、-2 段落碼 表5-3 段內碼段落序號段落碼量化級段內碼8111151111141110711013110112110061011110111010105100910018100040117011160110301050101401002001300112001010001000100000(二)實驗電路說明本實驗采用大規(guī)模集成電路W對語音信號進行PCM編、解碼。W是應用于語音、模擬轉數字、數字轉模擬的單通道CODEC。此語音CODEC以全差動輸出功能來將噪音最小化。芯片符合ITU-T G.712及ITU-T G.711工業(yè)標準,所以能提供最可能的清晰訊號。W可工作在256KHz、512kHz

50、、1536kHz、1544kHz、2048kHz、2560kHz和4096kHz。這里選擇編碼速率為2.048MHz,每一時隙數據為8位,幀同步信號為8KHz。模擬信號在編碼電路中,經過抽樣、量化、編碼,最后得到PCM編碼信號。在單路編譯碼器中,經變換后的PCM碼是在一個時隙中被發(fā)送出去的,在其他的時隙中編譯碼器是沒有輸出的,即對一個單路編譯碼器來說,它在一個PCM幀(32個時隙)里,只在一個特定的時隙中發(fā)送編碼信號。同樣,譯碼電路也只是在一個特定的時隙(此時隙應與發(fā)送時隙相同,否則接收不到PCM編碼信號)里才從外部接收PCM編碼信號,然后進行譯碼,經過帶通濾波器、放大器后輸出。下面對PCM編譯碼專用集成電路W芯片做一些簡單的介紹。圖5-6為W的內部結構方框圖,圖5-7是W的管腳排列圖。圖5-6 W邏輯方框

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