有源鉗位正激變化器的工作原理

1、第2章 有源箝位正激變換器的工作原理2.1有源箝位正激變換器拓?fù)涞倪x擇單端正激變換器具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、工作可靠、成本低廉、輸入輸出電氣隔 離、易于多路輸出等優(yōu)點(diǎn)，因而被廣泛應(yīng)用在中小功率變換場(chǎng)合。但是它有 一個(gè)固有缺點(diǎn)：在主開關(guān)管關(guān)斷期間，必須附加一個(gè)復(fù)位電路，以實(shí)現(xiàn)高頻 變壓器的磁復(fù)位，防止變壓器磁芯飽和36。傳統(tǒng)的磁復(fù)位技術(shù)包括采用第 三個(gè)復(fù)位繞組技術(shù)、無(wú)損的LCD箝位技術(shù)以及RCD箝位技術(shù)。這三種復(fù)位 技術(shù)雖然都有一定的優(yōu)點(diǎn)，但是同時(shí)也存在一些缺陷37-39。第三復(fù)位繞組技術(shù)采用第三個(gè)復(fù)位繞組技術(shù)正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是 技術(shù)比較成熟，變壓器能量能夠回饋給電網(wǎng)。它存在的缺點(diǎn)是：第三復(fù)位繞組使得變壓

2、器的設(shè)計(jì)和制作比較復(fù)雜；變 壓器磁芯不是雙向?qū)ΨQ磁化，因而利用率較低；原邊主開關(guān)管承受的電壓應(yīng) 力很大。RCD箝位技術(shù) 采用RCD箝位技術(shù)正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu) 比較簡(jiǎn)單，成本低廉。它存在的缺點(diǎn)是：在磁復(fù)位過程中，磁化能量大部分都消耗在箝位網(wǎng)絡(luò) 中，因而效率較低；磁芯不是雙向?qū)ΨQ磁化，磁芯利用率較低。LCD箝位技術(shù) 采用無(wú)損的LCD箝位技術(shù)正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是磁 場(chǎng)能量能夠全部回饋給電網(wǎng)，效率較高。它存在的缺點(diǎn)是：在磁復(fù)位過程中，箝位網(wǎng)絡(luò)的諧振電流峰值較大，增 加了開關(guān)管的電流應(yīng)力和通態(tài)損耗，因而效率較低;磁芯不是雙向?qū)ΨQ磁化， 磁芯利用率較低。而有源箝位正激變換器是在傳統(tǒng)的正激式變換器的基

3、礎(chǔ)上，增加了由箝 位電容和箝位開關(guān)管串聯(lián)構(gòu)成的有源箝位支路，雖然與傳統(tǒng)的磁復(fù)位技術(shù)相 比，有源箝位磁復(fù)位技術(shù)增加了一個(gè)箝位開關(guān)管，提高了變換器的成本，但 是有源箝位磁復(fù)位技術(shù)有以下幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)：有源箝位正激變換器的占空比可以大于0.5，使得變壓器的原副邊匝比變大，從而可以有效地減少原邊的導(dǎo)通損耗；在變壓器磁復(fù)位過程中，寄生元件中存儲(chǔ)的能量可以回饋到電網(wǎng)， 有利于變換器效率的提高；變壓器磁芯雙向?qū)ΨQ磁化，工作在B-H回線的第一、三象限，因而 有利于提高了磁芯的利用率；有源箝位正激變換器的變壓器原邊上的電壓是是有規(guī)律的方波，能 夠?yàn)楦边呁秸鞴芴峁┯行А⒑?jiǎn)單的自驅(qū)動(dòng)電壓信號(hào)，因而大大降低了同 步整流

4、電路的復(fù)雜度。圖2-1低邊有源箝位電路Fig. 2-1 Low-Side active clamp circuitN1:N2CrN1:N2Cr圖2-2高邊有源箝位電路Fig. 2-2 High-Side active clamp circuit圖2-1和圖2-2是兩種有源箝位正激變換器電路，這兩種電路雖然看上 去非常相似，但在工作細(xì)節(jié)的具體實(shí)現(xiàn)上還是存在著不少差別40。本設(shè)計(jì) 采用的是如圖2-1所示的低邊箝位電路。在此對(duì)這兩種電路的不同點(diǎn)做一個(gè) 簡(jiǎn)要的分析。箝位電路的構(gòu)成 如圖2-1所示的有源箝位電路由一個(gè)P溝道功率 MOSFET和一個(gè)箝位電容串聯(lián)組成，并聯(lián)在主功率開關(guān)管的兩端，一般稱 之為低

5、邊箝位電路。如圖2-2所示的有源箝位電路由一個(gè) N溝道功率 MOSFET和一個(gè)箝位電容串聯(lián)組成，并聯(lián)在變壓器的兩端，稱之為高邊箝 位電路。這兩種電路之所以選用的功率MOSFET的溝道不同，主要是因?yàn)槠鋬?nèi) 部體二極管的導(dǎo)通方向不同。對(duì)于相同的電壓和相同的模片區(qū)域，P溝道功 率MOSFET比N溝道功率MOSFET的通態(tài)電阻要更高，通態(tài)損耗要更大， 而且價(jià)格也要更貴。忽略電路中漏感的影響，根據(jù)變壓器一次側(cè)繞 可以得到低邊箝位電路中箝位電容電壓表達(dá)式箝位電容上的電壓忽略電路中漏感的影響，根據(jù)變壓器一次側(cè)繞 可以得到低邊箝位電路中箝位電容電壓表達(dá)式組兩端伏秒積平衡的原理，為：(2-1)V =Xc 1 -

6、 D(2-1)由式(2-1)可知，V的表達(dá)式和升壓式(Boost)變換器的輸出電壓表達(dá)式一樣，因而圖2-1所示的電路又稱為升壓式箝位電路。樣，同理，可以得到高邊箝位電路中箝位電容電壓：(2-2)由式(2-2)可知，V的表達(dá)式和反激(Flyback)變換器的輸出電壓表達(dá)式一 樣，因而圖2-2所示的電路又稱為反激式箝位電路。柵極驅(qū)動(dòng)的實(shí)現(xiàn)方法 箝位電路選擇的不同，對(duì)箝位開關(guān)管的柵極 驅(qū)動(dòng)的要求也就不同。對(duì)于高邊箝位電路中的箝位開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)來說，箝位開關(guān)管VT2要采 用浮驅(qū)動(dòng)，因而需要通過高邊柵驅(qū)動(dòng)電路或一個(gè)專用的門極驅(qū)動(dòng)變壓器來實(shí) 現(xiàn)。而低邊箝位電路的箝位開關(guān)管為P型管，那么對(duì)于它的驅(qū)動(dòng)來說，只需

7、 要由一個(gè)電阻、一個(gè)電容和一個(gè)二極管組成電平位移電路即可實(shí)現(xiàn)。相對(duì)于 低邊箝位電路中的箝位開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)來說，高邊箝位電路中的箝位開關(guān) 管的驅(qū)動(dòng)相當(dāng)麻煩而且成本也較高。關(guān)于箝位開關(guān)管柵驅(qū)動(dòng)的具體設(shè)計(jì)方法 將在以后的章節(jié)中進(jìn)行詳細(xì)地論述。本課題選用的是低邊箝位電路，主要因?yàn)樗捏槲婚_關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電路相 對(duì)簡(jiǎn)單，不需要外加驅(qū)動(dòng)變壓器。此外，許多半導(dǎo)體公司已經(jīng)專門針對(duì)這種 變換器開發(fā)出了一系列的P溝道功率MOSFET，因而在選取器件時(shí)已經(jīng)沒 有了很大的限制。2.2有源箝位正激變換器的工作原理基于上面的分析，本文采用的是低邊箝位電路，其主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如上 圖2-1所示。在圖2-1所示電路中，VT1為主

8、功率開關(guān)管，箝位電容Cc和箝 位開關(guān)管VT2串聯(lián)構(gòu)成有源箝位支路，并聯(lián)在主功率開關(guān)管VT1兩端。為 勵(lì)磁電感，L為變壓器漏感和外加電感之和。C為主功率管VT、箝位開 關(guān)管VT2的輸出電容和變壓器繞組的寄生電容之和。變壓器的副邊由VT3、 VT構(gòu)成自驅(qū)動(dòng)的同步整流電路，以減小開關(guān)的損耗，提高變換器的效率。4L為輸出濾波電感，C為輸出濾波電容。為了簡(jiǎn)化分析過程;在分析電路之前先做如下的假設(shè)：(1)所有功率開關(guān)器件都是理想的。箝位電容C遠(yuǎn)大于諧振電容C。輸出濾波電感L足夠大，則其上的輸出電流不變，可以認(rèn)為是一個(gè)恒流源，同理，輸出濾波電容C足夠大，則其上的輸出電壓不變，為一個(gè) 恒壓源。諧振電感L遠(yuǎn)小于

9、勵(lì)磁電感L。變壓器的初級(jí)繞組和次級(jí)繞組的匝比為n=Ni：N2。為了使主管能完全實(shí)現(xiàn)ZVS開通，諧振電感存儲(chǔ)的磁場(chǎng)能大于寄生 電容存儲(chǔ)的電場(chǎng)能。有源箝位正激變換器的主要參數(shù)波形如下圖2-3所示。圖2-3有源箝位正激變換器的主要參數(shù)波形Fig. 2-3 Waveforms of active clamp forward converter圖2-1所示電路在一個(gè)開關(guān)周期中可分為10個(gè)工作模式，其工作過程 如下：(1)工作模式1。 )在t = t時(shí)刻，同步整流管的體二極管D、D換 01034流結(jié)束，同步整流管VT3導(dǎo)通，輸入能量通過變壓器和整流管VT3傳送到輸 出負(fù)載。因?yàn)榇饲癡T3的寄生二極管D3處

10、于導(dǎo)通狀態(tài)，因此整流管VT3實(shí)現(xiàn) 了零電壓開通。在該工作階段內(nèi)，諧振電感l(wèi)和變壓器原邊勵(lì)磁電感L上 的電流在輸入電壓七作用下線性增長(zhǎng)，這一2間段的等效電路拓?fù)淙鐖D)-4 所示：RR圖2-4工作模式1Fig. 2-4 State 1( t0 t1)在這段時(shí)間內(nèi)有:i (t)= i (t)+ *(t-t)(2-3) TOC o 1-5 h z LmLm 0 Lm+Lr0(2-3)i (t)=i*L+i (t)=i S+*J)+1Lro n LmLm 0 匚嚴(yán),0Tl在t = t時(shí)刻，主功率開關(guān)管VT上的驅(qū)動(dòng)信號(hào)消失，VT關(guān)斷，該工作 111階段結(jié)束。這個(gè)時(shí)間段的長(zhǎng)度由變換器的占空比決定。(2)工作

11、模式2(tt )在t = t時(shí)刻，主功率開關(guān)管VT關(guān)斷，在諧振電1211容Cr的作用下，主功率管漏源兩端的電壓開始緩慢上升，因而VT1實(shí)現(xiàn)了零 電壓關(guān)斷。因?yàn)樽儔浩鞲边呺妷篤 /n V(th)依然成立，所以副邊同步整流管VT3仍然導(dǎo)通，輸出電流通過整流管VT3。在該工作階段內(nèi)，諧振電容C、 諧振電感L和勵(lì)磁電感、一起處于諧振狀態(tài)，這一時(shí)間段等效電路拓?fù)淙?圖2-5所示:R圖2-5工作模式R圖2-5工作模式2Fig. 2-5 State 2(在這一時(shí)間段內(nèi)有：i (t)i (t)= i (t )*cos(t-t) LrLr 11- 11u (t) = V *-cos(t-t )+ i (t )c

12、rinL 11 Lr 1+ 匕 * sin(t -1 )Z L 11(2-4)* Z * sin (t -1 )式中:=為諧振電路的特征阻抗 r= /1、為諧振電路的角頻率1 、+%)*因?yàn)橹C振電容C很小，諧振電路的特征阻抗彳很大，所以諧振電容C TOC o 1-5 h z 兩端的電壓能迅速增長(zhǎng)，因此上式可改寫為：ri (t).i (t )*+匕*3(t-1 )=i (t )*+*(t-1)Lr Lr 1 Z 11 Lr 1 L +L11. ( ) m r(2-5)u (t).i (t )*Z *3(t-t)=*(t-1 )crLr 1111 C1r在該階段內(nèi)變壓器原邊繞組上的電壓逐漸減?。篤

13、 (t)QV -V (t)QV -(t-1 )(2-6)min crin C2r當(dāng)t = t2時(shí)刻，變壓器兩端的電壓下降到0V,即：V = 0, u = V ,該 工作過程結(jié)束。工作模式3(t2t3)在t = t2時(shí)刻，副邊同步整流管的寄生二極管D3 和氣開始進(jìn)行換流變壓器原副邊的電壓都為0V，則此時(shí)變壓器原邊激磁 電流i =i (t )保持不變。在該工作階段內(nèi)，諧振電容C和諧振電感L 一 TOC o 1-5 h z Lm Lm 2rr起處于諧振狀態(tài)，這一時(shí)間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-6所示，那么在這一時(shí)間 段內(nèi)有：i (t)= i (t )*cos(t-t)(2-7)LrLr 2L 22(2-7

14、)u (t) = V + i (t )* Z * sin(t -1 )一crin Lr 2222 -到t到t = t時(shí)刻，諧振電容C上的電壓諧振到u = u (t )，該諧振階段結(jié)3rcr c 0束。從提高效率的角度來講，希望這段時(shí)間越短越好，因?yàn)檩敵鲭娏鹘?jīng)過的 是相對(duì)高導(dǎo)電阻的同步整流管的體二極管D3和D4。工作模式4 (七七)在t =七時(shí)刻，箝位開關(guān)管VT2的寄生二極管D2 導(dǎo)通，該工作階段內(nèi)：激磁電流i 3 = i (t)保持不變，(C+C )和諧振電感Lm Lm 2c r匕一起進(jìn)行諧振，變壓器進(jìn)入磁復(fù)位過程，因?yàn)殡娏鱥；r是正向的，在這個(gè) 薩段可以給箝位管VT2以導(dǎo)通信號(hào)，從而使VT2

15、實(shí)現(xiàn)零電壓開通。這一時(shí)間 段等效電路拓?fù)淙鐖D2-7所示：2在這一時(shí)間段內(nèi)有:i (t)= i i (t)= i (t )*cos(t-t )LrLr 3*- 33 -u (t) = V + i (t )* Z sinwcrin Lr 333式中：v - V (t )|- /+ c_* sin(t -1 )vc (t0)- V 一(t - t3 )CZ3+(2-8)* cos w (t -1 )z4= ；C+c為諧振電路的特征阻抗 c rw4 =*(C +C )為諧振電路的諧振角頻率 r c r當(dāng)t = t時(shí)刻，諧振電感上的電流為：i =i (t )，此時(shí)D上的電流降 4Lr Lm 3為0，而D

16、4上的電流則上升為負(fù)載電流，體二極管D3、D4換流完成，該諧振階段結(jié)束。從提高效率的角度來講，希望這段時(shí)間越短越好，因?yàn)樵谠撾A段內(nèi)，原 邊電流和副邊電流，都是通過相對(duì)高導(dǎo)電阻的寄生二極管，而不是低導(dǎo)電阻 的MOS管通道，因而造成了導(dǎo)通損耗的增加。工作模式5(七七)當(dāng)t =七時(shí)刻，副邊同步整流管的體二極管D3、 D4換流結(jié)束，變壓器原邊電壓升高，變壓器的副邊電壓也隨之升高。當(dāng)副 邊4電壓大于同步整流管VT4的門極驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)，VT4導(dǎo)通。因?yàn)榇饲笆撬?寄生二極管D3導(dǎo)通，因而整流管VT4實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。在該階段內(nèi)，箝 位電容C和諧振電容C與激磁電感匚和漏電感匕一起處于諧振狀態(tài)，這一 時(shí)間段效電

17、路拓?fù)淙鐖D2-8所示：1R圖2-8工作模式R圖2-8工作模式5Fig. 2-8 State 5(14-15)在這一時(shí)間段內(nèi)有:i (t)= i (t)= i (t )*cos(t-t) + 二LrIr 444Z4+ i (t )* Z sin Po (t -1 ) +Lr 4444 LrLr 4u (t ) = V 式中：* sin(t -1 )44七(t4)-v* cos (t -1 )(2-9)Z = 1，Lr+Lm為諧振電路的特征阻抗， C +Co4 = L 1*(c C )為諧振電路的諧振角頻率。、 r mc rLr當(dāng)t = t時(shí)刻，諧振電感上的電流諧振到0,即：i = 0，箝位電容上

18、的 5Lr電壓達(dá)到最大值，該諧振過程結(jié)束。工作模式6(頊七)當(dāng)t =七時(shí)刻，諧振電感上的電流諧振到0，在該 工作階段，箝位電容和諧振電容(C+C )和激磁電感和漏電感(氣+、)一起 處于諧振狀態(tài)。電容(C+C )將其儲(chǔ)存的能量回饋到輸入端；副邊輸出電流 繼續(xù)流過具有低導(dǎo)電阻的蠹流管VT4。這一時(shí)間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-9所 示：RR圖2-9工作模式6Fig. 2-9 Statet6)在這一時(shí)間段內(nèi)有:. D V v . D V v (t ) L、心 / Yl i (t)=J * sin |_(t t )u (t ) = V + v(2-10)C (t5)-匕* cos o (t -1 )式中:

19、z =:土土諧振電路的特征阻抗C +C TOC o 1-5 h z o5 = L (C C )為諧振電路的諧振角頻率 rmc r當(dāng)t = t6時(shí)刻，箝位開關(guān)管VT2的驅(qū)動(dòng)脈沖消失，VT2關(guān)斷，該諧振工作階段結(jié)束。22(7)工作模式7( tt )在t = t時(shí)刻，箝位開關(guān)管VT上的驅(qū)動(dòng)脈沖消6762失，由于其結(jié)電容的存在，VT2漏源兩端的電壓是緩慢上升，因此箝位開關(guān)管VT實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。由于副邊耦合電壓V /n V,、仍然成立，因此副 2mgs(th)邊輸出電流仍然通過具有低導(dǎo)電阻的同步整流管VT。在該階段內(nèi)，變壓器4原邊勵(lì)磁電感、諧振電感L和諧振電容C 一起處于諧振狀態(tài)，繼續(xù)對(duì)變 壓器進(jìn)行磁

20、復(fù)位，諧振電容C：將其存儲(chǔ)的能量反饋回輸入端。這一時(shí)間段 等效電路拓?fù)淙鐖D2-10所示：rRR圖2-10工作模式7Fig. 2-10 State 7( t)在這一時(shí)間段內(nèi)有：i (t)在這一時(shí)間段內(nèi)有：i (t)= i (t )*coso (t-t )u (t) = V + i (t )* Z sin To (t-t )一+ Vin-VCZ6+(2-11)crin Lr 6666 -(t6)-Vj*cos% (t-16)式中:弓=；土肖諧振電路的特征阻抗co4 = (l l )*C為諧振電路的諧振角頻率 rm c在t = t7時(shí)亥【，V (t) = 0,V (t) = V，該工作過程結(jié)束。(8

21、)工作模式8( t；t )在；=t7時(shí)亥，諧振電容兩端的電壓諧振到輸入電 壓，即：V (t) = 0,V (t) = V，副邊同步整流管的體二極管D和D開始進(jìn) mcrin34行換流，變壓器原副邊的電壓都為0V。在該階段內(nèi)，諧振電感L和諧振電 容C一起處于諧振狀態(tài)，將其存儲(chǔ)的能量反饋回輸入端，這一時(shí)間段等效 電路拓?fù)淙鐖D2-11所示，在這一時(shí)間段內(nèi)有：i (t) = i (t )* cos(t -1 )(2-12) TOC o 1-5 h z LrLr 71- 77(2-12)u (t) = V + i(t)*Z* sin(t -1)一crin Lr 771- 77式中:Fig, 2-11 St

22、ate 8(七t8)當(dāng)t = t8時(shí)亥L C上的電壓諧振到0V,即：u廣0，該諧振過程結(jié)束。從提高效率的角度來講，希望這段時(shí)間越短越好，因?yàn)檩敵鲭娏鹘?jīng)過的是相對(duì)高導(dǎo)電阻的同步整流管的體內(nèi)寄生二極管D3和D4。(9)工作模式9(tt )在t = t時(shí)刻，u (t) = 0 ,原邊電流經(jīng)過主功率開898cr關(guān)管VT1的體二極管氣，因?yàn)橥秸鞴艿捏w二極管D3、D4仍在換流，變 壓器原副邊的電壓都被箝位在0V，所以u(píng)(t)=匕，即：諧振電感上的電 壓等于匕。這一時(shí)間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-12所示。在這一時(shí)間段內(nèi)有：(2-13)i(t )= Vn (t - t )+ i(t )(2-13)Lr L 9

23、 Lr 9在t = t時(shí)刻，給主功率管VT以導(dǎo)通信號(hào)，VT導(dǎo)通，該工作階段結(jié)束，911因?yàn)榇饲笆撬募纳O管D導(dǎo)通，所以主管VT實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。Fig, 2-12 State 9( t8-19)從提高效率的角度來講，希望這段時(shí)間越短越好，因?yàn)樵谠撾A段，不論 是原邊電流，還是副邊電流，都是通過相對(duì)高導(dǎo)電阻的寄生二極管，而不是 低導(dǎo)電阻的MOS管通道，因而造成了導(dǎo)通損耗損耗的增加。(10)工作模式10( tt )在t = t時(shí)刻，主功率管VT導(dǎo)通，在這一階91091段，同步整流管的體二極管D3、D4繼續(xù)換流，將變壓器的原邊電壓箝位為 0V，因此,(t)=匕，即諧振電感上的電壓等于匕。這一時(shí)間段

24、等效電路 拓?fù)淙鐖D2-13所示：那么在這一時(shí)間段內(nèi)有：ini (t )= Vn (t-t)+ i (t)(2-14)Lr L 9 Lr 9r直到t = t時(shí)刻，副邊寄生二極管D、D換流結(jié)束，該諧振階段結(jié)束。Fig, 2-13 State 10(匕10)從提高效率的角度來講，希望這段時(shí)間越短越好，因?yàn)樵谠摴ぷ麟A段， 輸出電流經(jīng)過的是具有相對(duì)高導(dǎo)通電阻的寄生二極管D3、D4，導(dǎo)通損耗較 大。2.3主功率開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS開通的條件分析通過上節(jié)對(duì)變換器工作過程的分析，可知：箝位開關(guān)管VT2能夠通過它 的寄生體二極管實(shí)現(xiàn)ZVS開通，而主功率管VT1必須通過對(duì)電路進(jìn)行合理 設(shè)計(jì)才能實(shí)現(xiàn)ZVS開通。以下將分

25、析主功率開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS開通的條件。寄生元件的設(shè)定 主功率開關(guān)管能否實(shí)現(xiàn)ZVS開通，關(guān)鍵取決于在 它導(dǎo)通之前的工作階段，即上節(jié)介紹的工作模式8,在該工作階段的初始時(shí) 刻，即t = t時(shí)刻，V (t) = 0,V = V，副邊同步整流管的體二極管D和D進(jìn)7mcr in34行換流，變壓器原副邊的電壓都為0V，在該階段，諧振電感L和諧振電容 cr 一起處于諧振狀態(tài)，諧振電容q將其存儲(chǔ)的能量反饋回輸入端。r為了實(shí)現(xiàn)主功率開關(guān)管ZVS開通，主功率管的漏源電壓兩端的必須在 它開通之前能夠降至0V，則需要滿足條件：諧振電感L存儲(chǔ)的能量必須大 r于諧振電容C存儲(chǔ)的能量，即：r2Lr12Ln(MAX )-2Cr

26、V (MAX)式中：iL(max)為勵(lì)磁電流的最大值；vn(MAX)為輸入電壓的最大值。死區(qū)時(shí)間的設(shè)定為了使主功率開關(guān)管VT1和箝位開關(guān)管VT2順利 實(shí)現(xiàn)諧振，必須在它們的驅(qū)動(dòng)脈沖之間加入一定的死區(qū)時(shí)間。t0Vt0VGS圖2-14死區(qū)時(shí)間的設(shè)定Fig. 2-14 The design of dead time如圖2-14所示，At1是主功率管VT、箝位開關(guān)管VT2驅(qū)動(dòng)脈沖之間的死區(qū)時(shí)間。為了使主功率管VT實(shí)現(xiàn)ZVS開通，&1應(yīng)該取足夠大。在實(shí)際 1工程設(shè)計(jì)中，M最好設(shè)計(jì)在諧振周期的1/4左右。因?yàn)檫@樣不僅能保證諧 振電容Cr上的的電壓諧振到零，而且能保證在諧振電感L上的電流反向的 時(shí)候開通主功

27、率管VT】，從而確保主管VT1實(shí)現(xiàn)ZVS開通。At1 2 WK(2-16)2.4基于Pspice的電路仿真為了驗(yàn)證上一節(jié)對(duì)有源箝位正激變換器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)理論分析的正確性， 采用Pspice仿真軟件，對(duì)有源箝位正激變換器進(jìn)行了仿真。仿真結(jié)果如圖 2-15到2-22所示。15.6V 191.3us 192.0us194.0us196.0us198.0us200.0us202.0us圖2-15主開關(guān)管和箝位開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)Fig. 2-15 The GS waveforms of main switch and clamp switch200VVGSVT10VVDSVT1303.16us304.00u

28、s306.00us308.00us310.00us15.6V 191.3us 192.0us194.0us196.0us198.0us200.0us202.0us圖2-15主開關(guān)管和箝位開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)Fig. 2-15 The GS waveforms of main switch and clamp switch200VVGSVT10VVDSVT1303.16us304.00us306.00us308.00us310.00us312.00us314.00us315.23us200V圖2-16主開關(guān)管驅(qū)動(dòng)GS及DS波形Fig. 2-16 The GS and DS waveforms of

29、main switch-200V303.16us304.00us306.00us308.00us310.00us312.00us314.00us315.23us-200V303.16us304.00us306.00us308.00us310.00us312.00us314.00us315.23us圖2-17箝位開關(guān)管驅(qū)動(dòng)GS及DS波形Fig. 2-17 The GS and DS waveforms of clamp switch如圖2-15所示：通道一為主功率管VT的驅(qū)動(dòng)脈沖，通道二為箝位開關(guān)1管VT2的驅(qū)動(dòng)脈沖。從圖中可以看出，這兩路驅(qū)動(dòng)脈沖之間有一段死區(qū)時(shí)間， 在這段時(shí)間內(nèi)，變換器原邊的

30、寄生參數(shù)能夠順利諧振，從而保證主功率管VT1 和箝位開關(guān)管VT實(shí)現(xiàn)零電壓開通和關(guān)斷。如圖2-16所示：通道一為主功率管VT的GS波形，通道二為主功率管1VT1的DS波形。從圖中可以看出，在主功率管VT1的驅(qū)動(dòng)脈沖到來之前， DS兩端的電壓已經(jīng)降為零，因而主功率管V實(shí)現(xiàn)了零電壓開通；在GS兩 端電壓下降到零之前，DS兩端的電壓一直為零電壓，因而主功率管VT實(shí)1 現(xiàn)開關(guān)管零電壓關(guān)斷。如圖2-17所示：通道一為箝位開關(guān)管VT2的GS兩端波形，通道二為箝 位開關(guān)管的DS兩端波形。從圖中可以看出，在其GS兩端電壓下降到零之 前，DS兩端的電壓一直為零電壓，因而箝位開關(guān)管VT2實(shí)現(xiàn)開關(guān)管零電壓 關(guān)斷；在箝位開關(guān)管VT2的驅(qū)動(dòng)脈沖到來之前，其DS兩端的電壓已經(jīng)降為 零，因而箝位開關(guān)管VT：實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。如圖2-18所示為箝位電容兩端的電壓波形，因