硅諧振微傳感器閉環(huán)系統(tǒng)模擬-數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)研究

StudyonClosedLoopSystemsofSiliconResonantMicro-sensorsbasedon og/DigitalPLLTechnologyADissertationSubmittedfortheDegreeofCandidate：ZhaoQiaozhuanSupervisor：Prof.ZhouHaominSchoolofInstrumentationScience&Opto-electronicEngineeringBeihangUniversity,Beijing,China 分立器件實現(xiàn)鎖相環(huán)。以DSP為，利用DSP高速的信號處理功能，編程實現(xiàn)鑒相和低通濾波的功能。此外，由DSP控制A/D轉(zhuǎn)換和的DDS（直接數(shù)字頻率合成），完成數(shù)據(jù)與特定頻率正弦波的輸出。分布式電參數(shù)耦合、同頻干擾嚴(yán)重，高速高精度多通道模數(shù)轉(zhuǎn)換的選擇，小型化Intheapplicationofsiliconresonantmicrosensors,detectionofweaksignalswithlowSNR(SignalNoiseRatio),miniaturizationandanti-jammingproblemsofself-oscillationclosed-loopsystemarequiteoutstanding.Theclosedloopsystemofsiliconresonantmicropressuresensorusedaspecialprinciple,“PhaseLockedLoop(PLL)&FrequencyDivision”.TwosystemsaresetuprespectivelybasedonogPLLanddigitalPLLtechnologies.Someinnovationworkisdoneonprojectchoice,theoryysis,circuitdesign,chipchoice,circuitdebugging,thetestingofmicrosensors’wholeperformance,etc.PLLhastheuniquetraitsoncarrierwavetracking,modulatingtrackingandlowthreshold,whichcanacquireweaksignalswithlowSignalNoiseRatio.Throughexperimentalandacademic ysisindetail,theformercircuitisimprovedontheminiaturizationandperformanceoptimization,whichisbasedontheprincipleofogPLL.The ogPLLiscomposedofseparate ogcomponentsincludingphasedetector(PD),low-passfilter(LPF),Voltage-controlledoscillator(VCO)andThedigitalPLLclosedloopsystemofsiliconresonantpressuremicrosensorbasedontheprincipleofogPLL,isrealizedwithseparatedigitalcomponentsaswell.Usingthehigh-speedDSPascore,phasedetector(PD)andlow-passfilter(LPF)arerealizedbyprogramming.ThedataacquirementandoutputofspecialfrequencysinewavearecomletedbyA/DswitchchipandspecialDirectDigitalSynthesischipundercontrolofInthedevelopmentofclosedloopsystem,severaldifficultiesareencounteredresolvedseriatim,whichareweaksignal,high-frequency,strongcouplinganddisturbanceofthesamefrequency,theselectionofhigh-speed,high-precisionandmulti-centerA/Dchips,theselectionofminiaturizationchips,matchingoftheoganddigitalcircuits,thetime-sequencecontrolandarithmeticoftheDSPetc.Intheproceedingofdevelopmentanddebuggingofthecircuit,experienceandtechnologyareaccumulated,whichissignificantfortheapplicationofsiliconresonantmicro:microsensors,resonant,closedloopsystem,PLL(phaselockedloop),DSP(DigitalSignalProcesser) 第一章緒 課題背景及內(nèi) 國內(nèi)外微小型傳感器信號檢測與處理方法綜 混沌 小波分析 相關(guān)檢測 基于單片機的硅微諧振傳感器的測量方 模擬鎖相環(huán)技 基于DSP的數(shù)字鎖相環(huán)技 第二章傳感器閉環(huán)系統(tǒng)理論分 諧振式傳感器閉環(huán)測量的基本原理及基本概 硅諧振式壓力微傳感器的結(jié)構(gòu)及特 傳感器的敏感結(jié) 傳感器的激勵/拾振方 實際傳感器的開環(huán)特性測 閉環(huán)系統(tǒng)設(shè)計的難 鎖相環(huán)技術(shù)方 鎖相環(huán)方案的提 鎖相環(huán)的相位模 鎖相環(huán)的工作原 環(huán)路基本方程的物理含 鎖相環(huán)工作過程的定性分 第三章基于模擬PLL的閉環(huán)系統(tǒng)的小型化與性能優(yōu) 各模塊設(shè)計原 拾振模 放大濾波模 原系統(tǒng)設(shè)計原 問題分 問題的解 鎖相環(huán)模 鑒相 低通濾波 壓控振蕩 倍頻 激勵模 電源模 具體實 新系統(tǒng)與原系統(tǒng)對比實物 實驗數(shù)據(jù)及結(jié)果分 實驗儀器和環(huán) 實驗數(shù) 結(jié)果分 靈敏 遲 重復(fù) 本章小 第四章基于數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)的微傳感器閉環(huán)系 概 系統(tǒng)的硬件設(shè) 拾振模 放大濾波模 倍頻模 激勵模 電源模 DSP模 一些關(guān)鍵寄存器的設(shè) DSP模塊與外設(shè)的硬件連接設(shè) A/D轉(zhuǎn)換模 數(shù)控頻率合成模塊（DDS模塊 系統(tǒng)的軟件設(shè) 軟件流 軟件系統(tǒng)主要模塊的設(shè) 初始化模 A/D轉(zhuǎn)換模 控制波形輸出模 鑒相與低通濾波模 頻率控制字與相位差的關(guān) 結(jié)果及分 參考文 附錄 硅諧振式壓力微傳感器模擬鎖相環(huán)閉環(huán)系 附錄 硅諧振式壓力微傳感器數(shù)字鎖相環(huán)閉環(huán)系 附錄 數(shù)字鎖相環(huán)閉環(huán)系統(tǒng)DSP控制程 攻讀期間取得的學(xué)術(shù)成 第一章緒論課題背景及微型傳感器及其應(yīng)用的研究大體集中在五個方面：（1）（4）傳感器后續(xù)調(diào)理電路的微型化技術(shù)；（5）傳感器單片集成技術(shù)[5]條件；但同時，又與微傳感器的開環(huán)測試一樣，微尺度所造成的三個主要技術(shù)難題，即微激勵功率，微伏量級的微弱信號流，微米量級的諧振器[6]。此外，激勵和諧振回路間的電耦合是的，即存在嚴(yán)重的同頻耦合干擾。另一方面，還要特別國內(nèi)外微小型經(jīng)實用化；例如，英國Druck公司、橫河株式會社等制造的硅微型諧振橋（梁）式壓力傳感器，精度高達0.01%FS，已經(jīng)在國防、石油化工、能源電力、工業(yè)自動化等領(lǐng)域獲得了成功的應(yīng)用。但在公開的文獻中，對涉及到諧振式硅微傳感器的一華北工學(xué)院、西安交通大學(xué)、相關(guān)等也相繼開展了有關(guān)的研究工作，但非自治的非線性動力學(xué)系統(tǒng)在從混沌狀態(tài)到大尺度周期轉(zhuǎn)變時表現(xiàn)出鎖頻特圖 混沌法提取硅諧振微傳感器信力頻率的頻偏小于特定值（0.0015）時，原處混沌狀態(tài)的相軌跡變?yōu)榍逦拇笾芷谠肼暸c信號分離，并采頻法識別系統(tǒng)，研究采樣頻率與系統(tǒng)諧振頻率的關(guān)系，在航空航天大學(xué)自動控制系將相關(guān)檢測技術(shù)應(yīng)用于全光纖硅諧振微傳感器信光熱效應(yīng)(ED)、光進光出(lightinlightout)”92。圖2全光纖硅諧振微傳感器原理（振動位移調(diào)制的反射光的光強信號。置放大后，信號仍然微弱，為了進一步改善信圖 互相關(guān)運算原理FF圖 檢測電路總體框A顯示809（80C1968098（80C196）HSO的 用HSO在峰值點啟動8098（80C196）ADC，根據(jù)轉(zhuǎn)換結(jié)果，A顯示圖5用單片機實現(xiàn)系統(tǒng)軟件設(shè)計的三個環(huán)節(jié)為：①頻率設(shè)置，用一個三維表格存放（）HSOPF②示處理；③PID控制。采用此閉環(huán)系統(tǒng)的前提是，不僅要求該新型硅微傳感器的振蕩鎖相環(huán)路（Phase-LockedLoop）是一個能夠輸入信號相位的閉環(huán)自動控制系統(tǒng)。1932年，DeBellescize提出同步檢波理論，首次公開了對鎖相環(huán)路的描述。1947年，鎖相環(huán)路第一次應(yīng)用于電視水平和垂直掃描的同步。到70年代，隨多種集成鎖相環(huán)路，鎖相環(huán)路逐漸變成了一個成本低、使用簡便的多功能組件，有調(diào)制解調(diào)、頻率合成、電視機彩色副載波提取、FM立體聲等。隨著數(shù)字技術(shù)由于鎖相環(huán)路具有載波特性，相當(dāng)于一個中心頻率可變的窄帶濾波器，測上，Tohoku大學(xué)學(xué)者Y.Matsumoto和M.Esashi用鎖相環(huán)技術(shù)檢測集成硅電容目前檢索到的資料表明，國外已有多家機構(gòu)把DSP用在微機電系統(tǒng)的閉環(huán)檢測速度的測量并成功研制出樣機[14]，其系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖6。圖 微機械陀螺儀樣機閉環(huán)系統(tǒng)2個環(huán)路：環(huán)路一用來產(chǎn)生陀螺儀的驅(qū)動電壓。這部分包含一個相位和微機電閉環(huán)系統(tǒng)也可用全數(shù)字鎖相環(huán)（DPLL）DSP成功實現(xiàn)DPLL（DSP-PLL）的個例。葡萄牙學(xué)者TeresaM.Almeida過幾篇來闡述這個問題Tottori大學(xué)學(xué)者ShigekiOBOTE等人則設(shè)計了一個比傳統(tǒng)DSP-PLL性能更佳的雙環(huán)DSP-PLL，以期在更寬的頻帶內(nèi)更快的獲取諧振頻率。構(gòu)的優(yōu)化、測量電路的穩(wěn)定性、能力、工程化方面都還有待于深入的研究和改對已有的硅諧振式壓力微傳感器模擬鎖相環(huán)閉環(huán)系統(tǒng)進行小型化和性能優(yōu)化，在本文的第三章詳細講述了該系統(tǒng)的原理、重點做的改進和具體的實現(xiàn)過程以及數(shù)據(jù)分析。諧振式傳感器閉環(huán)測量的基本原理及基kkcxm圖7單自由度阻尼系統(tǒng)系統(tǒng)的運動方程為式（2.1： 當(dāng)作用外力與系統(tǒng)的阻尼力相平衡，即F(t)cx&時，系統(tǒng)以其固有頻率做等幅振

kmn km 2 G(s) ms2cs

s22sn2G(j) n2m(j)2cj (j)22njn1(1P2)1(1P2)2(22() (P

1 ()180

2

(P1 P 式（2.5） A(ω)——系統(tǒng)的幅頻特性 P

圖 單自由度振動系統(tǒng)幅相特性曲1-21-22k1112k111

arctan1 由式（2.6）和（2.7）可以看出，最大振Amax對應(yīng)的頻率總是略微偏離固有頻率定義它為系統(tǒng)的諧振頻率fr(r)，表示為式f

122 12r1222f1frffQ1

ff2

2式（2.9）f1、f2Amax/2 圖9求解Q值示意在設(shè)計諧振式傳感器時，要盡量降低傳感器系統(tǒng)的阻尼，提高其機械品質(zhì)因數(shù)QQ值有很多優(yōu)點，它可以降低維持系統(tǒng)振動的能量，從而可以降低熱損耗的對應(yīng)誤差[4]。說到底，Q值是衡量和影響所有諧振式傳感器性能高低最重要的技術(shù)指標(biāo)作狀態(tài)，必須基于閉環(huán)自激系統(tǒng)。其基本原理如圖10所示圖 閉環(huán)自激系統(tǒng)原理框是反饋系數(shù)。實際上，為了可靠自激，應(yīng)取A1。（n＝0，1，2，…硅諧振式壓力微傳感器的結(jié)構(gòu)及力[5。應(yīng)力的變化改變了諧振梁的固有頻率，于是問題歸結(jié)為如何測量。雖然無法直接測量

振頻率rQ1高（如達到104量級，即阻尼比12Q足夠小，就有r 1用r近似代替n圖 硅諧振式壓力微傳感器的敏感組件結(jié)該傳感器采用電熱激勵/壓阻拾振方式，當(dāng)交流驅(qū)動電壓v(t)VaccostVdc加在激振電阻上時，產(chǎn)生電－熱轉(zhuǎn)換，溫度變化導(dǎo)致硅梁發(fā)生形變，從而產(chǎn)生驅(qū)動載荷（驅(qū)動力矩Mt。當(dāng)M(t)的頻率與硅梁固有頻率相同時，硅梁發(fā)生諧vstrst為拾振電阻阻值。圖 電阻熱激勵/壓阻拾振等效電若在激勵電阻Rx上加載交變電壓Vaccostvx(tVdcVaccost)Px(t)

和直流偏壓 (P(t)1(VVcost)21(V22VVcostVcos2 dc 2VV 0.5V2cosPx(t) ac dc 間距相當(dāng)小，則激勵和拾振回路間的電耦合。理論和實驗分析[6]表明，極間10pF左右。由于這一分布電容的存在，相對較強的激勵信號，們把這種激勵信號直接耦合到拾振回的現(xiàn)象稱之為“同頻耦合干擾”或簡稱為其激振電阻為960，拾振電阻為520，實際傳感器如圖13所示。圖1342.66kHz。另外，由測試可知：Q值<300，激勵電壓<1V。Q值不高的主要原因圖 硅諧振式壓力傳感器的開環(huán)特硅諧振壓力微傳感器輸出的信號極其微弱，約為 號仍然非常明顯。傳感器輸出的混合信號經(jīng)過簡單的濾波放大之后仍無法用示波器號檢測問題，給后續(xù)電路信號檢測，從原理、設(shè)計到調(diào)試都提出了充滿的[5]環(huán)系統(tǒng)的輸出自動輸入被測量的變化，要求整個系統(tǒng)必須始終處于諧振狀態(tài)——鎖相環(huán)技術(shù)對于純交流電壓激勵，有用信號的頻率為2frfr，要求fkf (0.15k無論輸入鎖相環(huán)路的信號是已調(diào)制或未調(diào)制的，只要信號中包含有載波頻率成分，就可將環(huán)路設(shè)計成一個窄帶濾波器，輸入信號載波成分的頻率與相位化，環(huán)路輸信號就是要提?。ǎ┹d波信號。本課題中的鎖相環(huán)路（Phase-lockedLoop）是用于輸入信號相位的閉環(huán)控制系統(tǒng)。鎖相環(huán)對輸入信號來說，相當(dāng)于一個窄帶濾波器，能有效地提取淹沒在噪捉到該信號并啟動其頻率的功能保證諧振狀態(tài)的穩(wěn)定性。鎖相環(huán)路之所以能夠進入相位，實現(xiàn)輸出與輸入信號的同步，是因為它是一個相位的負反饋自動控制系統(tǒng)。它由鑒相器（PD、環(huán)路濾波器（LPF）和壓控振蕩器圖 鎖相環(huán)的基本結(jié) 圖17鎖相環(huán)路相位的數(shù)學(xué)模型鑒相器（PD）又稱相位比較器，vi(t)的相θ1(t)VCO輸出信號vo(t)的相位θo(t)進行比較，產(chǎn)生對應(yīng)于兩信號相位差θe(t)的誤差電壓vd(t)，起和瞬變雜散干擾，以便得到更純正的控制電vc(t)去控VCO的輸出頻率。鎖相環(huán)正是利用PD和LPF來壓縮等效噪聲帶寬，以達到抑制輸入噪聲的目的。壓控振蕩器（VCO）是一個電壓/頻率（或相位）變換電路，其輸出電壓vo(t)ωo(t)受控制電vc(t)的控制ωo(t)ωi(t)靠攏，即vo(t)vi(t)的相位差減小。由圖17的相位模型可得e(t)1(t)o o(t)K0

sin[

(t)]F(p

pe(t)p1(t)K0KdF(p)sin[e 環(huán)路輸入瞬時相位1(t)與輸出瞬時相位o(t)之間的關(guān)而不是輸入電壓vi(t)與輸出vo(tPLL是一個傳遞相位的閉環(huán)系統(tǒng)，其內(nèi)流動的信息是相位，環(huán)路基本方程的物理含義設(shè)環(huán)路輸入一個頻率i和相位i均不變vi(t)Visin[iti]Visin[ot(io)ti式中，o是控制電壓vc(t)為零時壓控振蕩器的固有振

令1(t)(io)t 則p1(t)io pe(t)oKoKdF(psin[e(t)] 右邊第一項o稱為固有頻差，它反映鎖相環(huán)需要調(diào)整的頻率量。右邊第二項是閉環(huán)VCO受控制電壓vc(t作用引起振蕩頻率v相對于固有頻率o的頻差（vo，o 即(iv)(io)(vo 鎖相環(huán)工作過程的定性分析當(dāng)在環(huán)路的作用下，調(diào)整控制頻差等于固有頻差時，瞬時相差e(t)趨向于一

pe(t)e()t

即指VCO輸出信號與環(huán)路輸入信號）之間無頻差而只有一固定的穩(wěn)態(tài)相差e()作用之后得到的控制電壓KdFj0sine()也為直流。因此，鎖定時的環(huán)路方程為KoKdF(j0)sine()

e() eKo

F(振蕩角頻率v相對于o偏移了o，而與輸入信號角頻率i相等的結(jié)果。即voKoKdFj0)sine()ooi 變化時，輸出信號的頻率和相位以同樣的規(guī)律隨之變化，這一過程稱為環(huán)路的過例如當(dāng)ii

也增大，使得穩(wěn)態(tài)相差e()e()增大又使直流控制電壓增大，這必使VCO產(chǎn)生的控制頻差v也增大，當(dāng)大到足以補償固有頻差 時，環(huán)路維持鎖定，因而ovKoKdF(j0)sine

KoKdF( 如果繼續(xù)增大ooKoKdFj0)，則環(huán)路失鎖（vr把環(huán)路能夠維持鎖定的最大固有頻差定義為環(huán)路的同步帶HHo KoKdFj0) 同步帶H的物理意義：當(dāng)輸入信號的頻率i在同步范圍（2H）為一上下不對稱的穩(wěn)定差拍波，其平均分量vd為一恒定的直流。這一恒定的直流電壓通過環(huán)路濾波器的作用使VCO的平均頻率v偏離o向i方向靠攏這就是環(huán)路的頻VCO的瞬時角頻率v(t)始終不能等于輸入信號的頻率i，即環(huán)路不能鎖定。但v(t)的平均頻率v已向i方向牽引，這種牽引作用的大小顯然與vd的大小有關(guān)。vd的大小又取決于差拍波vd(t的前面的討論是在假定環(huán)路已經(jīng)鎖定的前提下，來討論環(huán)路過程的。但在實際上電時，鑒相器輸入端兩信號之間存在著起始頻差（即固有頻差）o，其相ot，因此，鑒相器輸出是一個角頻率等于頻差ovd(t)Kd 若ovd(tVCO)當(dāng)o減小到某一范圍時，鑒相器輸出的誤差電壓vd(t)是上下不對稱的差拍波其平均分量（即直流分量）不為零，通過環(huán)路濾波器的作用，使控制電壓vc(t中的直流分量增加，從而牽引著VCO的頻率v平均的向i靠攏。這使得vd(t)的拍頻（iv）減小，增大vd(tVCO的加，VCO的平均頻率v不斷地向輸入信號頻率i靠近。在一定條件下，經(jīng)過一段時pe(tiv減小到某一頻率范圍時，以上頻率捕獲過程即告結(jié)束。此后進入相位捕獲過程，e(t)的變化不再2π，最終趨于穩(wěn)定值e()。同時，vd(t、vc(tKdsine(和vc(，壓控振蕩器的頻率被鎖定在輸入信號頻率i上，使pe(t)0(vi)，捕獲的全過程即告結(jié)束，環(huán)路鎖定[26]需

pp

蹤輸入信號的相位和頻率，當(dāng)VCO輸出頻率鎖定在輸入信號頻率上時，位于信號頻LPF低通特性的抑制，從而減小了對VCO的干擾作用。所以，鎖相環(huán)對輸入信號來PLL在第二章中介紹了諧振式傳感器閉環(huán)測試系統(tǒng)的原理與本系統(tǒng)的技術(shù)——鎖經(jīng)過多年的研究和實踐，本已初步實現(xiàn)基于模擬鎖相環(huán)技術(shù)的硅諧振式壓的諧振信號vs(t)的頻率是激勵電壓vx(t)頻率的2倍，因此壓控振蕩器輸出的信圖 硅諧振式壓力微傳感器的閉環(huán)系統(tǒng)原理 原電路板電路面積較大，約為282×90mm2。微傳感器閉環(huán)系統(tǒng)要工為原來的1/8，系統(tǒng)成本降低為2/3，系統(tǒng)更易調(diào)試、性能更穩(wěn)定，成功實現(xiàn)了傳感器閉各模塊設(shè)計在此，為了便于描述和區(qū)分，將原有的硅諧振式微傳感器的模擬鎖相圖 恒壓源拾振電OP27構(gòu)成電壓跟隨器，接在其輸出端，以便于后端負載隔離。電位器R4用于直流電橋的初始平衡調(diào)節(jié)。當(dāng)滿足rs(R3R4R1R2uo輸出微傳感器拾振電阻輸出的有用信號極其微弱（V甚至nV數(shù)量級器本身的噪聲，防止在放大信號的過程中使信噪比進一步。這對離傳感器最近的原系統(tǒng)設(shè)計原理原系統(tǒng)中，該部分采用了三級濾波放大電路，以高精度、低噪聲集成運放圖 原系統(tǒng)的前級放大濾波電路原理G(s)R5R1 10 1RCs110410105除高頻交流噪聲。放大倍數(shù)A1＝R5/R1=10/0.22，約為50。

2πR

2π104

5G(s) C6R7 3.31082.7104 6 7 (1RCs)(1RC (13.310833s)(12.71041.110106 72()是一個比例環(huán)節(jié)、一個微分環(huán)節(jié)與二個慣性環(huán)節(jié)的串連，所以這是一個帶通

fc

54kHz 2π2.7104f'

2π3.310892kHz（54kHz146kHz），帶寬中心頻率為100kHz。放大倍數(shù)A2=R7/R6=27/0.033，約為818G(s)R9R8 200 1RCs12105510129 159kHzc 2πR 2π210559 問題分析問題主要出在第二級的帶通濾波環(huán)節(jié)，由于之前的設(shè)計者在選用時，只考慮到OP27的低噪聲、低漂移和高速性能，沒有考慮到對于負載的要求，以致在實（3.532kHz，有用信號頻率為64kHz，勉強可以滿足需要。但是新的傳感器輸出的有用信此外，由OP27的資料知，當(dāng)信號頻率大于100Hz時，該的電壓增益隨圖 OP27的電壓增益--頻率特問題的解決心的帶通濾波電路。MAX275是公司推出的一款連續(xù)時間模擬集成有源濾波需外接電容。通過外接電阻的不同組合形式可以實現(xiàn)巴、切比、型R、C組成的二階節(jié)相比，MAX275組成的濾波器具有外接元件低通輸 --輸- 低通輸 --輸- +帶通輸圖 MAX275濾波器單元結(jié)R2=2109/F0 R4R25K(Q)(2109 R3 其中，R3的取值范圍為5K,4M；RX/RY因子RXRY是濾波器內(nèi)部的R1R3

其中， 是用于帶通濾波時，頻率為F時引腳BOP處的增益[10] 8429842967 - 35圖 MAX275外接電路及參器。原系統(tǒng)中，鑒相器和倍頻器環(huán)節(jié)均由模擬乘法器AD534實現(xiàn)[5]。R11 C11－x(t)2R10-+FADJ圖 原硅微傳感器閉環(huán)系統(tǒng)的模擬鎖相環(huán)原理框鑒相AD534DIP14（直插式，14個管腳AD633AD534。相對而言，AD633SO-8，AD534的1/3AD534的1/4二者性能相近，AD633精度稍低于AD534，但后期實驗數(shù)據(jù)表明，并沒有因更換影響到系統(tǒng)性能。AD63310M?的輸入阻抗，總誤差典型值為圖 模擬乘法器AD633管腳示意其中，X1、X2、Y1、Y2為差分輸入管腳 為輸出管腳，其傳遞函數(shù)W(X1X2)(Y1Y2)

輸入到X1管腳的混合信號x(t)x(t)cos(2t1)cos(t2其中，有用信號是cos(2t1)，同頻干擾是cos(t2)。輸入到X2管腳的信號是對x(t)取反后的-x(t)。假定輸入到Y(jié)1管腳的信號

y2(t)cos(2t3 2[cos(2t)cos(t)][cos(2t) 1[cos()cos(4t)cos(3t)cos(t 在鎖相環(huán)進入鎖定狀態(tài)后，x(t)與y2(t)之間相位差恒定。所以（3.14）式中的交流分量后，由這項直流分量的大小控制振蕩器VCO的輸出波形的頻率。低通濾波器噪聲和瞬變雜散干擾，以便得到更純的控制電壓vc(tVCO的輸出頻率。新系OP27和電容電阻搭建而成。壓控振蕩器等。選擇的時候還應(yīng)注意控制特性k0是正值還是負值。新系統(tǒng)沿用公司的MAX038（k0是負值，其主要性能參數(shù)為：0.1Hz20MHz；輸出正弦信號幅值：±1Vp-p0.75%；線性控制區(qū)域為固有振蕩頻率的±70%MAX038LPFMAX038FADJ管腳接地，調(diào)節(jié)電位器R12使MAX038輸出波形達到某一頻率fr（本系統(tǒng)中fr等于微傳感器諧振頻率的一半。然后將FADJ管腳的接地導(dǎo)線斷開，合上開關(guān)，設(shè)這時LPFVFADJMAX038fx可通過式（3.15）計算得fxfr(10.2915VFADJ 倍頻由于微傳感器采用純交流激勵，其輸出的有用信號頻率是VCO輸出信號頻率的2倍。而PD要求輸入信號頻率相等，所以在VCO與PD的反饋回路中需要增加一個倍頻器。原系統(tǒng)中，倍頻模塊由運算放大電路（調(diào)節(jié)回路電壓幅值、模擬乘法器AD53426所示。同樣是出于系統(tǒng)小型化的考慮，本系統(tǒng)用AD633代替AD534。圖26所示為倍頻器原理圖。圖 倍頻環(huán)節(jié)原理y'(t)y2(t)1[cos(2t) 本系統(tǒng)采用純交流激勵，MAX038輸出先經(jīng)過一個有源低通濾波電路，濾除高頻AD844P8可用于圖 激勵模塊電路原理電源模塊為整個提供合適的直流工作電壓，系統(tǒng)外接±12V直流電源，由于部分供電電源為±5V，因此電源部分需要用到電壓轉(zhuǎn)換。作者曾嘗試用小體積的電壓轉(zhuǎn)換，但是考慮到穩(wěn)壓的功率輸出必須能夠滿足整個電路的需要（體積越小，最大供電電流越小。經(jīng)過計算，電路中需要±5V電壓供電的功率損耗大約為600mA以上。所以仍然采用了體積較大78057905，其輸出電流1A。值具體PLLAD633AD534，不僅大大縮小了該部統(tǒng)成本的約1/2。而AD633的成本只有其不到1/4。雖然精度降低，但靈敏度的適除激勵環(huán)節(jié)沒有貼片式封裝，也沒有及時找到合適的替代所以未作阻和無極性電容封裝由1206改為0805。為減小系統(tǒng)的總面積，PCB設(shè)計時將電路板分為大小相等的兩塊板，其上的元器新系統(tǒng)與原系統(tǒng)對比實物圖34cm21/8。下圖為兩個系統(tǒng)電路板的對28本上只需將MAX038的FADJ管腳接地再斷開即可實現(xiàn)再次鎖定與。實驗數(shù)據(jù)及結(jié)果 調(diào)節(jié)分辨率：0.01精度：0.25調(diào)節(jié)分辨率：從－0.1MPa0.4MPa，分別為數(shù)字示波器：TDS1012，100MHz，1GS/s本上可以實現(xiàn)上電即起振。該系統(tǒng)性能穩(wěn)定，已正常工作歷時7個月。我們使用的硅諧振壓力微傳感器樣機，激振電阻為960，拾振電阻為520，其開率與壓力源提供的壓力間的對應(yīng)關(guān)系見表1。1硅諧振式壓力微傳感器的壓力－頻率特性（新系統(tǒng)(kgf/cm21234表 （續(xù)1的實驗數(shù)據(jù)繪出新的閉環(huán)測試系統(tǒng)的頻率/29所示。程，“*”代表反行程，由圖29可以看出傳感器的遲滯誤差并不明顯。圖 頻率/壓力特性曲環(huán)測試的四組實驗數(shù)據(jù)，見表2。表 硅諧振式壓力微傳感器的壓力－頻率特性（原系統(tǒng)(kgf/cm2123412中的數(shù)據(jù)，可以看出在標(biāo)準(zhǔn)大氣壓下新系統(tǒng)測得的傳感器諧靈敏SYmaxXmaxX

3.17Ymax和Ymin分別取圖29中傳感器輸出頻率的上限和下限XmaxXmin分別取圖29中傳感器的測量上限和測量下限S(44.64642.652)kHz(2.50.0)kgf/

8.133Hz/ S(44.69042.697)kHz(2.50.0)kgf/

8.129Hz/ 遲 (yH 100% 式（3.20）中，(yH)max是傳感器正行程和反行程平均校準(zhǔn)特性之間的最大差值。kgfcm2處對應(yīng)的正行程和反行程頻率值相差最大，因此取(yH)max43.14643.137kHz0.009kHzH 2(44.646

100% kgfcm2處對應(yīng)的正行程頻率值和反行程頻率值相差最大，因此取(yH)max43.19343.1840.009kHz，這樣H 2(44.690

100% 重復(fù)將yuij看成第i個測點正行程的字樣，采用極差法計算第i個測點的標(biāo)

m式中，Wui—極差，即第i個測點正行程的m個標(biāo)定值中的最大值與最小值之差dm—極差系數(shù)，取決于測量循環(huán)次數(shù)，即樣本容量m。循環(huán)次數(shù)m4時，極差系數(shù)dm2.24。測點1234測點1234WSW/環(huán)環(huán)環(huán)環(huán) i123正45行67程89 SdiWdi/反行程987表 （續(xù)6543211nn1nns2i1n 22s

*2 *2

100%

100% 11n 1nns2i *21nns2i *2R

100%

100% 0.5個百分點。分析此問題的原因主要是因為鎖本章1/8性誤差增大，導(dǎo)致系統(tǒng)整體精度降低。這主要是由于鎖相環(huán)的模擬乘法器更換了概圖30基于鎖相環(huán)技術(shù)的傳感器閉環(huán)系統(tǒng)原理圖DSP的閉環(huán)系統(tǒng)”[5]的方案，課題進行過程中，發(fā)現(xiàn)該閉環(huán)系統(tǒng)相關(guān)的原理描述與實際相關(guān)運算中采用的是自相關(guān)運算方式 模塊發(fā)出的信號沒有反饋到復(fù)合音叉?zhèn)鞲衅鲾?shù)字閉環(huán)系統(tǒng)的優(yōu)勢在于不僅可以實現(xiàn)對音叉?zhèn)鞲衅鞯拈]環(huán)測DSPPLLDSP為中心，加A/D的一組輸入信號。A/DDDS發(fā)出的參考信號。DSP的作用是完成鑒相、低通濾波和頻率相位控制字的生成，同時控制A/D及數(shù)控波形發(fā)生器合理、工作。DDS圖 硅諧振式微傳感器數(shù)字鎖相環(huán)閉環(huán)系統(tǒng)原理系統(tǒng)的軟件流程包括系統(tǒng)初始化——起振——A/D轉(zhuǎn)換（采樣）——鑒相（序列相乘）——低通濾波——控制DDS模塊產(chǎn)生所需頻率與相位的正弦波。DSP的處理速度（以MotoloraDSP56311為例150MIPS（InstructionsPer[25]MAC，所以它能很好的滿足實時系統(tǒng)的硬件圖32本模塊沿用了恒壓源直流電橋。REF01提供基準(zhǔn)電壓源，OP27的電壓跟隨電路用于提高直流電路的帶負載能力。微傳感器的拾振電阻作為電橋的一個橋臂。不同的傳感器，拾振電阻阻值也不相同，R1的阻值應(yīng)盡量接近拾振電阻的阻值。流噪聲，高頻交流噪聲以及由傳感器激勵端耦合過來的一倍頻正弦信號。要使得PLL正確識別有用信號并對其進行鎖定和，首先要對信號進行預(yù)處理，放大有用信號，直流噪聲。由于所選A/D的輸入范圍為±10V，這就要求前級電路輸出的信號峰-是，放大倍數(shù)太大，將引起信號的失真，所以信號不能的放大。圖 放大濾波模塊原理第二級，以MAX275為構(gòu)成帶通濾波器，中心頻率為85kHz，通帶寬度為10kHz，放大倍數(shù)約為10倍；第三級以O(shè)P37為構(gòu)成高通濾波器，截止頻率為7kHz，以濾除上一級直流干擾，放大倍數(shù)可調(diào)，最大為100倍（也可根據(jù)需要再加大。級運放采用OP37OP27，二者均為低噪聲、高精度運算放大器，但是精度、增益一頻率點的電壓增益是OP27的10倍[21]。DDS頻率合成器發(fā)出的正弦波進行倍頻以圖 倍頻模塊原理2。圖 激勵模塊原理圖36 DSPDSP模塊的硬件實現(xiàn)以及關(guān)鍵的寄 開發(fā)板及其外部擴展接口信號處理器。DSP56311使用高性能、單指令單時鐘周期指令引擎、桶形移位器、24位尋址、指令緩存和DMA控制器。DSP56311工作在1.8V內(nèi)核電壓、輸入輸出3.3V150MIPS[25]。強大的實時數(shù)據(jù)處理能力，0,1,2,)Register

AddressAttribute數(shù)據(jù)器空間、Y數(shù)據(jù)器空間。DSP56311的空間由片內(nèi)和片外器組DSP56311外部器接口（端口A）用于器擴展或I/O的器映射，通過對相應(yīng)的地址屬性寄存器AARX和地址控制寄存器BCR編程可以擴展外部空間。通過使用DMA或者簡單的MOVE指令，可以容易快速地任何外部器件如A/D、D/A，把對外部器件的映射為對空間的。擴展端口主要由控一些關(guān)鍵寄存器的設(shè)置鎖相環(huán)控制寄存器（ DSP的外部晶振輸入引腳EXTALXTAL相連。DSP56311PLLPCTLPCTL是一個XI/O所映24位讀/PLL37所示。 圖37鎖相環(huán)控制寄存器PCTLPCTL[23-20]：PD[3-0]為預(yù)分頻除數(shù)因子位PDF，PD[3-不允許；COD清0，CLKOUT提供占空比為50%的與內(nèi)核時鐘同步的時鐘；PCTL[17]：PSTPPENPLLPCTL[16]：XTLD0，激XTAL輸出，允許晶振正PCTL[14-12]：DF[2-0]定義低功耗分頻器的除數(shù)因子DF，指定這些位在20~272的冪次。DF[2-0]=000時，DF201。PCTL[11-0]：MF[11-0]PLL倍頻因子MFPDF=1D FEXTALMF12.2888 PDF 除少數(shù)指令外，DSP地址屬性寄存器DSP56311AA[0-3]引腳的操作。在本系統(tǒng)中AA信號用來控制A/D和DDS，主要有以給A/D開始轉(zhuǎn)換命令給DDSAD9850復(fù)位命令圖38地址屬性寄存器AARX]AARX[5]是Y器使能位BYEN，如果為1則該空間為Y數(shù)據(jù)空間；AARX[4]是X器使能位BXEN，如果為1則該空間為X數(shù)據(jù)空間；AARX[3]是程序器使能位BPEN，如果為1則該空間為P程序空間；AARX[2]是地址屬性四AA0、AA1、AA2、AA3的極BAAP，作為片選信號有效時的電平極性。該位為0則片選信號低電平有效，為1則高電平有效；BAT[0]＝1；DRAM則：BAT[1]＝1，BAT[0]＝0址位的數(shù)目為7位。1定義了在外部X數(shù)據(jù)空間的中，AA引腳及邏輯起作用。5總線控制寄存器BCR控制著外部總線動作及總線接口單元的操作，在擴展外部1；[15-13]AAR3定義的區(qū)域存取的等7[12-[930[4要靈活設(shè)置。本系統(tǒng)中，BCR寄存器的值為$01FFEC。圖 總線控制寄存器位定義隨總線控制寄BCR所設(shè)各端口等待狀態(tài)AA0~AA3、WRRD輸出的有效脈沖寬度也不同，DSP56311的資料提供了專門的計算公式[27]。有效脈MAX1325AD9850對DSP模塊與外設(shè)的硬件連接設(shè)計器FSRAM的片選管腳相連，AA1與閃存FLASH的片選管腳相連，由于DSP56311內(nèi)部器已經(jīng)能夠滿足需要，本系統(tǒng)不啟用外部器。但是AA0、AA1已經(jīng)在硬件上與外部器相連，無法斷開，所以不能用作外設(shè)的讀控制，只能用作 AA0AD9850AA1AD9850的RESET（復(fù)位）AA2MAX1325AA3A/D轉(zhuǎn)換MAX1325的CONVST（開始轉(zhuǎn)換）管腳。具體請見后面的.8小節(jié)。DDS電路反饋的參考信號由模擬量轉(zhuǎn)換為數(shù)字量，以便在DSP中進行鑒相、低通濾波等工作。輸入信號2：DDS電路發(fā)出后經(jīng)倍頻的模擬參考信號；轉(zhuǎn)換為正的信號，所以要求A/D為雙極性輸入。30kHz50kHz2倍頻信號，即頻率為60kHz到100kHz不等，根據(jù)奈采樣定理，當(dāng)采樣頻率大于信號中最高頻率換速率為混合信號中最高信號頻率的5~10這就要求AD的轉(zhuǎn)換速率達到300~500ksps（采樣點/秒，samplespersecond）以上。具有較高的共模抑制比SNR，并且系統(tǒng)的分辨率要足夠高，我們要求是A/D轉(zhuǎn)換1414折中選用了美信公司生產(chǎn)的MAX1322系列A/D轉(zhuǎn)換。sps?；究梢詽M足信號采樣的要求。該的數(shù)據(jù)輸出端可以選用3.3V供電，從而可直接與DSP的電平匹配[28]。由于該只能批量且價格較高，故在硬件實現(xiàn)時采用了與其同一系列的MAX1325。MAX1325MAX1322的原理、管腳定義、參數(shù)基本相同，不同點主要為MAX1325有4個轉(zhuǎn)換通道，輸入電壓范圍為±10V，由此帶來的問題是：資料中沒有給出輸入緩沖放大器的推薦，本文選用AD8021構(gòu)成電壓跟隨電路，作為A/D轉(zhuǎn)換的輸入緩沖放大器，輸出電路遠小于100?。AD8021具備16位精度，±5V供電時0.01%建立時間為23ns，完全能夠滿足上述要求[29]。A/D轉(zhuǎn)換模塊的四個控制端口片選（CS、寫（WR、讀（RD信號時，其并行數(shù)據(jù)總線輸出數(shù)據(jù)；當(dāng)且僅當(dāng)CS和WR同時輸入低電平信號時，的控制字寄存器通過D0-D7管腳接受控制字輸入。MAX1325DSP56311AA2AAR2，設(shè)定它的值為$060711，因MAX1325的映射地址空間為X空間的$060000-$07FFFF。實際上當(dāng)外部X空間$060000-$07FFFF上的任意一單元時，DSP56311的AA2引腳便會出現(xiàn)低電平選通信號，選通MAX1325。圖40DSP56311與MAX1325AAR3的值為$080711A/DX:$080000-$08FFFF空間上圖 內(nèi)部時鐘雙通道工作方式在轉(zhuǎn)換過程中讀數(shù)據(jù)的時序CONVSTEOC41(tconv)typ1.6s,(tconv)max1.8s,tnext0.3s,稍大于1.8s，隨后第二次讀數(shù)等待時間應(yīng)稍大于(1.80.362.16)s。由于A/D轉(zhuǎn)換MAX1325的CONVST需要的觸發(fā)脈沖為至少200ns，而續(xù)3次輸出觸發(fā)脈沖。圖42A/D數(shù)控頻率合成模塊（DDS模塊片AD9850為，由DSP控制產(chǎn)生所需頻率與相位的模擬正弦信號。74LS02或非門，用于對控制波形發(fā)生器AD9850（WRRD）進行邏輯運算并將低電平轉(zhuǎn)換為高電平（DSP相關(guān)AD9850頻率和相位控制字輸入端為高電平LJ245電平轉(zhuǎn)換，DSP56311輸出為3.3V的CMOS電平，而5V的COMSLJ245方面輸給傳感器的激勵模塊，另一方面經(jīng)過倍頻后作為參考信號到ADC。圖43為DDS模塊的原理圖。圖43直接頻率合成DDS下面著重介紹這部分的AD9850。AD9850是AD公司推出的一款高集AD985040位控制字，32位用于頻率控制，5位用于相位控制，1位用于電字可通過并行方式或串行方式輸入。AD985032

(ΔPhaseCLKIN) （MHz，，fout42.8kHz125MHz的參考時鐘下，32位的頻率控制字可使AD98500.0291Hz。AD98505位相位控制字，允許相位按增量o、o、o、.5o、11.25o或這些值的組合進行調(diào)整[31]。采用并行工作方首先通過8位數(shù)據(jù)總線D0-D7將8位控制字裝入到數(shù)據(jù)輸入寄存5FQUP40位控制字從輸入寄存器裝入到頻WCLK85個WCLK上升沿后，WCLKFQUD的第二個上升DATA

W2 W4 圖44控制字并行輸入的控制時序圖圖45DSP56311與DDS由于DSPWR和RD管腳低電平有效，AA0設(shè)置的也是低電平有效，而AD9850WCLK和FQUD是高電平有效，所以讓W(xué)R和RD的觸發(fā)電平先通過或非門。74HC573是緩沖器，同時驅(qū)動數(shù)據(jù)總線。AD9850RESET復(fù)位管腳輸出高電平觸發(fā)信號，令其復(fù)位。AD9850RESET516M的參考時鐘時，至少需要保持312ns。系統(tǒng)的軟件設(shè) 相位控制字，同時控制A/D轉(zhuǎn)換模塊和DDS模塊合理、有序的工作。CC便的是采用內(nèi)聯(lián)(in-line)的方式通過關(guān)鍵字asm()（asm，ANSIC的擴展語DSP56311的開發(fā)工具分為代碼生成工具和代碼調(diào)試工具兩大類。代碼生成工具的作用是將用C語言或匯編語言編寫的DSP程序編譯匯編并成為可執(zhí)行的DSP（*.c，Motorola文件進行編譯，生成一個后綴名為cld的可執(zhí)行文件，輸出文件名為fft。DSP程序及系統(tǒng)進行調(diào)試的平臺，使之能夠達到設(shè)計目標(biāo)。Motorola公司提供了調(diào)試工具DSP56300HardwareDebugger(GUI)來完運行，才能保證頻率。用DSP的代碼調(diào)試工具GUI調(diào)試程序時，點擊界面上方

圖46入信號的模數(shù)轉(zhuǎn)換之后，DSP對兩個數(shù)字信號序列進行乘法運算和低通濾波，其功能相當(dāng)于模擬乘法器和低通濾波器的功能。DDS的作用是在DSP控制下產(chǎn)生一個初始化模塊初始化和DSP系統(tǒng)的初始化。 采樣點數(shù)、A/D的通道選擇控制字、DDS的40位控制字等 包括總線控制寄存器、PLL控制寄存器、地址屬性寄存器、A/D和DDS等器件的言編程。DSP初始化函數(shù)為{ equ$020711"); /*控制AD9850片選的寄存器*/asm("\nCONVSTequ$020000"); /*映射AD9850片選的地址空間*/ equ$040715"); /*控制AD9850復(fù)位信號的寄存器*/ equ$040000"); /*映射AD9850復(fù)位信號的地址空間*/ equ$060711"); /*控制A/D片選的寄存器*/asm("\nMAX1325equ$060000"); /*映射A/D讀寫的地址空間*/ equ$080711"); /*控制A/DCONVST的寄存器*/ equ$080000"); /*映射A/D轉(zhuǎn)換命令的地址空間*/ equ /*總線控制寄存器設(shè) 分配等待狀A(yù)AR3:7AAR2:7,AAR1:30,asm("movep$060007,x:$FFFFFD");/*PLL控制寄存器設(shè)置*/asm("movep#AAR0V,x:$FFFFF9");asm("movep#BCRV,x:$FFFFFB");}A/D轉(zhuǎn)換模A/D采樣過程采用定時的方式作均勻取樣，便于實現(xiàn)和分析處理。采樣x(n)表示。在內(nèi)部時鐘、雙通道同時采樣方式下，A/D的采樣頻率約為455kHz，約為有用信號頻率的5倍。一次采樣250個點，約有用信號的50個周期。A/D采樣函數(shù)，A/D進行一定次數(shù)的模/數(shù)轉(zhuǎn)換（count次，并將count個采樣點在指定的空間內(nèi)。A/D工作在雙通道轉(zhuǎn)換方式，在轉(zhuǎn)換過程中同時讀數(shù)。一次采樣過程的步驟：①觸發(fā)A/D開始采樣②延時等待T1③并通道0采樣結(jié)果④延時等待并通道1采樣結(jié)果。為了減小采樣間隔，讀完之后統(tǒng)一進行數(shù)據(jù)修正編指令asm("movex:$060000,%e0":"=D"(*(pData+i)))A/DDSP中的采樣數(shù)據(jù)直接到C語言定義的數(shù)組pData[count]中去。該指令為MotorolaDSP56300圍下，0V輸入對應(yīng)的數(shù)字量輸出是$0000，+9.994V對應(yīng)的數(shù)字量是$1FFF，-9.994V對應(yīng)的數(shù)字量是$200024DSP56311中需要進行符號位擴展，將14位補碼擴展為24位。{inti;{asm("move#0,x0"); /*多次觸發(fā)保證輸出脈寬>200ns*/asm("movex0,x:$080000");asm("move /*1.8us，由A/D轉(zhuǎn)換時間決定*/asm("movex:$060000,%e0":"=D"(*(pData+i)));asm("moveb1,x:(r0)+"); asm("move 指向的單元asm("move}}控制波形輸出模塊此模塊的功能是由DSP將頻率、相位控制字輸送到DDS，使之輸出相應(yīng)的正弦波。這一過程分5個步驟完成，它們分別是復(fù)位DDS、實參頻率值FQ、實參相位值PH、控制字分批傳輸和傳輸結(jié)束標(biāo)志。需要說明的是DSP具有24位數(shù)據(jù)總線，在硬件連接時，低14位與A/D的數(shù)據(jù)總線相8位與DDS的數(shù)據(jù)總線相連，所以在控制字分批傳輸時，增加了一條asl#16,b,b指令（令原先的24位數(shù)左移16位8位數(shù)從DSP8位傳輸出去。這個模塊定義的函數(shù)為DAout(intPH,int{/*DDSasm("move#1000,x0");asm("move#0,y0");asm("move（24CK=16MHzfasmvolatile("move move asm("move#0,y0");asm("movey0,x:$001001"); asm("asl#8,a,a");asm("movea2,x:$001002"); asm("asl#8,a,a");asm("movea2,x:$001002"); asm("asl#8,a,a");asm("move asmvolatile("move%0,a1"::"S"(PH));asm("asl#3,a,a");asm("and#$F8,a");/*設(shè)定電源休眠工作方式/*將5位頻率控制字，3位工作方式控制字存放到1個24位地址中，形式為$0000XX*/asm("movea1,x:$001000"); 輸出5次觸發(fā)電平*/asm("moveasm("moveb1,x:$020000");asm("moveasm("moveb1,x:$020000");asm("moveasm("moveb1,x:$020000");asm("moveasm("moveb1,x:$020000");asm("moveasm("moveb1,x:$020000");asm("move /*表示40位控制字輸送完畢，DDS的地址}鑒相與低通濾波模塊數(shù)轉(zhuǎn)換后，同樣對這數(shù)字信號進行相乘和低通濾波。兩個序列相乘所構(gòu)成的新序longmulti(int*pData,int{longaverage;longsum=0;inti;longpData_mpy=0;{pData_mpy=(*(pData+i))*(*(pData+i+1));sum+=pData_mpy;}average=sum/count*2;returnaverage;}頻率控制字與相位差的關(guān)系fxfr(10.2915VFADJ 為2kHz左右。參照上述環(huán)節(jié)，設(shè)計數(shù)字鎖相環(huán)系統(tǒng)的PhasexPhaser(1kVFADJn)) 其中，Phaser為初始設(shè)定的頻率控制字，Phasex為受直流量控制而更新的頻VFADJx*yx(n)(x/10)*y(n)(y/10)*

（注213對應(yīng)A/D滿量程1FFF而在鑒相與低通濾VFADJ(n)x(n)*

（4.3（4.4（4.5） (n) *10)*(213 (n)*10/ （4.8PhasexPhaser(10.2915VFADJ Phaser(10.2915VFADJ(n)10/226結(jié)果及REF019.78V直流電壓（之所以不為理想的10V是因為輸出電壓受負載的影響，只要輸出電壓值穩(wěn)定即可；6二塊為A/D轉(zhuǎn)換模塊和電源模塊，第三塊為DDS數(shù)控波形發(fā)生模塊（包括DSP56311開發(fā)板，電路板之間電源線、地線和信號連接較為復(fù)雜，增加了調(diào)試的過g563c.exe編譯器的編譯，生成可執(zhí)行文件。在Motorola公司提供的調(diào)試工具DSP56300HardwareDebugger(GUI)環(huán)境下，對于軟件程序進行了步進調(diào)試，沒有發(fā)開始調(diào)試DDS模塊時，發(fā)現(xiàn)AD9850可以輸出正弦波形，但是輸出信號的頻率用數(shù)據(jù)傳輸過程中，D2和D6位不正確，不論D2和D6電平高低，輸出的頻率值均是按低電平（即取0）計算所得的結(jié)果。在確認DSP的數(shù)據(jù)管腳輸出無誤，電平轉(zhuǎn)換和 圖47DDSA/D部分的調(diào)試方法：可以給程序設(shè)置斷點，把斷點設(shè)在一次讀數(shù)完成之后，將數(shù)據(jù)到寄存器中，可以觀察寄存器中的A/D轉(zhuǎn)換結(jié)果。為了驗證轉(zhuǎn)換結(jié)果，F(xiàn)FFF3.3V設(shè)置斷點的方法是，程序中加入一條空操作語句nop，加載完成之后，在匯編欄內(nèi)雙擊“nop”，字體變?yōu)樗{色，就設(shè)置了一個斷點。A/D模塊的讀數(shù)采用的是延時等待方式，發(fā)出轉(zhuǎn)換命令之后，等待一定的時間，待轉(zhuǎn)換完成之后轉(zhuǎn)換結(jié)果。A/D模塊由于某種原因，性能不夠穩(wěn)定，采數(shù)時完成，只要解決A/D環(huán)節(jié)采數(shù)的問題，保證的正確性，就可以實現(xiàn)鎖相環(huán)的實時頻率，從而進一步實現(xiàn)整個的閉環(huán)系統(tǒng)。 測、閉環(huán)自激電路的小型化和等問題十分突出。本文重點研究了硅諧振式壓力微傳感器的閉環(huán)測試方法，以鎖相環(huán)技術(shù)為，本課題中的鎖相環(huán)路是用于輸入信號相位的閉環(huán)控制系統(tǒng)。鎖相環(huán)對輸入信號來說，相當(dāng)于一個窄帶濾波器，能有效地提取淹沒在噪聲和干擾中的微弱有用針對原模擬鎖相環(huán)閉環(huán)系統(tǒng)存在的干擾嚴(yán)重、不易鎖定的問題進行了詳細的研節(jié)。此外，通過更換、元器件封裝，細節(jié)改進，重新布局布線和制作四層板，成了系統(tǒng)的性能優(yōu)化與小型化。測試電路板面積減小為原來的1/8，系統(tǒng)成本降低為2/3。管腳接地再斷開即可實現(xiàn)再次鎖定與。系統(tǒng)整體精度降低。這主要是由于鎖相環(huán)的模擬乘法器更換了體積更小、精度較 配、DSP的時序控制與處理算法等難點。并在電路的制作與調(diào)試過程中，積累了一些（AD633（MAX038DPLL。將數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù) .基于DSP的硅諧振式壓力微傳感器閉環(huán)系統(tǒng)研究[D].:航空航天大學(xué)電氣工程及自動化學(xué)院測控系,2002 .熱激勵諧振式硅微結(jié)構(gòu)壓力傳感器[J].科學(xué)技術(shù)與工程,2004, ,.熱激勵諧振式硅微結(jié)構(gòu)壓力傳感器[J].航空學(xué)報,21(5):34- .傳感器技術(shù)及應(yīng)用[M].:航空航天大學(xué),2004: .硅諧振式壓力微傳感器閉環(huán)系統(tǒng)的研究[D].:航空航天大學(xué)儀器科學(xué)與光電測控系,2004 ,,.硅諧振微傳感器中微現(xiàn)象測量技術(shù)[J].強度與環(huán)2002,29(1):59- 趙向陽百舟君華微諧振傳感器微弱頻率變化的提取新方法[J]儀器儀表學(xué)報,2001,22(3):57-58 ,劉君華,.小波分析在光激光拾硅微諧振傳感器微弱信號檢測中 ,,.硅微傳感器中微弱信號的相關(guān)檢測[J].航空航天大學(xué)學(xué)報,1999,25(1):19-21 ,金心宇,陳抗生,等.基于單片機硅微機械諧振傳感器真空測量研究[J].儀器儀表學(xué)報,2001,22(4):381-383Y.Matsumoto,M.Esashi.IntegratedsiliconcapacitiveaccelerometerwithPLLservotechnique[J].SensorsandActuatorsA,1993,39:209217ChristineBarthod,YvesTeisseyre,ClaudineGehin,etal.ResonantforcesensorusingaPLLelectronic[J].SensorsandActuatorsA,2003,104:143150王權(quán).硅諧振式壓力微傳感器閉環(huán)系統(tǒng)的研究[D].:航空航天大RebwarMA.NewDigitalReadoutElectronicsforCapacitiveSensorsbytheExampleofMicro-MachinedGyroscopes[J].SensorsandActuatorsA,2001:邢維巍.硅諧振微傳感器頻率特性測試系統(tǒng)的研制[D].:航空航天大張厥盛,,萬心平.鎖相技術(shù)[M].西安:西安電子科技大學(xué)2001:張冠百.鎖相與頻率合成[M].:電子工業(yè),1995:圭法川.鎖相與頻率合成[M].:國防工業(yè),1988:平.鎖相環(huán)在硅諧振壓力微傳感器閉環(huán)系統(tǒng)中的應(yīng)用研究[D].:北京航空航天大學(xué)電氣工程及自動化學(xué)院測控系,2000.鎖相環(huán)技術(shù)在硅諧振微傳感器閉環(huán)系統(tǒng)中的應(yīng)用研究[D].:北京航空航天大學(xué)儀器科學(xué)與光電測控系,2000MAX公司[美]OP27/OP37DataMAX公司[美]MAX275DataogDevice公司[美]AD633Data,姚鵬翼,胡榮. 電路設(shè)計[M].:Motorola公司[美]DSP56311User’s.Motorola24位DSP原理與應(yīng)用基礎(chǔ)[M].:航空航天大學(xué)出版社,2004:98-120Motorola公司[美]DSP56311DataMAX公司[美]MAX1316-1