半導體脈沖激光測距機的硬件電路設計

PAGE611引言1.1國內(nèi)外研究狀況及發(fā)展趨勢激光技術自六十年代以來，已經(jīng)進入了許多軍事技術領域，提供了大量的裝備，顯著的提高了偵測、識別、導航、指揮、控制、通訊、訓練和光電對抗等軍事技術，大大的加強了軍事打擊和防御能力，成為軍事“力量倍增器”。它可準確的獲得目標的有關特征信息，如目標位置（距離、方位和高度）、運動狀態(tài)和形狀等，從而實現(xiàn)對目標的探測、跟蹤、定位和識別。由于激光的頻率比微波高三四個數(shù)量級，并且波束窄、方向性好和相干性強，因此與微波雷達相比，激光雷達具有測量精度高、分辨率高、抗干擾能力強和隱蔽性好、體積小、重量輕等獨特優(yōu)點，其發(fā)展受到許多國家的重視，應用也日益廣泛。七十年代，YAG激光器技術日益成熟并開始大量應用于激光測距，八十年代，遠程、中程、近程的激光測距主要采用的是YAG激光器，如：坦克、炮隊激光測距、大地測量。八十年代半導體激光二極管（LD）技術日趨成熟，隨著半導體激光二極管在提高輸出功率、改進光束方向性和提高探測器靈敏度等方面不斷取得重大進展，LD或LDA（激光二極管陣列）開始應用于中、短程測距，它具有體積小、重量輕、結(jié)構(gòu)簡單、使用方便，對人眼安全、性價比高等一系列優(yōu)點。八十年代，美國Sandia國家實驗室研制成半導體激光主動成像雷達導引頭試驗系統(tǒng)及其信號處理裝置；九十年代，該實驗室又研制成功非掃描半導體激光主動成像雷達。此外美國科學應用國際公司與美國海軍研究室還開展了雙模式成像激光雷達的研究；美國Sandia國家實驗室還提出了將合成孔徑雷達和激光雷達融合為一體的末端制導概念?？傊す饫走_在國外己經(jīng)進入實用化階段。由于國外自九十年代就已經(jīng)開始大力發(fā)展LD激光雷達，目前LD激光雷達在中、遠程激光雷達應用方面有取代YAG激光雷達的趨勢，近年又發(fā)展了一種便攜式、對人眼安全、無合作目標、低價的適用家庭的LD激光測距儀，既能作為望遠鏡又具有測距功能，如：1996年下半年美國Bushnell公司推出了測距能力為400碼的400型小型、輕便、省電、對人眼安全、低價的LD激光測距機Yardage400（800），已被評為1997年世界一百項重要科技成果之一；1997年Bushnell公司在網(wǎng)上又推出測距能力為800碼的800型激光測距儀；1998年美國Tasco公司又推出測距能力為800碼的攝像機型LasersiteLD激光測距儀[3]。顯然，從測程、測頻和小型化等方面來看。上述LD激光測距儀經(jīng)過改進后，是可以滿足末敏彈的測程和定位要求。值得注意的是，美國報道的采用脈沖測距原理的高重復率激光雷達演示系統(tǒng)已實現(xiàn)10KHz的測頻，測程2公里，測距精度為±50mm，距離分辨率為±14mm，可以對建筑物等景物成清晰的距離象。國內(nèi)在微型化LD激光測距儀方面的研究尚處于發(fā)展階段，有些單位有該項研究的報道。其中中國計量大學光電子所與國內(nèi)外合作開發(fā)了LD兩種型號（一種光學三分離式的；一種接收與瞄準結(jié)合的光學望遠鏡式的）低價、省電、便攜式的激光測距機，測距能力達1Km，測距精度為±1m。1.2本文的主要內(nèi)容本文主要是關于超小型脈沖激光測距電路部分的設計和研制。其具體內(nèi)容包括脈沖激光的發(fā)射和接收的硬件電路模塊、高精度計數(shù)模塊、控制模塊及數(shù)據(jù)采集。其中高精度計數(shù)和控制模塊是超小型脈沖激光測距機的核心部分，是關鍵之所在。1.脈沖激光的發(fā)射電路模塊的設計及研制這一模塊主要是設計一個驅(qū)動電路，用來驅(qū)動850nm波長的高性能半導體激光二極管SPLLL85發(fā)射脈沖激光（結(jié)合光學系統(tǒng)）。其中所要解決的問題是如何產(chǎn)生頻率重復率高達10KHz的脈沖激光信號，該脈沖信號脈沖寬度必須小于25ns，由測距的范圍（300m）決定，單次光脈沖信號的能量不能小于10W。2.光信號的接收和放大及整形模塊這一部分是決定高精度技術模塊是否能工作的前提。其中首要解決的問題是如何利用高性能的光電轉(zhuǎn)換器件（Si-APD）接收到能量達到10-9W量級的微弱回波信號（結(jié)合光學系統(tǒng)）；然后是利用合適帶寬放大器對接收到的脈沖寬度約為25ns脈沖電信號進行放大（放大器的帶寬不能小于80MHz，否則會導致放大后的波形失真，脈沖被展寬），如何提取出利用告訴比較器對信號進行濾波，濾除背景光和電路引起的噪聲，來獲得獲得“高純度”的脈沖觸發(fā)信號供后續(xù)電路使用。3.高精度計數(shù)模塊它是決定測距精度的核心部分，也是超小型脈沖激光雷達的核心部分。由于特殊的使用場合，首先主要解決使用低頻晶振來產(chǎn)生高頻率（125MHz）、高穩(wěn)定度（小于±10ppm）的時鐘基準，然后是利用這個時鐘基準作為計數(shù)器和控制電路的基準信號，設計高時間分辨率計數(shù)電路，使電路時間分辨率達到2ns，并且有穩(wěn)定的重復測距率（10KHz）和抗干擾性能。4.計數(shù)結(jié)果輸出模塊這一部分主要解決的問題是如何對15Mb/s計數(shù)的結(jié)果進行高速采集。分析并行口和串行口在數(shù)據(jù)傳輸上的特性和優(yōu)缺點，選擇合適的數(shù)據(jù)采集形式。5.電路功能的驗證和系統(tǒng)的聯(lián)調(diào)對每個電路或程序都進行了功能模擬仿真，以驗證其設計的正確性。最后的系統(tǒng)級仿真，主要是通過制作的原理樣機進行實際測距試驗，獲得大量的數(shù)據(jù)并且進行了分析。分析結(jié)果用于評價電路系統(tǒng)的性能并指導系統(tǒng)總體和子模塊的改進工作。

2半導體脈沖激光測距機的方案設計2.1激光測距原理概述激光測距主要有三種方法：脈沖激光測距、相位激光測距和調(diào)頻連續(xù)波測距。測距技術主要包括：脈沖激光測距的時間間隔測量技術和時刻鑒別技術；激光相位測距的相位調(diào)制技術及其調(diào)制噪聲問題；調(diào)頻連續(xù)波測距技術和半導體激光自混合干涉測距技術等。2.1.1脈沖激光測距(1)脈沖激光測距機的測距原理脈沖激光測距是利用激光脈沖持續(xù)時間極短，能量在時間上相對集中，瞬時功率很大（一般可達兆瓦）的特點進行測距，在有合作目標的情況下，脈沖激光測距可以達到極遠的測程；在進行幾公里的近程測距時，如果精度要求不高，即使不使用合作目標，只是利用被測目標對脈沖激光的漫反射所取得反射信號，也可以進行測距。圖2.1.1脈沖激光測距的基本原理圖如圖2.1.1所示，一個典型的脈沖飛行時間激光測距系統(tǒng)通常由以下五個部分組成：激光發(fā)射單元、接收單元、時刻鑒別部件、高精度時間間隔測量部件和處理控制單元。激光發(fā)射單元在t時刻發(fā)射一激光脈沖，其中一小部分功率直接進入回波接收單元，觸發(fā)開始信號（START），開始時間間隔測量；其余功率通過發(fā)射通道向目標發(fā)射出去，經(jīng)距離L到達目標后被反射;接收通道的光電探測器接收到返回脈沖，經(jīng)放大后到達信號的放大及整形單元，產(chǎn)生一終止（STOP）信號，終止時間間隔測量；高精度計數(shù)單元把所測得的時間間隔結(jié)果t輸出到處理控制單元，最后得到距離R（L=2R）。(2)時刻鑒別對于目前時刻鑒別的方法主要有三種：前沿鑒別、恒定比值鑒別和高通容阻鑒別。前沿鑒別法是通過固定閾值方式來確定起止時刻（如圖2.1.2所示），即以脈沖前沿當中強度等于所設閾值的點到達的時刻作為起止時刻。由脈沖幅度與形狀變化引起的漂移誤差為Δt，其大小還與閾值的大小有關，最大值可能接近脈沖上升時間tr。因此，前沿鑒別法的測量誤差比較大。圖2.1.3是恒定比值鑒別法的原理圖解，恒定比值F此處取50%，即取脈沖上升沿中半高點到達的時刻為起止時刻，如果不考慮波形畸變和噪聲等其它因數(shù)的影響，由幅度變化引起的誤差△t=0，由此可見，恒定比值鑒別法能有效消除由脈沖幅度變化帶來的誤差。圖2.1.2前沿時刻鑒定圖2.1.3恒定比值時刻鑒定圖2.1.4高通容阻時刻鑒定為了有效地克服波形畸變和噪聲帶來的誤差，提出了高通容阻時刻鑒別方法，如圖2.1.4所示，接收通道輸出的起止信號脈沖（左）通過一高通容阻濾波線路，原來的極值點轉(zhuǎn)變?yōu)榱泓c，以此作為起止時刻點，它的誤差主要受信號脈沖在極大值附近的斜率的影響。據(jù)報道采用此方法時，漂移誤差能控制在±3.5ps（相當于0.5mm的測距精度）。時刻鑒別的誤差除了跟所采用的鑒別類型有關外，還與激光回波脈沖波形和光電探測器類型有關。激光回波脈沖是先經(jīng)接收通道的光電探測器進行光電轉(zhuǎn)換和前置放大后進入時刻鑒別單元的，光電探測器的光電轉(zhuǎn)換機制以及接收通道引入的噪聲和帶寬限制都將影響回波脈沖波形的完整恢復。目前經(jīng)常采用的光電探測器包括光電倍增管PMT，PIN光電二極管和雪崩光電二極管APD等。PMT是利用光電發(fā)射效應工作的，其增益M可達105-107，PIN是利用P-N結(jié)的光生伏特效應制成的，但無內(nèi)部增益；利用雪崩倍增效應制成的APD增益M可達102-104，響應時間非常短（0.5ns），是高精度微弱信號探測的首選探測器。正由于探測器的工作機理各不相同，其對光信號波形的還原能力也不同，因此，在考慮時刻鑒別誤差時，必須結(jié)合使用的探測器和時刻鑒別類型，以及光信號波形類型分別對待。除漂移誤差外，在時刻鑒別過程中還存在時間抖動，它是由于輸入信號噪聲和來自接收通道的附加噪聲產(chǎn)生的，抖動幅度還與信號脈沖上升沿寬度、信號強度、時刻鑒別單元的帶寬以及鑒別類型有關。輸入到時刻鑒別單元的噪聲分為白噪聲和相干噪聲，它們對時間抖動的作用是不同的。2.1.2激光相位測距(1)激光相位測距的原理激光相位測距的方法是通過對激光的強度進行調(diào)制實現(xiàn)的。(2)相位調(diào)制相位調(diào)制的方法有直接調(diào)制、光調(diào)制（包括聲光調(diào)制AOM和電光調(diào)制EOM）和九十年代發(fā)展起來的模間拍頻調(diào)制。用于LD的直接電流調(diào)制具有簡單易調(diào)制等優(yōu)點，但其缺點是調(diào)制波形會變形，且隨著調(diào)制頻率的增加，調(diào)制深度會降低；光調(diào)制也會帶來波形變形，特別是在高頻（千兆赫茲）時就更為嚴重。模間拍頻調(diào)制則具有高頻（幾百兆赫茲）和100%的調(diào)制深度等優(yōu)點，因此它非常適合于高精度相位測距。以波長為633nmHe-Ne雙頻激光器為例，若腔長L介于1530cm，經(jīng)計算可獲得500MHz-1000MHz的調(diào)制頻率。其它如雙頻二極管泵浦固體激光器（DPSSL）也可用于相位測距，而且DPSSL的腔長可以做的更短，更易得到更高的拍頻。如何得到穩(wěn)定的光頻和穩(wěn)定且更高的拍頻有待深入研究。2.1.3調(diào)頻連續(xù)波（FMCW）激光測距調(diào)頻連續(xù)波激光測距主要是通過發(fā)射一頻率連續(xù)可調(diào)的激光，測量接收到激光的頻率來推算距離。據(jù)報道：運用此FMCW激光測距方式，已同時獲得了18.5km的測距范圍和20mm的測距精度，其頻率惆啾率為100pHz/s。FMCW激光測距采用的頻率調(diào)制方式主要有：激光腔長調(diào)諧、開關調(diào)制、聲光調(diào)制、電光調(diào)制和電源直接調(diào)制等；使用的激光介質(zhì)有氣體（如CO2）、固體(鈦寶石和摻鉺光纖等)和半導體；探測方式有直接探測（非相干探測）和光外差干涉探測（相干探測）。半導體激光自混合干涉測距技術是調(diào)頻激光測距的一個新的研究熱點，它是利用被測物體形成的反饋光對線性調(diào)頻LD光源輸出光功率的調(diào)制特性，實現(xiàn)絕對距離測量。由于其光學系統(tǒng)僅包含一個光源和一個準直透鏡，結(jié)構(gòu)極其簡單、緊湊，系統(tǒng)易準直，因此倍受關注。2.2三種測距方法的比較三種測距方法是針對各種不同的工作場合和不同的精度要求都有各自的優(yōu)缺點。(1)對于脈沖激光測距測量系統(tǒng)的測量精確度主要依賴于接收通道的帶寬、激光脈沖的上升沿、探測器的信噪比（峰值信號電流與噪聲電流均方根值之比）和時間間隔測量精確度。以上主要是從激光飛行時間t出發(fā)來考慮距離的精度，其中的關鍵是如何精確穩(wěn)定地確定t的起止時刻和精確測量t，它們各自對應的是時刻鑒別單元和時間間隔測量單元；另一方面就是大氣折射率的取值精度，它受環(huán)境溫度、氣壓及大氣湍流的影響，精度一般可以達到10-6（1ppm）。雙(多)波長激光測距可以避免大氣對測量精度的影響。而且時刻鑒別中，由于激光脈沖在空中傳輸過程中的衰減和畸變，導致接收到的脈沖與發(fā)射脈沖在幅度和形狀上都有很大不同，給正確確定起止時刻帶來困難，由此引起的測量誤差被稱之為漂移誤差（walkerror）；另外，由輸入噪聲引起的時間抖動也給測量帶來了誤差。如何設計時刻鑒別單元以達到消除或減小漂移誤差和時間抖動，是脈沖激光測距的重要研究課題之一。（2）對于相位調(diào)制影響激光測距精度的除大氣溫度、氣壓和濕度等外在因素外，還包括測距儀自身的光發(fā)射功率、測量平均次數(shù)和調(diào)制頻率及其穩(wěn)定性等參數(shù)。另外，電子噪聲特別是由大功率調(diào)制引入的電子相干噪聲對探測精度影響很大。而且，如果光電信號與調(diào)制源具有相同的頻率，就會限制測相精度。這是由于調(diào)制源存在與光電信號頻率相同的泄漏場，它與光電信號發(fā)生相干作用，降低了信噪比特別是在回波信號很弱的時候。（3）而對于調(diào)頻連續(xù)波激光測距其主要研究的課題是，選擇增益帶寬寬的激光介質(zhì)，增加頻率惆啾的寬度，提高測距精度;另一方面，要加大測距范圍，就需減小頻率惆啾率，但同時也要增加電子測量系統(tǒng)的帶寬和提高頻率測量精度，因此，在實際測量中通常要尋求帶寬和頻率測量精度的平衡以及測距范圍和測距精度的平衡。2.3項目的部分要求由于論文討論的是用于手持式單兵或末端制導小型脈沖激光測距，這就決定了我們在體積上必須做的小，盡量使用集成器件；其次，由于系統(tǒng)較小，并沒備有充足的電能，因此電路的設計應當盡可能的降低功耗，盡量避免使用大功率的器件；再次，由于特殊的應用場合，所有的硬件設備，包括電路和光學部分等等，都必須有良好的抗過載能力，這對選用器件具有較好的機械性能又提出了要求。項目的部分要求如表2.1示表2.1項目的部分要求最大測程測距精度最大功耗測頻≥250米≤±0.3米≤5瓦10KHz2.4半導體脈沖激光測距機的測程及精度可行性論證本設計主要考慮的是最大測程、測距精度以及最大功耗，至于抗過載能力，我們暫且不考慮。半導體激光器的體型較小，本課題的測程是250米左右，據(jù)現(xiàn)有資料報道，要想最大測程達到或超過250米，脈沖LD的功率必須大于10W，否則，信號將淹沒在噪聲之中而難以發(fā)現(xiàn)。而且單次發(fā)射的光脈沖的功率隨著測頻的升高而降低，主要取決于脈沖波形的高電平的占空比，同時還必須考慮LD的電光轉(zhuǎn)換效率。對于典型的脈沖激光二極管，可確保安全的占空比要求小于等于0.1%，要求LD輸出脈沖寬度為20ns，因此重復率為10KHz時，其占空比為：△=20x10-9x10x103=2.0x10-4=0.02%（2.1）該數(shù)值遠小于0.1%，因此實現(xiàn)脈沖LD頻率10KHz時可行的。但關鍵在于電路的設計，形成強電流脈沖所需要的時間常數(shù)要小。我們使用高頻高功率MOSFET管驅(qū)動脈沖LD，可以獲得高效、高重復率、窄脈寬、大功率的紅外激光輸出。LD輸出的平均功率為P=0.02%x10=0.002W（2.2）以LD電光轉(zhuǎn)換效率的最低限20%來計算，發(fā)射系統(tǒng)的消耗的平均功率為0.01W，這對降低總系統(tǒng)的功耗有利。從測距精度來考慮，主要是信噪比和計數(shù)的精度。激光器發(fā)射出的光信號的脈沖波形必須做的比較好，具有穩(wěn)定而且很窄的上升邊沿（便于時刻的準確鑒別）和足夠的能量幅度。脈沖信號的上升時間不同，在邊沿觸發(fā)時，達到觸發(fā)電平的時間不同。圖2.1不同上升時間同幅度的波形由于回波信號可能會十分的微弱且波形不規(guī)則，因此光脈沖的接受電路也很關鍵。接受電路模塊必須有足夠的抗干擾能力和有用信號的提取能力，這種能力與信噪比有關，而噪聲與工作頻率有關。目前0.5mmAPD噪聲相當能量（NEP）<10-15W。對于本項目中規(guī)定的給后續(xù)電路以足夠的幅值和盡量好的波形。通過計算，在300m測距范圍內(nèi)，光脈沖的功率為10W，在一般情況下，回波信號大約為2.1x10-9W。項目中提出的測距精度是±0.3米，也就是誤差在±0.3米之內(nèi)。影響測距精度的因素很多，而其中最重要一點是光脈沖的上升沿和它的穩(wěn)定性。因為如果光脈沖的左右擺動超過2ns，我們后面就很難把誤差控制在0.3米。還有一個主要的誤差來自系統(tǒng)時鐘信號的自身的不穩(wěn)定性，這是一個必須要設法解決的問題，至少把它降低到最低。其次是核心計數(shù)電路的方案自身的局限性所造成的誤差，這是可通過改進計數(shù)方法再結(jié)合特殊的算法達到系統(tǒng)的總體要求。除此以外電路的電器原因造成的誤差，最終體現(xiàn)的是總體累加誤差。光學部分也要提及一下：首先，應保證發(fā)射和接收光路的透過率（>85%）。其次，發(fā)射光束的發(fā)散角應盡可能小，避免造成錯誤或誤差。通過對現(xiàn)有的測距方法的討論和分析并結(jié)合項目的具體要求，選用脈沖激光測距技術可以使用體積和能耗非常小的激光二極管作為探測光源進行測距。其次，選用激光二極管，可用于高重復率的測距。綜合各種激光測距方法的特點并結(jié)合項目的具體要求，脈沖激光測距法是比較合理的選擇。2.5本章小結(jié)在本章里，我們介紹了激光測距常用的幾種方法，詳細介紹各種測距方法的測距的原理和測距具體實現(xiàn)的方法，并對各個測距方法的優(yōu)缺點進行詳細的闡述。最后，結(jié)合本設計所涉及項目的具體要求，從測距精度、功耗、體積、應用場合和實現(xiàn)的難易度進行討論，最后得出本設計所采用的解決方案，為以后各子模塊的設計和具體實現(xiàn)提供基本的理論依據(jù)。

3半導體脈沖激光發(fā)射電路的設計及研制3.1設計思路脈沖激光發(fā)射模塊的設計必須考慮到激光發(fā)射頻率和發(fā)射功率之間的制約關系，由于激光二極管的發(fā)射功率是一定的，隨著重復頻率的增加，單次發(fā)出的功率會有所減小。實現(xiàn)方案:首先產(chǎn)生頻率為10KHz，0.02%占空比的TTL時鐘信號提供給驅(qū)動芯片作為周期性脈沖觸發(fā)信號，讓驅(qū)動芯片以同樣的頻率去激發(fā)高性能半導體激光器，產(chǎn)生<20ns上升沿、功率10W的光脈沖輸出。實現(xiàn)框圖如圖3.1所示。驅(qū)動芯片激光器圖3.1激光發(fā)射模塊的工作框圖3.2器件選型3.2.1半導體激光器激光發(fā)射器件選擇在很大程度上與接收器件的性能有關系。目前在脈沖式激光測距中采用的是低噪聲Si-APD（硅雪崩二極管）探測器，它具有體積小、速度快和可靠性高的優(yōu)點，它是目前可見光和近紅外區(qū)的主要探測器。Si-APD在可見光區(qū)的量子效率接近100%，在近紅外區(qū)也有較高的效率，在1.06μm處，量子效率為40%，并且具有較大的帶寬（100MHz）。Si-APD與低噪聲的GaAs場效應前置放大器組合成的探測器，其探測靈敏度可以達到3x10-10W。經(jīng)過分析計算（詳見第四章，放大器的選擇），要使探測器能夠接收到回波，脈沖激光器發(fā)射的峰值功率不能夠小于10W。此外，對發(fā)射出的光脈沖的脈寬和上升沿有嚴格的要求。脈沖上升時間要求越短越好，且要求上升時間不能有較大的跳動。以本項目±0.3m的測距精度要求，上升沿的跳動值不能超過4ns。方案中最終選擇與要求十分接近的半導體激光二極管SPLLL85。SPLLL85是OSRAM公司出品的一款紅外波段（850nm）的半導體脈沖激光器，它內(nèi)部集成驅(qū)動級。這款激光器主要應用在測距、安全（監(jiān)視）、點火、測試和度量等方面。它的突出的優(yōu)點峰值功率較高，因此在使用中要注意安全。SPLLL85內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖如圖3.2所示：圖3.2SPLLL85的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖它的部分特性如下：■ 低功耗，小尺寸的塑料封裝；■ 集成FET和電容來控制脈沖；■ 高速度操作(小于30ns的脈寬)；■ 發(fā)散角為14°x30°；■ 低供電電壓（小于15V），典型工作電壓為9V；■ 最大峰值功率12W我們之所以采用這個激光器，是因為首先它具有10W的發(fā)射功率，發(fā)散角14°x30°，而且它的體積十分的小，塑料封裝。3.2.2驅(qū)動芯片對一個大的電容負載進行沖放電需要很大的電流。SPLLL85內(nèi)部是一個容性負載，典型值是300pF，在5V工作電壓下對其進行充放電所需要的功率由是式（3.1）給出。IL=fCVS（3.1）其中：f工作頻率；C容性負載的大小；VS工作電壓。SPLLL85在10KHz重復率下進行工作至少需要15A的電流。而且脈沖電流的脈沖寬度必須要小于激光二極管的發(fā)射光脈沖的脈寬30ns。MIC4452是MICREL公司生產(chǎn)的一款超強、高效、易于使用且非轉(zhuǎn)化型的CMOSMOSFET驅(qū)動芯片。它能產(chǎn)生15A的峰值電流輸出，能以一種改良的安全的操作極限來驅(qū)動最大MOSFET，在沒有任何外部加速電容和電阻網(wǎng)絡的情況下能接收范圍在2.4到VS內(nèi)的輸入。附加電路保護器件不受靜電的破壞。圖3.3MIC4454的引腳圖這款器件可代替三個或更多的離散器件，縮小了PCB板的大小，簡化了設計。芯片的外觀如圖3.3所示。以下是它的一些特性：■BICOMS/DMOS架構(gòu)■匹配的上升和下降時間（25ns）■高峰值電流輸出（15A）■寬電壓操作范圍（4.5V-18V）■高容性負載驅(qū)動能力（62000pF）■低延時特性（30ns）■低供電電流（450μA）■低輸出阻抗（1Ω）這款芯片完全可以用來驅(qū)動OSRAM公司生產(chǎn)的SPLLL85半導體激光器。利用它可以使該二極管發(fā)揮最大的效能。使用應當注意的事項：1.MIC4452使用的對供電管腳、地端和輸出管腳進行雙綁定。這樣可以減小寄生導線自感，低的自感可以使大電流進行更快地切換。這樣還可以減小內(nèi)部振鈴效應，內(nèi)部振鈴效應會導致當負載工作在和接近最大額定電壓時電壓的崩潰。內(nèi)部振鈴效應還會導致由于負反饋而產(chǎn)生地輸出振蕩。為了獲得一個低地供電源在寬頻范圍內(nèi)阻抗，供電旁路最好并行連接一個電容，應當使用短導線長度低自感系數(shù)地瓷片電容。1和4管腳，5和8管腳都連接上各一個陶瓷電容。2.像MIC4452這樣的高電流容量地芯片在布板地必須十分地注意。MIC4452是一款轉(zhuǎn)換型地芯片，任何接地導線阻抗都會以負反饋地形式出現(xiàn)，而這會降低開關的切換速度。這對有著慢的上升沿地輸入尤其要注意。雖然MIC4452的輸入構(gòu)建包括了一個用于滯后作用的200mV，但是在布板是仍舊是要注意。為了獲得最好的性能，邏輯電路和電源要分開接地，以免電源地上的干擾竄入邏輯電路。邏輯電路的地直接連接到芯片地GND端以確保完全地對輸入地全邏輯驅(qū)動和確保輸出地快速切換。最后在芯片的地端將二個地連接。3.2.3.555定時器555定時器是一種集成電路，因集成電路內(nèi)部含有三個5千歐電阻而得名。它是將模擬電路和數(shù)字電路相結(jié)合的中規(guī)模集成電路。使用十分靈活方便，只要外掛幾個阻容元件，就能構(gòu)成多種用途的電路，如施密特觸發(fā)器、單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器、多諧振蕩器等。本設計中利用的是它構(gòu)成多諧振蕩器的功能。它的內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)如圖3.4所示。其震蕩周期T為T≈0.7(R1+2R2)C（3.2）占空比q為（3.3）可以利用算出在特定輸出頻率下的連接電阻和電容的值。圖3.4555構(gòu)成多諧振蕩器內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖3.3硬件電路的實現(xiàn)電路的原理圖如圖3.5和3.6所示。可以產(chǎn)生5KHz的TTL時鐘信號，但是無法達到四千分之一的占空比。因此還必須通過專門的電路實現(xiàn)四千分之一的占空比的功能。在本設計中主要是利用系統(tǒng)核心計數(shù)單元的CPLD來精確的調(diào)節(jié)占空比。具體的方法:利用555得出的時鐘信號的占空比設定為50%，使用CPLD內(nèi)部的LCELL延時器件進行7次，即時鐘信號（5KHz）輸入延時鏈路，再把輸出的結(jié)果和輸入前的時鐘信號作一次異或再輸出，就是我們所需要的10KHz，占空比圖3.5頻率為10KHz占空比為1/4000的時鐘波形四千分之一的信號，脈沖寬度為25ns，基本符合我們的要求。（實際過程中，CPLD各個器件的延時是不一樣的，因此在實際的使用時還需要改進，直到符合我們的要求為止。）圖3.5是使用軟件仿真的波形圖，基本反映真實情況。 圖3.6555時鐘發(fā)生電路圖3.7脈沖信號的驅(qū)動電路圖3.6是利用555多協(xié)振蕩器來產(chǎn)生所需的時鐘信號，我們需要的周期和占空比可根據(jù)式（3.2）和（3.3），來改變兩個電阻和電容的值來調(diào)節(jié)。圖3.6已經(jīng)初步給出了需要的值。為了盡量減小PCB板的尺寸，我們所有的元器件都采用貼片封裝（電阻和電容采用0805或0604，MIC4452采用SO-8,SPLLL85根據(jù)尺寸自定義）。其中還必須注意的一個問題是，MIC4452的輸出端必須緊靠著SPLLL85的TRIGGER端，因為瞬時的電流會很大，我們必須縮短布線的線程，避免電磁干擾引起電路工作異常。3.4性能測試與分析完成了電路的設計，我們來對電路的功能進行驗證。激光二極管采用的是SPLLL85，光脈沖發(fā)射重復率為10KHz，由于采用的是近距離直接照射測試，在實驗中存在照射不到的盲區(qū)。故又采用SPD-035.Z型管子。SPD的倍增因子10-25，電流響應度為≥9A/W，光敏面直徑為0.5mm。采用的示波器為是TektronixInc.TDS5000系列數(shù)字示波器，其采樣率為1GHz。實驗表明示波器顯示的信號的幅值很大，而且幅值的上下變很小，最重要的是脈沖的上升沿為l5ns，下降沿為17ns左右，脈沖寬度為32ns左右，擺動也很小，約1ns左右，這基本符合我們的要求。3.5本章小節(jié)本章研究的是測距機的激光發(fā)射模塊，根據(jù)項目的具體要求提出了自己的方案。在具體的實現(xiàn)過程中，我們使用了555芯片來調(diào)節(jié)產(chǎn)生出我們所的5KHz的TTL時鐘信號，再經(jīng)過CPLD的轉(zhuǎn)換得到我們所需要的10KHz，四千分之一的占空比觸發(fā)時鐘信號。通過高性能驅(qū)動芯片MIC4452以同樣的頻率和占空比去驅(qū)動SPLLL85。最后經(jīng)過實驗驗證，發(fā)出的光脈沖在一般情況下無論在脈沖寬度、上升沿、抖動上都比較符合實際的要求。

4光信號的接收模塊的設計及研制4.1設計思路本設計使用的是發(fā)射波長為850nm的紅外激光二極管，為獲得最大的信噪比，必須使用對這一波長響應度較高的APD（雪崩光電二極管）來接收返回的光信號，并且對信號進行放大和整形，從中提取出有用信號來作為脈沖計數(shù)單元的觸發(fā)信號。實現(xiàn)的原理框圖如圖4.1所示。圖4.1信號的接受流程圖4.2器件選型本設計使用的主要器件有APD，前置放大芯片，高速比較器等。4.2.1光電探測器件1.光探測器件的性能介紹光電探測器件是接收電路模塊的一個重要器件，我們在選擇器件必須考慮到它的光譜響應度、響應時間、探測度（所能探測到的最小能量）。一.光譜響應度光譜響應度是光電探測器的基本性能之一，它表征光電探測器對不同長入射輻射的響應。光電探測器的光譜響應特性有明顯的選擇性。圖4.2.1顯示的是一般硅、鍺光電二極管的光譜響應特性。圖4.2典型硅、鍺光電二極管的光譜響應特性從圖4.2可以看出硅型和鍺型的光電二極管在相對靈敏度上，對波長有著明顯的選擇性。光譜響應度是光電探測器對單色入射輻射的響應能力。電壓光譜響應度RV（λ）定義為在波長λ的單位入射輻射功率下照射下，光電探測器的信號電壓，表達式如下： （4.1）而光電探測器在波長為λ的單位入射輻射功率作用下，器件輸出的光電流叫做探測器的電流光譜響應度，表達式如下： （4.2）式（4.1）和（4.2）中，P（λ）為波長為λ時的入射光功率；V（λ）為光電探測器在入射功率為P（λ）作用下的輸出信號電壓；I（λ）為用電流表示的輸出信號電流。二.響應時間光電探測器輸出的電信號在時間上落后于作用在其上的光信號，即光電探測器的輸出相對于輸入的光信號要發(fā)生時間軸上的擴展。這種擴展可以用時間響應來描述。光電探測器的這種響應落后的特性成為惰性。由于惰性的存在，會使先后作用的信號發(fā)生相互混疊。表示時間響應特性主要有兩種方法:脈沖響應特性法和幅頻特性法。1.脈沖響應響應落后于作用信號的現(xiàn)象稱為弛豫。對于信號開始作用時的弛豫稱為起始弛豫；信號停止作用時的弛豫稱為衰減弛豫。對于雪崩二極管、光電二極管這一類響應速度快的探測器件，起始弛豫為響應從穩(wěn)定值的10%上升到穩(wěn)定值的90%所需要的時間。2.幅頻特性由于光電探測器件惰性的存在，使得其響應度不僅與入射的波長有關，而且還是入射輻射調(diào)制頻率的函數(shù)。這種函數(shù)關系還與入射光強信號的波形有關。通常定義光電探測器對正弦信號的響應幅度值同調(diào)制頻率間的關系為它的幅頻特性。歸一化幅值特性為 （4.3）式中ω=2πf為調(diào)制圓頻率；f為調(diào)制頻率；τ為響應時間。在實驗中可以測得探測器的輸出電壓V（ω）為 （4.4）式中，VO為探測器的入射光調(diào)制頻率為零時的輸出電壓。這樣，如果知道調(diào)制頻率為f1時的輸出電壓為V1、和調(diào)制頻率為f2時的輸出電壓V2，就可以確定響應時間為為 （4.5）三.探測度探測度是衡量光電探測器對于微弱信號的極限探測能力的一個重要的指標。這一性能指標對光電探測器在微弱探測具有重要的意義。探測度這一參數(shù)最初是從等效功率NEP引出的。NEP的定義：當探測器輸出的基頻信號電壓的有效值VN等于噪聲均方根電壓Vn時，投射到探測器上的已調(diào)制輻射功率PN（基頻分量的均方值），稱為光電探測器的噪聲等效功率。其表達式為 （4.6）式中NEP的單位為。噪聲等效功率有稱為最小可測功率，因此光電探測器的NEP值越小，其探測能力越強。但是人們利用NEP的倒數(shù)探測度D來定義，其表達式為 （4.7）探測度D可理解為每單位（瓦）輻射功率照射在探測器上得到的信噪比。D越大，表明探測器的能力越強，D的單位為W-1。理論和實踐表明，噪聲的等效功率與探測器的光敏面積Ad，和測量系統(tǒng)的帶寬Δf乘積的平方根成正比。即 (4.8)即 (4.9)式中Ad為光敏面的面積，單位為cm2；Δf為測量系統(tǒng)的帶寬，單位為Hz。為了消除光敏面積和測量系統(tǒng)帶寬的影響，便于對不同類別的探測器進行比較，又引入了歸一化探測度D*(比探測度)，其表達式為 （4.10）D*的單位是cm.Hz0.5.W-1。它表示探測器接收面積為1cm2，工作帶寬為1Hz時，在單位入射輻射功率照射下所輸出的信噪比。2.器件的選用雪崩光電二極管目前經(jīng)被廣泛應用于多個領域，諸如激光測距、光子相關性研究、光電探測等等。雪崩光電二極管是利用PN結(jié)在高反向電壓下產(chǎn)生的雪崩效應來工作的一種二極管。這種管子具有普通硅光電二極管PIN光電二極管所沒有的內(nèi)增益光伏特性，而在光電探測系統(tǒng)中，大多數(shù)是對微弱信號的檢測，采用內(nèi)增益的光探測器有助于對微弱信號的探測。雪崩二極管是具有內(nèi)增益的光伏探測器件。它是利用光生載流子在高電場區(qū)的雪崩效應而獲得光電流的增益的，它具有靈敏度高，響應快等優(yōu)點。雪崩光電二極管的反相工作偏壓通常略低于P-N結(jié)的擊穿電壓。無光照時，P-N結(jié)不會發(fā)生雪崩效應;只有當外界有光照時，激發(fā)出的光生載流子才能引起雪崩效應。若反相偏壓超過器件的擊穿電壓時，器件將無法工作，甚至燒毀。（1）雪崩光電二極管的結(jié)構(gòu)理想的APD應是沒有暗噪聲與過剩噪聲，具有寬的光譜與頻率響應，增益的范圍達106或更多。簡單地說，一個理想的APD是一個具有增益功能的PIN光電二極管。然而在實際中是很難實現(xiàn)的，因此需要平衡、折中相矛盾的設計需求，以實現(xiàn)商用APD上最優(yōu)化。APD設計者設計的基本結(jié)構(gòu)包括一個吸收區(qū)A和一個倍增區(qū)M。在A區(qū)中存在電場E，用來分離光子產(chǎn)生的空穴和電子，并將其中一種搬運到倍增區(qū)。設計倍增區(qū)M的目的是為了產(chǎn)生一個高的電場，以通過碰撞電離使內(nèi)部光電流得到增益。倍增區(qū)M必須足夠?qū)捯蕴峁┯杏玫脑鲆?。對硅APD而言至少要100，而鍺和InGaAsAPD其增益在10-40之間。另外，在場強低于二極管擊穿電場強度時，倍增區(qū)的表面電場必須實現(xiàn)有效的增益。（2）性能參數(shù)APD與PIN光電二級管不同的地方是能提供內(nèi)部光電子信號增益。因此輸出的電流信號Is=MR0(I)PS，其中R0(I)是增益和波長都等于I時APD的固有響應度，M是APD的增益，PS是相應的光功率。增益是APD反向電壓VR的方程，并隨著偏置電壓的改變而改變。探測器的光譜噪聲是考慮選擇APD的一個關鍵的參數(shù)。和其它探測器一樣，APD通常工作在兩個噪聲抑制探測區(qū)域中的一個?；蛘咛綔y器噪聲在低壓條件下受到抑制，或者光子散粒噪聲在高壓下受到抑制。由于APD被設計為在電壓反向偏置的條件下工作，在弱光條件下，它的靈敏度會受到散粒噪聲和APD漏電流的限制。散粒噪聲來源于暗電流ID（或信號電流）漲落的隨機統(tǒng)計分布。PIN探測器的暗電流或散粒噪聲IN(SHOT)通常由IN(SHOT)=(2qBID)0.5得到，式中B是系統(tǒng)帶寬。由于體漏電流IDM在M區(qū)得到增益放大。因此總的漏電流ID為ID=IDS+IDBM （4.11）式中IDS是表面漏電流。另外，雪崩過程在總體上會產(chǎn)生電流的波動，與PIN相比APD的性能會由于過剩噪聲系數(shù)(F)而降低。在無光照的情況下，APD總的光譜噪聲電流表達式如式（4.12）所示：iN=[2q(IDS+IDBM2F)B]0.5式中q為單位電荷。在較強的光信號作用下，探測器轉(zhuǎn)換為光子散粒噪聲抑制系統(tǒng)。此時依附于光生電流的光子散粒噪聲限制了靈敏度。光照條件下APD總的噪聲等于探測器噪聲和信號散粒噪聲的二次方的和。當給出光信號功率值時，總噪聲表達式為iN(TOTAL)=[2q(IDS+(IDBM2+R(i)M2PS)B)0.5(4.13)在沒有其它噪聲源和相同量子效率的情況下，APD的信噪比((SNR)比PIN探測器要低F0.5。然而APD比起PIN探測器能使整個系統(tǒng)有更好的信噪比，因為信號在APD的內(nèi)部得到增益，而不會明顯地影響到總的系統(tǒng)噪聲。噪聲當量不能作為探測器相關性能的唯一參數(shù)，而要根據(jù)探測器在特定波長和帶寬下的信噪比來判斷探測器類型在應用中是否為最合適的。值得注意的是最合適的性噪比產(chǎn)生于增益區(qū)M，在增益區(qū)M總的探測噪聲等于放大器或負載電阻的輸入噪聲。最合適的增益部分取決于APD的過剩噪聲系數(shù)F。而且有一定的范圍，硅APD增益的范圍是從100到1000，而Ge和InGaAsAPD的增益是從30到40。APD通常被用在高帶寬或需要用內(nèi)部增益來克服前置放大噪聲的應用場合。下面為選擇APD所要遵循的幾點要求，根據(jù)這幾點可以決定一個APD是否最適合某個光探測的需求。a確定所覆蓋的波長范圍。決定適用于該波長范圍的APD類型。b確定能用于光學系統(tǒng)中的探測器的最小尺寸。比起用過大的PIN或雪 崩光電管，優(yōu)化光學系統(tǒng)性能經(jīng)常更加有效。c確定系統(tǒng)的電頻率帶寬需求，需強調(diào)的是超過指定帶寬的范圍將會降低系統(tǒng)的信噪比。(3)光探測器件的最終選擇對于波長850nm紅外光信號，使用對該波長響應度比較高的Si-APD作為接收器件。考慮要接收的光信號的能量的大小(根據(jù)4.2.2小節(jié)的理論計算達到10-9W),而目前最新的0.5mmAPD噪聲相當能量NEP<10-15W/Hz0.5，以10KHz工作帶寬來說，可以接收到的最小能量至少為10-13W。超過本系統(tǒng)理論上需要接收的光能量的兩個量級，滿足本設計的要求。最終選擇SPD-052這一款Si-APD。其光電響應特性是4.9x105V/W，暗電流小于100nA，響應時間小于l0ns，反向工作電壓275-425V范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。4.2.2前置放大器（1）放大器的選擇對于一個放大器如何選用，主要考慮它的帶寬，輸入阻抗和放大倍數(shù)。頻帶寬度:由第三章的實驗驗證結(jié)果可知，回波光脈沖的脈寬為34ns，由此可以知道選擇的放大器的帶寬不能小于35MHz，否則放大后的波形會出現(xiàn)失真，造成測量上的誤差。對于脈沖信號，其主要頻譜能量集中在Δf=0-1/τ以內(nèi)(τ為脈沖寬度)。在許多系統(tǒng)中(如光譜測量，光電跟蹤)并不要求嚴格保持脈沖信號的形狀，所以為了得到好的信噪比而犧牲高頻分量。但在有的系統(tǒng)中(如脈沖激光測距，掃描成像)，要保持脈沖形狀不失真或失真很小，這就要能通過高頻分量。放大器對矩形脈沖的響應特性與放大器的帶寬有關。脈沖寬度越窄，要求放大器的帶寬越寬，否則矩形脈沖將會被展寬，其幅度也會隨之下降。由于輸出噪聲功率與帶寬線性增加，因而有一最佳帶寬。脈沖峰值功率與噪聲功率之比最大。對于矩形脈沖，當Δf.τ=0.5(4.14)時，就出現(xiàn)最大值，而對于其他各脈沖來說，獲得信噪比的帶寬都在Δf.τ=0.25-0.75的范圍內(nèi)。當要求保持脈沖的形狀時，帶寬要求更寬一些。如圖4.3所示，對于矩形脈沖取:Δf.τ=4時，才能保持脈沖形狀。而在Δf.τ>0.5之后輸出的峰值幅度已經(jīng)基本不變。所以從信噪比出發(fā)，Δf.τ取0.5左右。輸入阻抗:放大器的輸入阻抗越大越好，輸入阻抗越高，驅(qū)動這一級放大器所需要的電流就越小，當輸入阻抗非常高時，則幾乎不會消耗信號電流就可以驅(qū)動這一級工作電路。由于我們項目的能耗限制，低電流工作有利于降低我們的功耗。圖4.3矩形脈沖通過圖中所示帶寬的網(wǎng)絡后的形狀和幅度放大倍數(shù):我們的放大倍數(shù)是由接收到返回脈沖的能量來決定的。接收到的能量取決于發(fā)射光的能量，大氣損耗，反射面的反射特性，光斑大小，接收面的大小，光電轉(zhuǎn)換器件的轉(zhuǎn)換效率等諸多因素。圖4.4理想化的接受光路圖圖4.4顯示的是，光信號的接收示意圖。我們假設激光管的發(fā)射功率為E,測距距離為L，光斑大小在測距達到一定距離可看作點光源，接收面的半徑為r，反射面的反射率為σ且為蘭伯特面，發(fā)射光路的透過率為T1，接收光路的透過率為T2,,且假設反射體反射面面積大于光斑面積，不考慮大氣吸收，則:接收到的光能量: (4.15)若從LD發(fā)射出的光功率E為10W，接收光學系統(tǒng)的透過率T1,T2為70%,反射面的反射率為20%,測距的距離為300m，將值帶入式(4.15)得 (4.16)選擇SPD-052型號得APD對900nm的紅外光的轉(zhuǎn)換率η為4.9x105V/W,APD的輸出電壓為: Vout=Erxη=2.1x10-9x4.9x105=1.029x10-3(V) (4.17)根據(jù)計算結(jié)果來決定放大器使用的放大倍數(shù)。至少放大2000倍，達到2.06V。UA733M是德州儀器公司產(chǎn)信號放大芯片，管腳如圖4.5所示。它是一款有著差分輸入和差分輸出的單片，雙極寬頻的視頻放大器。漏級跟隨器輸出使它可以驅(qū)動幾乎所有的容性負載。并且所有的級都是電流源偏置來獲得高的共模抑制比和電壓抑制比。如果沒有外部控制元件它具有固定的lOV/V,100V/V，和400V/V三個放大檔位。使用外部元件(電阻)，我們可以獲得從lOV/V到400V/V連續(xù)的放大倍數(shù)。任何增益選擇都不需要外部的頻率補償。圖4.5UA733外觀圖其特性如下帶寬200MHz；輸入阻抗250KΩ；可選擇的放大倍數(shù)10,100,400；無需頻率補償。從以上看出，它的放大帶寬遠遠超過我們的帶寬需要(30MHz)。但它的單片放大倍數(shù)不夠，在本設計中必須進行雙級放大，才能滿足我們的要求。（2）放大器的應用UA733可以實現(xiàn)10,100,400三個檔位的放大。連接芯片的管腳1A和1B,2A和2B開路可以實現(xiàn)放大10倍；管腳1A和1B開路，連接2A和2B可以實現(xiàn)100倍的放大；上述四個管腳都開路可以實現(xiàn)400倍的放大。通過改變連接在1A和1B之間的電阻的大小，可以實現(xiàn)放大倍數(shù)在10到400范圍內(nèi)連續(xù)變化。圖4.6是差分輸入連續(xù)可調(diào)放大倍數(shù)的連接圖。通過對可調(diào)電阻Radj的調(diào)節(jié)可以實現(xiàn)從10到400倍的放大。當然放大倍數(shù)和輸入信號的頻率有一很大的關系，信號的頻率越高，可實現(xiàn)的最大放大倍數(shù)會有相應的下降，但因本設計的工作頻率只有10K，因此對放大倍數(shù)幾乎沒有影響。圖4.7顯示的放大倍數(shù)和頻率的關系。圖4.6差分電壓輸入下的放大連續(xù)調(diào)節(jié)圖從圖4.7可以看出，對于固定的增益，當頻率小于10MHz時，單終端電壓放大值AVS幾乎沒有變化，而當工作頻率超過10MHz時，AVS會出現(xiàn)很明顯的變化。在接近最大工作帶寬的時候已經(jīng)下降到原先的50%。圖4.7放大倍數(shù)和頻率的關系圖4.2.3.高速比較器前置放大器對信號進行了放大，同時也對噪聲進行了放大，故并不能提高信噪比。必須設定一定的閾值，提取出所需的脈沖信號，為后續(xù)電路穩(wěn)定的工作提供先決條件，以提高測距精度。MAX913是美信公司出品的一款高速TTL電平的比較器，芯片如圖4.8所示。它有著差分輸入和補償TTL輸出。極小的傳輸延時(一般情況為lOns)，極低的供電電流和寬的正常模式的輸入范圍(包括負向)，使MAX913成為低功耗、高速、單5V(±5V)的理想選擇，例如，V/F轉(zhuǎn)換，開關調(diào)節(jié)等等。圖4.8MAX913芯片結(jié)構(gòu)圖MAX913的一些特性如下:極快的速度(1Ons)；單5V供電或15V雙供電操作；輸入范圍擴展到負向；沒有最小輸入信號回轉(zhuǎn)速率的要求；線性區(qū)域的高穩(wěn)定；低偏移電壓(0.8v)MAX913的一些使用注意事項:MAX913是在一個提供輸入一般模式范圍(VCM)在8V(-5.2V-+3.5V)的±5V的供電電源下進行測試的。而在在+5V供電電源的操作之下則提供一個一般模式的3.7V(-0.2V-+3.5V)的工作范圍。只要把V連接到GND就可以進行單供電操作了，此時MAX913可以從最小4.5V供電電源開始工作。V+同時給模擬輸入和數(shù)字輸出部分供電，但是V-只是給模擬部分供電。V+和V-可以旁通一個0.1uF的陶瓷電容連接到GND與并聯(lián)一個10uF的陶瓷電容進行濾波。陶瓷電容必須緊靠著供電端，以使導線電感降至最小。為了獲得較小的噪聲效果，可以使用鐵氧體珠子在供電線上。基于比較器的上升沿和下降沿在+25℃4.3硬件電路的實現(xiàn)本文主要是針對硬件電路設計，假設信號通過了光學系統(tǒng)，照射到APD的光敏面上。通過波長匹配的APD進行接收并放大輸出到UA733和MAX913組成的電路，進行信號的再放大和比較濾波，最后送出數(shù)字信號，經(jīng)轉(zhuǎn)換后作為時鐘電路的分頻器的時鐘輸出和保持使能信號。在實際PCB板布線時，還必須注意以下三點問題:1)印刷電路板使用非間斷的地線層；2)注意旁通元件的帶寬和盡量減少導線的長度；3)避免使用插座，高速比較器和其它一些元件要直接焊接到電路板上，避免沒有必要的寄生電容和電感。4.4性能測試及分析為了驗證電路在功能上的正確和電器上的合理性.。擬訂如下的方案進行實際的功能驗證。圖4.9是采用的電路原理圖。實際測距過程中，回波信號與噪聲信號同時被放大了，對于高精度的計數(shù)，信噪比是必須要考慮的問題。高速比較器的作用就在于此。利用比較器設定的比較電平主要的參考是噪聲信號的電壓幅度，比較電平應高于噪聲信號的電壓幅度值而低于信號電壓電平。比較電平的設定盡量的要小一點，這樣可以降低系統(tǒng)的功耗，為了獲得電路正常工作的底限，測試工作是在白天強光照的情況下進行的。具體的測試方案為:利用己經(jīng)研制的脈沖激光發(fā)射模塊，輔助光學系統(tǒng)在一定距離直接照射接受電路中雪崩二極管(帶接受的光學系統(tǒng))。光發(fā)射光學系統(tǒng)產(chǎn)生的光信號的發(fā)散角為3個毫弧度，光斑的形狀是橢圓形，實驗測得光斑在150m時，光斑的長軸直徑為50cm,短軸約為25cm。由雪崩二極管放大后的信號輸入到放大比較電路，使用示波器觀察產(chǎn)生放大器的波形輸出，測得的波形圖如圖4.10所示。圖4.9放大器和高速比較器的電路連接圖圖4.10實際系統(tǒng)測試波形圖從圖中可以看出信噪比還是比較的高，顯示版面中每一大格代表200mV，噪聲的電壓幅度范圍集中在士40mV左右。信號的幅度有240mV，信噪比達到了3，還是不錯的。4.5本章小節(jié)本章對需要接收的回波信號能量進行分析計算，從靈敏度、噪聲特性和內(nèi)增益大小以及相應時間、方向工作電壓等進行分析論證，最終決定使用型號為SPD-052的這款硅雪崩光電二極管。其響應波長850ns，它的光響應特性為4.9x105V/W，暗電流小于100nA，反向工作電壓為275-425V，相應時間為小于lOns。從光信號的脈沖寬度和能量的角度解釋如何選用放大芯片，并最終選擇UA733這一款視頻放大芯片。它具有200MHz的工作帶寬，10-400的可調(diào)增益使得放大后的信號能夠保持原始形狀，使用兩級放大時，使信號輕松的放大1000倍。為了獲得更好的脈沖回波信號，提出使用高速比較器來進行脈沖的整形濾波。從信號的脈沖寬度出發(fā)，最終選用MAX913（工作速度為1Ons）高速比較器。

5基于ECL電平時鐘基準高精度計數(shù)模塊的設計及研制5.1設計方案的確定以低頻的高穩(wěn)定度晶振作為基準，產(chǎn)生一定頻率的時鐘信號輸入一個倍頻器(PLL)，得到一定頻率ECL的時鐘信號，把ECL時鐘信號輸入分頻芯片，再利用電平轉(zhuǎn)換為TTL電平，以此時鐘信號作為時鐘基準，輸入高精度計數(shù)(分頻)和控制單元，以控制系統(tǒng)同時觸發(fā)高精度計數(shù)和激光脈沖的發(fā)射，使之嚴格的同步，最后利用回波脈沖的上升沿中止計數(shù)，結(jié)合分頻器和高精度計數(shù)單元的計數(shù)狀態(tài)，輸出最后的計數(shù)結(jié)果。示意圖如圖5.1所示。圖5.1測距核心電路示意框圖時鐘基準的穩(wěn)定性(兩種情況:一種是對于單個周期的在時間上有穩(wěn)定性，另一種是一段時間內(nèi)固定脈沖個數(shù)穩(wěn)定性)是我們必須要考慮的一個問題，若使用不穩(wěn)定的時鐘基準來計數(shù)，其結(jié)果就有較大的誤差，而且誤差難以預測及消除。例如時鐘周期為2ns，以300m的測距距離，光脈沖飛行一個來回需要計2000個時鐘周期，光脈沖一個周期飛行0.6m。這樣折算到單程，要想誤差不超過0.3m，脈沖計數(shù)的誤差不能超過1個，即計1000個脈沖誤差不能超過1個，也就是時鐘基準(以500MHz為例)和溫度誤差的總差額不能超過±500ppm。因此我們必須使用高穩(wěn)定度的晶振作為時鐘基準。在選用石英晶體振蕩器時，首先應查出其主要電參數(shù)(例如標稱頻率、負載電容、激勵電平等參數(shù))是否符合應用電路要求，且盡量采用低頻率的晶振，實驗證明晶振的頻率越低，它的的頻率波動越小。方案使用了專門設計的時鐘電路，提高了時鐘信號的質(zhì)量，為后面的高精度計數(shù)和控制電路提供方便(減小了時序混亂造成系統(tǒng)出錯可能性)，而且使用高頻率的ECL電平的時鐘基準，能夠?qū)崿F(xiàn)精度非常高的時間分辨率(誤差在2ns之內(nèi)，達到±0.3m的測距精度)，但是在設計和實際電路調(diào)試存在較高的難度(核心部分的頻率較高，在PCB板上的器件的分布和走線上)。5.2時鐘模塊的設計5.2.1晶振的選擇綜合考慮到晶振的工作電壓、輸出的時鐘波形電壓、頻率的總差額度以及工作溫度、功耗和負載，我們選用某電子公司生產(chǎn)的晶振，它的的具體參數(shù)如5.1表所示:表5.1晶振參數(shù)型號標稱頻率（KHz）工作溫度(℃)總差額(PPM)輸出電壓(V)額定負載(Ω)電源電壓(V)功耗(mW)ZWB-21000-20000-25-+55±50.5正弦1K+12<100ZWB-2A±3ZWB-2B±2ZWB-30-+55±3ZWB-3A±5ZWB-3B±2ZZT-25000-60000-40-+70±502.5Vp-p方波8個TTL+3.5<100ZZT-3-25-+55ZZT-40-+50+5ZZT-510-50從表中我們明顯的可以看出，正弦信號時鐘的頻率誤差比方波的時鐘的要小的多，而且工作的溫度范圍都差不多,故選用ZWB系列的晶振作為時鐘基準。5.2.2倍頻器(鎖相環(huán))的選擇MICREL公司出品的SY89430是一款倍頻芯片，它廣泛應用于工作站，高級通訊系統(tǒng)，高端消費電子，高性能計算，RISCCPU時鐘，圖形象素時鐘，測試設備及其它基于處理器的高級應用場合。它是一款專門針對那些即需要串行口，又需要并行口的應用場合的頻率合成器。它的內(nèi)部的壓控振蕩器能以1M的間隔產(chǎn)生400-950的頻率。它的差分PECL輸出設置了對VOC進行1,2,4的分頻。芯片內(nèi)部對外部輸入的16MHz進行8分頻作為時鐘基準。SY89430的外觀如圖5.2和圖5.3所示圖5.2SY89430芯片外形圖一圖5.3SY89430芯片外形圖二圖5.2所示芯片使用的是PLCC封裝，圖5.3所示芯片使用的是SOIC貼片封裝，兩種封裝在功能上沒有差別，但在尺寸上，SO封裝明顯要小很多，適合于小型系統(tǒng)。它的主要特性如下:5V和3.3V兩種電壓選擇;50MHz-950MHz的差分PECL輸出;±25ps的峰值到峰值的抖動;最小的頻率過沖;合理的綜合架構(gòu);串行3線接口?；谒淖吭降男阅芎透叨说膽脠龊弦约昂侠淼姆庋b，能夠應用于高速時鐘電路。時鐘電路的實現(xiàn)框圖如5.4所示:圖5.4時鐘電路部分的連接示意圖圖中的被動濾波電路能夠使頻率跳動盡可能達到最小。SY89430是一款可編程的倍頻芯片，通過芯片管腳對內(nèi)部各項系統(tǒng)進行編程，可以獲得需要的頻率輸出。該芯片提供了兩種可供使用的編程方式:串行模式，并行模式。下面分別來介紹這兩種編程方式。(1)串行配置:串行配置使用單片機I/O端口的通過SY89434S_DATA,S_LOAD，S_CLOCK三個管腳，對SY89430進行初始化，設定倍頻系數(shù)，輸出分頻系數(shù)以及TEST管腳的輸出。初始化是通過內(nèi)部一個14位的移位寄存器來執(zhí)行的。具體時序描述是：在S_CLOCK的每次上升沿到來時進行一次移位。串行輸入必須符合指定的建立和保持的時間(避免時序錯誤，導致配置失敗)。隨著P_LOAD被拉高，在S_LOAD由高變低的下降沿，內(nèi)部鎖存器開始捕捉到移位寄存器移入的值，直到S_LOAD由低變高結(jié)束。串行配置的時序圖如圖5.5所示。圖5.5SY89430初始化時序圖本設計中，串行配置是使用C語言(標準C)編寫程序，在Medwin環(huán)境中編譯輸出IntelHEX文件，用燒錄器寫入Atmel公司的89C52單片機。主要程序如下:#include<reg51.h>sbitP1_2=P2^1;//P1_2對應S_CLOCKsbitP1_1=P2^0;//P1_1對應S_DATAsbitP1_0=Pl^7;//P1_0對應S_LOADvoidmain(void){ P1_0=l;//初始化各個端口P1_2=1;P1_2=0;P1_0=0;//把S_LOAD管腳的電平拉低，開始送數(shù)P1_2=0;//使S_CLOCK產(chǎn)生上升沿，獲得移位信號P1_1=0;/*T2*/...P1_1=0;/*MO*/P1_2=1;P1_2=0;P1_0=1;//使S_LOAD產(chǎn)生一個正向脈沖，結(jié)束配置P1_0=0;}(2)并行配置:通過對M[8:0]和N[1:0]直接結(jié)高電平或接地，在電源有效時，對SY89430進行配置。正常情況下，當系統(tǒng)復位時，P_LOAD輸入端被拉低，直到電源輸入變得有效。隨著S_LOAD管腳被拉低，在P_LOAD輸入端被由低拉高的上升沿，并行輸入的信號被系統(tǒng)捕捉到。并行配置擁有比串行配置更高的優(yōu)先級，將首先對系統(tǒng)進行并行配置，然后進行串行配置，直到串行配置完成。阻抗匹配:芯片的差分PECL輸出，即PECL和PECL，是開路射極輸出。因此，終端負載電阻或電流源必須被用作多用途。這些被設計成用于驅(qū)動500的傳輸線。因此必須使用阻抗匹配技術來盡可能的使操作頻率最高并且使波形失真最小。下圖是阻抗匹配的電路圖:圖5.6SY89430的輸出阻抗匹配圖電源的注意事項:電源供電電壓:SY89430可以工作在單獨正電壓+5V或+3.3V下。差分PECL輸出將會使用同樣的供電電壓連接到PECL輸入。本設計中使用的是5V電壓供電。供電電源地濾波:在任何高速集成電路中，電源地濾波是十分重要地。在所有的獨立供電的管腳和地之間都必須加一個0.1uF的高頻旁路的電容。VCC1,VC_QUIET,VCC_TTL，和VCC_OUT每個必須通過焊盤連接到供電面上，且每個管腳都必須有一個旁路電容。為了獲得最好的頻率表現(xiàn)，電源部分最好要和其它模塊隔離開。供電部分的每一個管腳都必須接一個O.1uF和0.01uF的旁路電容。輸入?yún)⒖紩r鐘連接:SY89430是專門設計用于16MHz的參考頻率輸入和2MHz的相位探測頻率。使用16MHz的參考頻率可以對芯片進行編程，可產(chǎn)生以lMHz的步調(diào)進行變化的25-950MHz的頻率輸出。晶振兩端直接連接到XTAL1和XTAL2兩個管腳。5.2.3分頻器的選擇在數(shù)字電路中，分頻就是計數(shù)的意思，由于核心計數(shù)模塊無法工作在500MHz的頻率之下，所以必須對PECL時鐘信號進行分頻，也就是先進行計數(shù)。SY1OOELT34是MICREL公司推薦使用的分頻芯片(用于5V的工作電壓)。如圖5.7所示。圖5.7分頻芯片SY100ELT34SY100ELT34-1是一款低偏移，能實現(xiàn)令÷1,÷2,÷4的專門用于低偏移的時鐘發(fā)生器的分頻芯片。它能夠?qū)崿F(xiàn)對三個分頻時鐘信號進行同步控制，因此，在對三個輸出進行保持的時候，不會出現(xiàn)時差的問題。此分頻器的管腳使用如表5.2示。表5.2SY100ELT34-1的管腳使用說明管腳功能CLK差分時鐘輸入/EN同步使能信號MR主復位VBB參考輸出Q0差分÷1輸出Q1差分÷2輸出Q2差分÷4輸出SY100ELT34-1的控制功能CLK/ENMR功能↑LL分頻↓HL保持Q0-2XXH復位Q0-2注意其中/EN管腳的功能是十分重要的，核心計數(shù)部分就是利用了它的特性。利用它的高低電平的變化，可以實現(xiàn)時鐘信號的分頻和保持，用來啟動和關閉計數(shù)器。5.2.4電平轉(zhuǎn)換(PECL轉(zhuǎn)TTL)由于脈沖計數(shù)模塊最終需要的是TTL電平的時鐘信號，因此PECL電平的時鐘信號需要轉(zhuǎn)換成TTL電平，SY100ELT23是MICREL提供的一款雙端差分PECL到TTL的轉(zhuǎn)換芯片。由于使用是PECL電平(PositiveECL)，因此我們只需要+5V和地就可以了。而且它的SOIC封裝和低偏移雙門設計使它成為一款很好的時鐘或數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換芯片。它的結(jié)構(gòu)圖如圖5.8所示。圖5.8SY100ELT23內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖時鐘電路部分的基本工作流程是：利用一個高穩(wěn)定的晶振作為PLL芯片的參考時鐘輸入，PLL芯片產(chǎn)生高頻(500MHz)的PECL電平的時鐘信號，對該信號進行1,2,4分頻，再進行PECL到TTL電平轉(zhuǎn)換得到S1,S2,S3，三個信號輸入核心計數(shù)單元，S3作為內(nèi)部時鐘基準，進行計數(shù)和相應的控制。5.3基于CPLD的高精度計數(shù)模塊5.3.1芯片的介紹及選用[9]隨著對電子技術的發(fā)展，電路系統(tǒng)，特別是數(shù)字電路，集成度越來越高，對器件的性能(包括速度，穩(wěn)定度，復雜程度)要求也越來越高。FPGA/CPLD以其自身具有的高集成度，高速度以及現(xiàn)場可編程能力(FPGA)，已經(jīng)被廣泛運用于各個應用領域(高速信號采集，高速數(shù)字信號處理，高速控制等等)。FPGA與CPLD器件有各自的優(yōu)缺點。一般來講，由于在CPLD器件內(nèi)可以通過邏輯陣列將大型函數(shù)在一級邏輯中實現(xiàn)，因此它能夠提供最高的系統(tǒng)運行速度，并且其易于確定的時序參數(shù)也有助于邏輯分析工作，但是它的內(nèi)部寄存器資源相對FPGA器件要少。實際設計時，設計邏輯被劃分到CPLD的各個邏輯塊內(nèi)，并且可由用戶控制具體使用方式。FPGA器件具有較小的基本邏輯單元，通常適合實現(xiàn)流水結(jié)構(gòu)的設計，也可以利用邏輯單元的級連來實現(xiàn)較長的數(shù)據(jù)通路。相對CPLD器件FPGA的邏輯單元陣列是可以將設計功能進行更細的劃分，因此能夠更充分的利用單元內(nèi)的各種資源，但是同時也加大了邏輯優(yōu)化和時序分析的難度。由于本項目的核心是計數(shù)器，因此器件內(nèi)部的時延是我們必須考慮而且要準確的預測，并且對時序的要求比較嚴格，因此最好CPLD器件。MAX7000系列是高密度，高性能CMOSCPLD器件，是在Altera公司的第二代MAX結(jié)構(gòu)基礎上構(gòu)成，采用先進的0.8umCMOS技術制造，MAX7000提供1200到10000的可用門，引腳到引腳的延時為6ns，計數(shù)器的頻率可以達到151.5MHz。它的內(nèi)部是用CMOSEEPROM單元實現(xiàn)邏輯函數(shù)的。EPM7064S是可編程的大規(guī)模邏輯器件，為ALTERA公司的MAX7000系列產(chǎn)品之一，它具有高阻抗、電可擦等特點，提供門數(shù)2500，可用門單元為1250個，擁有64個宏單元，可用I/O數(shù)目68，管腳間最大延遲為5ns，工作電壓為+5V。具體參數(shù)見表5.3所示。表5.3MAX7000S系列芯片很明顯，隨著芯片的可用門數(shù)，宏單元數(shù)目，邏輯陣列塊數(shù)的增加，芯片的管腳對管腳的延時tPD也增大，而系統(tǒng)可工作的最高頻率fCNT迅速降低。全局時鐘的建立時間tSU和全局時鐘的輸出延時tC01也在增加，但幅度并不是大。而快速輸入時鐘的建立時間tFSU。則基本保持不變或變化很小。綜合各方面因素，時間特性(管腳間延時，時鐘信號建立時間，內(nèi)部單元的延時)，可工作的最高頻率(內(nèi)部計數(shù)器實際工作在125MHz時鐘頻率下)，內(nèi)部可使用資源數(shù)量，可使用I/O口的數(shù)量，封裝形式(PLCC,QFP>等，EPM7064S的各項指標基本符合本設計的要求。5.3.2高精度計數(shù)的解決方案5.3.2.1計數(shù)模式的確定本系統(tǒng)采用同步計數(shù)，所謂同步計數(shù)指的是所有存儲單元的狀態(tài)的改變在系統(tǒng)統(tǒng)一的時鐘脈沖控制之下同時發(fā)生，既存儲單元的狀態(tài)的改變是和時鐘脈沖是同步的。因此，這類時序電路是由各種各樣時鐘控制的觸發(fā)器構(gòu)成，而且有統(tǒng)一的時鐘脈沖同時加在所有觸發(fā)器的CP端。只有在時鐘脈沖到來時，才能改變電路的狀態(tài)，而且只改變一次。同步計數(shù)中，應該翻轉(zhuǎn)的觸發(fā)器直接受控計數(shù)脈沖而同時翻轉(zhuǎn)，所以工作速度較快。5.3.2.2高精度計數(shù)的VHDL語言實現(xiàn)CPLD內(nèi)部計數(shù)模塊的電路如圖5.9所示。圖5.9CPLD內(nèi)部的電路示意圖由于系統(tǒng)輸入的時鐘周期是125MHz，用這個時鐘來進行計數(shù)，況且CPLD也無法工作在高于175.4MHz的頻率之下，因此很難達到±0.3m的計數(shù)精度。本設計使用125MHz進行計數(shù)的結(jié)果，結(jié)合分頻芯片SY100ELT43的÷1,÷2后的500MHz和250MHz的計數(shù)結(jié)果，來達到一個時鐘周期，即2ns的誤差。（1）時序邏輯介紹:系統(tǒng)加電，系統(tǒng)主控制器的定時器開始遞減計數(shù)，在此時間之內(nèi)，對各個單元進行初始化。當計數(shù)器遞減到零，產(chǎn)生一個單脈沖，CPLD內(nèi)部控制器開始工作，控制器啟動，控制器產(chǎn)生信號，啟動激光脈沖發(fā)射并同時啟動時鐘電路部分的SY1OOELT34-1芯片，經(jīng)過很小的延時(具體時間有PCB布線后的布局來決定)，CPLD內(nèi)部的計數(shù)器開始工作，當系統(tǒng)接受到回波信號，CPLD內(nèi)的控制器，使時鐘單元的SY100ELT34進入保持狀態(tài)，計數(shù)器停止計數(shù)，并通知系統(tǒng)主控制器進行讀數(shù)，可以通過串行口或者并行口輸出，讀數(shù)結(jié)束，主控制器發(fā)出復位信號，計數(shù)器復位，系統(tǒng)此時無需主控制器啟動，由光脈沖控制，自動進入下一個計數(shù)過程。如此往復。程序流程圖如圖5.10所示。圖5.10計數(shù)及控制系統(tǒng)流程圖系統(tǒng)在時序上有嚴格的要求，否則如果時序出現(xiàn)混亂，電路就無法完成既定的功能。（2）時間分析：時鐘電路的時間計算:SY89430的配置時間在串行配置是由單片機的時鐘頻率決定的。12MHz的時鐘周期時間為83ns，由圖5.5可知，串行配置至少需要19個時鐘周期，既1577ns，建立時間包括S_DATA到S_CLOCK,S_CLOCK到S_LOAD,M.N到P_LOAD的時間各20ns,鎖相環(huán)進入鎖定狀態(tài)的時間10ms，還有其他一些未知的因素造成的延時。這樣在初始化階段最消耗時間模塊總共需要11ms(留有余量)。因此，在單片機對時鐘電路進行配置后，還需要作至少11ms的延時操作，再啟動發(fā)射和計數(shù)單元。CPLD內(nèi)部設計的時間特性分析:除了管腳的延時，內(nèi)部器件之間的信號傳輸也有延時，以EPM7064SLC68-7為例，在使用MAXPLUS2自帶的時間特性仿真時，管腳的延時為7ns，內(nèi)器件(如D觸發(fā)器之間連接的延時為5ns，實際要小一點而且不太穩(wěn)定)，它的延時差不多和專用的延時元件LCELL的延時時間一樣(仿真結(jié)果一樣)，但事實上，內(nèi)部的延時并不是這么簡單，這還關系到綜合軟件的綜合效果，包括器件在內(nèi)部宏單元的分配情況，連線情況，距離的遠近等等。5.3.3高精度計數(shù)模塊的功能仿真對高精度計數(shù)模塊進行仿真時，圖中的CLK_500和CLK_250并沒有用于CPLD的內(nèi)部工作而且也無法使用它，只是在時鐘信號進入保持狀態(tài)是，獲取它所對應管腳的電平狀態(tài)。圖中，在19ns時，時鐘進入保持狀態(tài)，這是可以很容易讀出這時的計數(shù)(分頻)結(jié)果，而且最小誤差控制在CLK_500這個500MHz的時鐘信號的一個周期2ns之內(nèi)，圖中的保持信號只對計數(shù)器進行保持。時序示意圖如圖5.11所示。圖5.11計數(shù)電路的時序仿真波形圖圖5.11的res是計數(shù)器復位信號，該信號由讀數(shù)單元進行協(xié)調(diào)，系統(tǒng)必須在讀數(shù)完成之后進行系統(tǒng)復位，否則會導致讀錯誤。Read是開始讀數(shù)的信號，是由硬件系統(tǒng)和計算機進行通信協(xié)調(diào)完成，同時必須在時鐘信號保持狀態(tài)后進行。CLK_125時鐘信號和實際使用的時鐘周期是一樣的，125MHz。時鐘周期為8ns。在使用發(fā)射與計數(shù)同步的情況下，使用這種方法進行計數(shù)，計數(shù)的誤差可以精確的控制到終止計數(shù)時，在最高計數(shù)脈沖的一個周期之內(nèi)，經(jīng)過計算，以300km/s，并折算到脈沖飛行路程的一個來回的一半，得出理論上的誤差范圍為為±0.3m，這是比較理想情況下的誤差約為±0.3m。但實際過程中，從控制信號產(chǎn)生脈沖激光發(fā)射信號到光脈沖的發(fā)出，這其中有一定的延時，并且發(fā)出使分頻芯片進入保持狀態(tài)或取消保持狀態(tài)還需一段時間的延時，我們必須盡量準確的獲得這個時間的值，對計數(shù)結(jié)果進行修正。5.4數(shù)據(jù)的采集為了便于對測距的結(jié)果進行分析，進一步改進系統(tǒng)的設計來提高系統(tǒng)性能(目標識別時，數(shù)據(jù)通過FIFO和DSP芯片進行連接，無需輸出)，我們必須把數(shù)據(jù)輸出。光脈沖的發(fā)射頻率為10KHz，兩次發(fā)射的時間間隔為100us。計數(shù)的結(jié)果為12位，既1.5KB/s的數(shù)據(jù)率。我們以100米測距范圍來講，光發(fā)射到返回需要100×2/3×108=670ns，我們以通過串行口接收數(shù)據(jù)來講:使用C51系列單片機，通過RS232標準的芯片和計算機進行通訊。就RS232標準的串行通訊而言，設波特率位9600bps，傳送完12位數(shù)據(jù)需要1250us，顯然串口無法在下一批數(shù)據(jù)到來的時候?qū)⒁延械臄?shù)據(jù)發(fā)送出去。因此在如此高的測頻之下，我們不能使用串口進行數(shù)據(jù)采集。因此使用串口進行讀數(shù)只能用于在低速情況下。(PCB板上預留串口，用于初期的實驗分析)在10kHz的測頻之下，我們可以用計算機并行口進行數(shù)據(jù)采集。并口是計算機的一個輸入輸出基本的設備。并行口有三個端口:數(shù)據(jù)口，狀態(tài)口和控制口，常用的并口為LPT1，其三個端口的地址分別為:378H,379H和37AH。在整個測量系統(tǒng)中，測量結(jié)果是12位，所以除了并行口的8位以外，我們還使用了狀態(tài)口的4位，分別為11腳BUSY,12腳PAPEROUT,13腳SELECTIN和15腳ERROR，如圖5.4所示。同時采用查詢的方式從并口采集數(shù)據(jù)，計算機不斷的查詢并口的控制口的1腳STROBE，如果為高電平，并且上次查詢時該位為低電平，則讀取上述的12位的數(shù)據(jù)，如果為STROBE為低申‘平，或者上次杳詢的結(jié)果為高電平則不讀取數(shù)據(jù)。圖5.12狀態(tài)口379H的各個位的信息圖從數(shù)據(jù)口采集到的數(shù)據(jù)DO～D7，則將狀態(tài)口的四位數(shù)據(jù)按圖所表示的D11,D10,D9,D8的次序再和DO-D7相組合，就得到了12位的測距結(jié)果。5.4.1通過并行口進行數(shù)據(jù)采集可以使用多種程序設計語言，其中使用匯編語言是最高效，當然使用基于DOS環(huán)境的C語言也是不錯的選擇。本設計時采用是Delphi(使用PASCAL語言)，主要是為了便于以后直接進行數(shù)據(jù)分析提供方便，不需要總是在操作系統(tǒng)之間切換。5.4.1.1多線程處理由于采用了查詢操作的方式來從并口中讀取數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)采集速率要達到10K/s,如果持續(xù)不斷的采集數(shù)據(jù)會使得程序?qū)ν獠枯斎霙]有響應。為解決這個問題，如果在每次循環(huán)間加入使線程休眠（微秒級）的指令。由于不能滿足l0K/s的采集速率的需要，會產(chǎn)生漏過大量的數(shù)據(jù)，且休眠函數(shù)所采用的計時器并不精確，故不能采用這種方式來解決。WIN32是一種搶占式的操作系統(tǒng)，整個系統(tǒng)中的線程通過系統(tǒng)分配的時間片依次輪流的執(zhí)行。并且WIN32操作系統(tǒng)提供在應用程序中執(zhí)行多線程的能力。因而可以在程序中創(chuàng)建一個新的線程，進行不斷查詢和從并口讀數(shù)的操作，這樣可以解決界面不能響應外界操作的問題。另外只要系統(tǒng)運行的程序不是很多，負擔不是很重，就能夠比較及時的為這個查詢和從并口讀數(shù)的線程分配足夠多的時間片，就可以實現(xiàn)一種準實時的采集數(shù)據(jù)的要求。Delphi把相關線程操作的大部分API都封裝在TThread對象這個ObjectPascal對象中。TThread直接繼承于TObject。創(chuàng)建新的線程對象ParaThreadotype