電流源和電壓源電路演示文稿

電流源和電壓源電路演示文稿當前1頁，總共151頁。電流源電流源是電路的基本元件，它是一種二端元件。電流源的內阻相對負載阻抗很大，負載阻抗波動不會改變電流大小。在電流源回路中串聯(lián)電阻無意義，因為它不會改變負載的電流，也不會改變負載上的電壓。在原理圖上這類電阻應簡化掉。負載阻抗只有并聯(lián)在電流源上才有意義，與內阻是分流關系。當前2頁，總共151頁。由于內阻等多方面的原因，理想電流源在真實世界是不存在的，但這樣一個模型對于電路分析是十分有價值的。實際上，如果一個電流源在電壓變化時，電流的波動不明顯，我們通常就假定它是一個理想電流源。當前3頁，總共151頁。電流源的基本性質電流源有兩個基本性質：

(1)它發(fā)出的電流是定值，或是一定的時間函數(shù)，與兩端的電壓無關。

(2)電流源的電流是由它本身確定的，至于它兩端的電壓則是任意的。

當前4頁，總共151頁?；鶇^(qū)寬度調制效應這是BJT在較大工作電壓時所出現(xiàn)的一種現(xiàn)象。因為BJT在放大狀態(tài)工作時，集電結上的反偏電壓（直流電壓+交流電源）是變化的，則集電結的勢壘厚度也將隨著變化，這就會導致基區(qū)寬度發(fā)生變化；這種由集電結電壓而引起基區(qū)寬度發(fā)生變化的現(xiàn)象，最早是由Early提出并加以說明的，故稱為Early效應（愛里效應），又稱為基區(qū)寬度調制效應。勢壘就是勢能比附近的勢能都高的空間區(qū)域，基本上就是極值點附近的一小片區(qū)域。當前5頁，總共151頁。電流源電路是提供恒定電流的一類電子線路，它廣泛應用于各種功能電路中。對電流源電路的要求：1、提供電流

IO

，并且其值在外界環(huán)境因素（溫度、電源電壓等）變化時，力求維持穩(wěn)定不變。2、當其兩端電壓變化時，應該具有保持電流IO

恒定不變的恒流特性，或者說電流源電路的交流內阻RO趨于無窮。一、鏡像電流源電路1、基本鏡像電流源電路：如圖所示電路結構：T1與T2

應該選取參數(shù)完全匹配的晶體三極管。T1T2VCCiC2=IOiC1IRR當前6頁，總共151頁。其中，T1

的集電極和基極相連，接成二極管的形式，并且由VCC

通過R提供電流IR。分析：（1）、精度和熱穩(wěn)定性根據電路有：當忽略基區(qū)調制效率應時：或表示為所以上式可等效為T1T2VCCiC2=IOiC1IRR當前7頁，總共151頁。由于而IS

與發(fā)射結面積成正比，因此有當時則由此式可以看出T1管的電流I1

等值得轉移到T2

管中。當時，T1

管電流I1

則加權地轉移到T2

管中，加權因子為發(fā)射結面積比值。當前8頁，總共151頁。根據電路還可知：T1T2VCCiC2=IOiC1IR若T1與T2

的參數(shù)完全匹配，當時：已知所以當前9頁，總共151頁。故顯然，IR

是由VCC

通過R提供的，它是電流源電路的參考電流，只要IR

確定后，IO

也就被確定。當前10頁，總共151頁。從此式可以看出：它們之間不是嚴格滿足鏡像關系，而是由有限的β值產生誤差，這個誤差隨β值的增大而減小。同時IR又與VBE(on)

有關，而β值和VBE(on)又是溫度敏感的參數(shù)，因而造成IO的熱穩(wěn)定性下降。只有當時才能忽略溫度以及β離散性的影響。在高精度電流源中還必須考慮基區(qū)寬度調制效應的影響，當計入基區(qū)寬度調制效應時：當前11頁，總共151頁。當時，已知當前12頁，總共151頁?？梢娪嬋牖鶇^(qū)調制效應后，進一步降低了IO

的精度和熱穩(wěn)定性。通常若滿足則可忽略基區(qū)調制效應的影響。（2）、恒流特性：為了保持恒流特性，應該增大RO。根據電路得：Rrerb'egmvb'erce2T1T2VCCiC2=IOiC1IRR當前13頁，總共151頁。2、減小β值影響的鏡像電流源電路如圖所示與前面介紹的電流源不同的是，用T3

管代替T1

管的集電極與基極的短路線。此電路是利用T3

管的電流放大作用，以減小

iB1、iB2

對IR

的分流，使iC1

更接近IR，從而有效的減小了IR

轉換為iC2

過程中由于有限的β值引入的誤差。T1T2VCCiC2=IOiC1IRT3iE3iB1iB2iB3R當前14頁，總共151頁。根據電路有因為若故則注意：此時電路中的iE3

不能過大，否則會引起

iB1、iB2

過大，導致飽和失真。T1T2VCCiC2=IOiC1IRT3iE3iB1iB2iB3R當前15頁，總共151頁。所以當前16頁，總共151頁。在實際的電路中，為了避免T3

管因工作電流過小，而引起β值的減小，并且又不能增大iB3，一般都在T3

管的發(fā)射極上接一個適當?shù)碾娮鑂E，則

iE3

的電流為：使

iE3

適當?shù)脑龃?。T1T2VCCiC2=IOiC1IRT3iE3iB1iB2iB3RE3R當前17頁，總共151頁。3、比例式鏡像電流源在實際應用中，經常需要IO

與IR

成特定比例關系的鏡像電流源電路。實現(xiàn)這種比例關系的電路可以從兩方面著手：（2）、在兩管的發(fā)射極上串接不同阻值的電阻。（1）、改變兩管的發(fā)射結面積，前面介紹過時的情況。T1T2VCCiC2=IOiC1IRRR2R1iE1iE2如圖所示當前18頁，總共151頁。根據電路有設并忽略基調效應。則有因為故T1T2VCCiC2=IOiC1IRRR2R1iE1iE2（根據PN結的伏安特性）當前19頁，總共151頁。當β值足夠大時，所以若

iC1

對IO的比值不太大時，例如、則T1T2VCCiC2=IOiC1IRRR2R1iE1iE2當前20頁，總共151頁。并且滿足當β值足夠大時，所以則有T1T2VCCiC2=IOiC1IRRR2R1iE1iE2當前21頁，總共151頁。由此式可知：只要改變兩個電阻的比值，就可得到IO

對IR

的不同比例關系，為了保證IO

的精度，除了增大β值外，還應該限制IR對IO

的比值，應該滿足：或的條件。對T2

管來說，接入R2

后，還可以增大輸出的交流電阻RO，可以改進恒流特性。當前22頁，總共151頁。4、微電流源電路微電流源電路：能夠提供微安量級電流的電流源電路。在前面所介紹的三種電流源電路，很難滿足輸出微安量級的電流，即使能夠滿足，則需要R或R2

的電阻值很大，這又不符合集成工藝。T1T2VCCiC2=IOiC1IRRR2iE2通過對比例電路分析可知若令：R1=0則當前23頁，總共151頁。由圖可知：當前24頁，總共151頁。5、威爾遜電流源為了提高電流源的傳輸精度，可采用如圖所示的威爾遜電流源。威爾遜電流源是根據負反饋原理制成因而具有良好的溫度特性和很高的輸出電阻。假定由于溫度或負載的變化使IO=IC3加大，則IE3也隨之增加，它的鏡像電流IC1跟著增加，使UC1=UB3下降，IB3減小，使IO基本保持不變。當前25頁，總共151頁。當前26頁，總共151頁。6.多路恒流源電路上述的基本電流源和比例電流源都可以連續(xù)成多路恒流源,多路恒流源是采用一個基準電流IR供給多個恒流輸出，其電路如圖3—39（a）所示。在圖3—39（a）中，若管子特性一致，則各路輸出電流相等，即基準電流IR與各級輸出電流的關系為當前27頁，總共151頁。由于所有各管的基極電流均由基準電流IR提供,因此輸出電流Io與基準電流IR的偏差為（n+1）IB,n值越大，偏差越大。為了使Io與IR盡量接近相等，可采用圖3—39（b）所示電路。電路中，采用了晶體管To作為緩沖級，此時基準電流IR與各級輸出電流的關系為可見，輸出電流Io與基準電流IR的偏差值比圖3—39（a）電路減小了倍。在集成電路中，多路恒流源可采用多個集電極晶體管來實現(xiàn)，如兩路電流源可用圖3—39（c）所示電路來實現(xiàn)。可以推得，它的電路功能與圖3—39（a）電路n=2時是一致的。當前28頁，總共151頁。7、MOS管鏡像電流源電路（1）、基本鏡像電流源電路T1T2VSSIRIOID1ID2如圖所示要求T1

與T2

管的性能參數(shù)匹配，并且工作在飽和區(qū)。根據電路可知：當前29頁，總共151頁。因為所以T1T2VSSIRIOID1ID2已知當時：即當前30頁，總共151頁。（2）、動態(tài)電流鏡如圖所示T1T2IRIOID1ID2SCgs在MOS管鏡像電流源電路中接入開關S，設、S閉合時，T2

管的輸出電流為IO，產生IO所需的柵源電壓為VGS2，這個電壓儲存在柵源極之間的電容Cgs上，則當S斷開時，由于MOS管的柵極電流幾乎為零，而Cgm

又無放電回路，因此，其上的電壓幾乎不變，結果是T2

管的輸出電流繼續(xù)維持在IO

上。這種電流存儲效應，顯然是MOS管鏡像電流源電路所特有的性能。當前31頁，總共151頁。電路還可以改進為如圖所示的電路：S1S3S2TIIIO=IICgs結構由一只MOS管T和三只開關S1、S2、S3

組成。工作原理當S1

與S2

閉合時，S3

斷開，此時T管作為電流源的參考支路，其柵極和漏極連在一起，并接到輸入電流II

上，這時柵極電容Cgs

充電，直到II=IO

時，達到所需要的柵源電壓，而后斷開S1、S2

，閉合S3，T管便作為電流源的輸出管，這時通過S3

的輸出電流為IO=II。當前32頁，總共151頁。（3）、開關電流電路利用電流存儲效應，還可以組成另一大類電路，稱為開關電流電路。vs1t0vs2t0I

為偏置電流，ii

為輸入信號電流，開關S1

和S2

由不重疊的反相時鐘控制。當S1

閉合，S2

斷開時，T2

管中儲存的電流為：T1IT4T3T2IS2S1iiioVDD當前33頁，總共151頁。當S1

斷開，S2閉合時，T2

管中的電流通過T3

管傳送到T4

管輸出，顯然這個輸出電流io

就是前一個時鐘周期儲存在T2

管中的輸入電流ii

。即T1IT4T3T2IS2S1iiioVDD當前34頁，總共151頁。二、其它改進型電流源電路由前面討論可知：對于各種改進型電流源電路都要針對下述目標而進行。（1）、減小由β值和VA（或λ）而引入的誤差。（2）、提高IO

的精度，增大RO，改進電流源的恒流特性。1、級聯(lián)型電流源電路：將兩個基本鏡像電流源電路相級聯(lián)，而構成的電路。如圖所示當前35頁，總共151頁。T3T4VCCiC4=IOiC3IRRiC2=iC4T1T2iC1根據電路可得：若β足夠的大，則可近似認為由于T1

與T2

構成鏡像電流原則有相應的有當前36頁，總共151頁。所以此式表明，不論外電路加在電流源上的電壓如何變化，級聯(lián)電路總是強制地保持T2

管的vCE2

接近于T1

管的vCE1。這樣不僅減小了iC1

轉移到

iC2

時，因基區(qū)調制效應引入的誤差，還使IO（其值取決于

iC2)幾乎于外加電壓的變化無關，因此，該電路既提高IO

的精度，又改進了電流源的恒流特性，即增大了RO。T3T4VCCiC4=IOiC3IRRiC2=iC4T1T2iC1當前37頁，總共151頁。不過這個電路并沒有減小，因β值為有限制而引入的誤差。證明、當各管β值相同時，IO

與IR

之間的關系。根據電路有因為所以T3T4VCCiC4=IOiC3IRRiC2=iC4T1T2iC1當前38頁，總共151頁。當前39頁，總共151頁。2、反饋型電流源電路T3VCCiC3=IOiB3IRRiC2=iC3T1T2iC1利用反饋改進性能的電流源電路，如圖所示。分析：當外電路變化時，則會引起IO

的變化，設IO

增大，已知：相應增大。其結果使加到T3

管的基極電流為：iB3

減小從而阻止

iC3

的變化，因而，也就阻止

IO

的變化。使IO

的恒流特性得以改進。當前40頁，總共151頁。根據電路可以看出：由三個晶體管構成的回路中有表明、T3

管強制T1

管的vCE1

靠近T2

管的vCE2

兩者僅相差vBE3。因此，有效的減小了由基區(qū)寬度調制效應而引入的誤差。討論IO

與IR

之間的關系：根據電路有設、T3VCCiC3=IOiB3IRRiC2=iC3T1T2iC1當前41頁，總共151頁。因為又因為所以T3VCCiC3=IOiB3IRRiC2=iC3T1T2iC1當前42頁，總共151頁。所以當前43頁，總共151頁。故當前44頁，總共151頁。在實踐上，還可以進一步減小這種誤差，電路如圖所示：T3T4VCCiC3=IOiC4IRRiC2=iC3T1T2iC1若IOiC3（iE3

）iC2iC1iE4iC42iB3iC3

IO這就是反饋作用根據電路可知當前45頁，總共151頁。T3T4VCCiC3=IOiC4IRRiC2=iC3T1T2iC1所以強制T1與T2

管的vCE

近似相等，消除基區(qū)調制效應的影響。當前46頁，總共151頁。以電流源為有源負載的放大電路

在共射（共源）放大電路中，為了提高電壓放大倍數(shù)的數(shù)值，行之有效的方法是增大集電極電阻Rc（或漏極電阻Rd）。然而，為了維持晶體管（場效應管）的靜態(tài)電流不變，在增大Rc（或Rd）的同時必須提高電源電壓。當電源電壓增大到一定程度時，電路的設計就不合理了。當前47頁，總共151頁。

在集成運放中，常用電流源電路取代Rc（或Rd），這樣在電源電壓不變的情況下，既可獲得合適的靜態(tài)電流，對于交流信號，又可得到很大的等效的Rc（或Rd）。由于晶體管和場效應管是有源元件，而上述電路中又以它們作為負載，故稱之為有源負載。當前48頁，總共151頁。一、有源負載共射放大電路當前49頁，總共151頁。當前50頁，總共151頁。當前51頁，總共151頁。二、有源負載差分放大電路當前52頁，總共151頁。當前53頁，總共151頁。受控源：

受控源(controlledsource)是由某些電子器件抽象而來的一種電源模型，是一種雙口元件（四端）元件），由控制支路和受控支路組成。受控源的電壓或電流受電路中另一支路電壓或電流的控制。像晶體管、變壓器、運算放大器等電子器件都可以用受控源作為其電路模型。受控電源的符號表示：當前54頁，總共151頁。例如受控源作為晶體管的電路模型：當前55頁，總共151頁。理想受控源模型：當前56頁，總共151頁。當前57頁，總共151頁。幾點說明：當前58頁，總共151頁。含有受控源電路的分析方法：（1）支路電流法（2）節(jié)點電壓法（3）網孔電流法（4）疊加定理（5）戴維南定理（6）諾頓定理當前59頁，總共151頁。當前60頁，總共151頁。三極管的特性是非線性的，但在低頻小信號的條件下，工作在放大區(qū)三極管，它的特性曲線的非線性已不明顯，這時三極管可用一線性電路來代替，稱之為三級管的微變等效則整個放大電路就變成一個線性電路，利用分析線性電路的方法對放大電路進行動態(tài)分析，求出它的主要性能指標這種方法就是微變等效電路法。當前61頁，總共151頁。當前62頁，總共151頁。當前63頁，總共151頁。電壓源電壓源，即理想電壓源，是從實際電源抽象出來的一種模型，在其兩端總能保持一定的電壓而不論流過的電流為多少。電壓源具有兩個基本的性質：第一，它的端電壓定值U是一定的時間函數(shù)U(t)與流過的電流無關。第二，電壓源自身電壓是確定的，而流過它的電流是任意的。由于內阻等多方面的原因，理想電壓源在真實世界是不存在的，但這樣一個模型對于電路分析是十分有價值的。實際上，如果一個電壓源在電流變化時，電壓的波動不明顯，我們通常就假定它是一個理想電壓源。當前64頁，總共151頁。

理想電壓源有兩個特點:

1.端電壓固定不變或是時間t的函數(shù)Us(t),與外電路無關.。

2.通過理想電壓源的電流取決于它所聯(lián)結的外電路。

實際電壓源,其端電壓隨電流的變化而變化.因為它有內阻。當前65頁，總共151頁。AC-DC串聯(lián)型直流穩(wěn)壓電源直流穩(wěn)壓電源一般由電源變壓器、整流濾波電路、穩(wěn)壓電路組成，其基本原理框圖如圖1所示。當前66頁，總共151頁。串聯(lián)型直流穩(wěn)壓電源的一般方案：交流電壓經整流濾波后,得到平滑的直流電壓,作為穩(wěn)壓電路的輸入電源從UI輸入。同時運用了比較放大電路,它的核心是調整管,輸出電壓的穩(wěn)定是管的壓降相應改變,使輸出電壓保持穩(wěn)定。當前67頁，總共151頁。整流電路模塊該模塊主要利用二極管的單向導電性組成整流電路，將交流電壓變換為單方向脈動電壓。實現(xiàn)方法主要有以下三種：當前68頁，總共151頁。方案一：單相半波整流電路當前69頁，總共151頁。在變壓器次級電壓u2為正的半個周期內（如圖1（a）中所示上正下負），二極管導通，在RL上得到一個極性為上正下負的電壓；而在u2為負的半個周期內，二極管反向偏置，電流基本上等于0。所以在負載上的電壓的極性是單方向的（如圖1（b）所示）。正半周內Uo=U2，Ud=0；負半周內Uo=0，Ud=U2。當前70頁，總共151頁。由此可見，由于二極管的單向導電作用，把變壓器次級的交流電壓變換為單向脈動電壓，達到了整流的目的。其優(yōu)點是結構簡單，使用的元件少，但也有明顯的缺點：輸出電壓脈動大，直流成分比較低；變壓器有半個周期不導電，利用率低；變壓器含有直流部分，容易飽和。只能用于輸出功率較小，負載要求不高的場合。當前71頁，總共151頁。方案二：單相全波整流當前72頁，總共151頁。全波是利用具有中心抽頭的變壓器與兩個二極管配合，使兩個二極管在正、負半周輪流導電，而且二者流過RL的電流保持同一方向，從而使正、負半周在負載上均有輸出電壓。電路如圖2（a）所示。正半周內D1導通，D2截止，在負載RL上得到的電壓極性為上正下負；負半周內，D1截止，D2導通，在負載上得到的電壓仍為上正下負，與正半周相同。當前73頁，總共151頁。全波整流波形如圖2（b）。全波整流的輸出電壓時半波整流的兩倍，輸出波形的脈動成分比半波整流時有所下降。全波整流電路在負半周時二極管承受的反向電壓較高，其最大值等于，且電路中每個線圈只有一半時間通過電流，所以變壓器利用率不高。當前74頁，總共151頁。方案三：單相橋式整流當前75頁，總共151頁。單相橋式整流電路如圖3（a）。由圖可見，U2正半周時D1、D4導通，D3、D2截止，在負載電阻RL上形成上正下負的脈動電壓；而在U2負半周時，D2、D3導通，D1、D4截止，在RL上仍形成上正下負的脈動電壓。如果忽略二極管內阻，有Uo≈U2。橋式整流電路波形如圖3（b）所示。當前76頁，總共151頁。正負半周均有電流流過負載，而且電路方向是一致的，因而輸出電壓的直流成分提高，脈動成分降低。單相橋式整流電路主要參數(shù)：輸出直流電壓,脈動系數(shù)S，二極管正向平均電流,二極管最大反向峰值電壓。橋式整流電路解決了單相整流電路存在的缺點，用一次級線圈的變壓器，達到了全波整流的目的。因此選用方案三單相橋式整流。當前77頁，總共151頁。該模塊實現(xiàn)降低輸出電壓的脈動成分，盡量保留直流成分的功能。利用電容和電感的濾波作用達到降低交流保留直流成分的目的。濾波電路模塊當前78頁，總共151頁。方案一：電容濾波當前79頁，總共151頁。如圖4所示為單相橋式整流電容濾波電路。利用電容的儲能特性，使波形平滑，提高直流分量，減小輸出波紋，其輸出波形如圖4（b）所示。電容濾波有以下特點：（1）加入濾波電容后，輸出電壓的直流成分提高，脈動成分減小。當前80頁，總共151頁。（2）電容濾波放電時間常數(shù)

越大，放電過程越慢，輸出直流電壓越高，紋波越小，效果越好。為了獲得較好的濾波效果，一般選擇電容值滿足

，此時，輸出電壓的平均值

。（3）電容濾波電路的輸出電壓隨輸出電流的增大而減小，所以電容濾波適合于負載電流變化不大的場合。當前81頁，總共151頁。方案二：電感濾波單相橋式整流電感濾波電路如圖5，利用電感不能突變的特性，使輸出電流波形平滑，從而使輸出電壓波形也平滑，提高直流分量，減小輸出紋波。當前82頁，總共151頁。當前83頁，總共151頁。復式濾波電路由電阻和電容，電阻和電感或電感和電容組合成的濾波。幾種常見的復式濾波電路如圖所示。方案三：復式濾波當前84頁，總共151頁。圖6（a）所示為

型濾波電路，這種電路的缺點是在R上有壓降，因而需要提高變壓器次級電壓；同時，整流管的沖擊電流仍然較大，這種電路只適合小電流負載的場合。當前85頁，總共151頁。（b）所示為型濾波電路，這種濾波電路的優(yōu)點是：簡單經濟，能兼起限制浪涌電流的作用，濾波效果較好。其缺點是帶負載能力差，濾波電路有功率損耗。它適合負載電流小，紋波系數(shù)小的場合。當前86頁，總共151頁。（c）所示為LC倒L型濾波電路，整流后輸出的脈動直流經過電感，交流成分被削弱，再經過C濾波后，可在負載上獲得更加平滑的直流電壓。這種濾波電路的優(yōu)點是：濾波效果好，幾乎沒有直流損耗。其缺點是低頻時電感體積大，成本高。當前87頁，總共151頁。綜合考慮，由于在小功率電源中電容濾波最為常見，滿足本設計要求，故選擇方案一。當前88頁，總共151頁。直流穩(wěn)壓電源的一般組成：1、基本調整管電路

在圖（a）所示的穩(wěn)壓管穩(wěn)壓電路中，負載電流最大變化范圍等于穩(wěn)壓管的當前89頁，總共151頁。最大穩(wěn)定電流和最小穩(wěn)定電流之差。不難想象，擴大負載電流的最簡單的方法：將穩(wěn)壓管穩(wěn)壓電路的輸出電流作為晶體管的基極電流，而晶體管的發(fā)射極電流作為負載電流，電路采用射極輸出形式，如圖（b）所示，常見畫法如圖（c）所示。

由于圖（b）、（c）所示電路引入了電壓負反饋，故能夠穩(wěn)定輸出電壓。但它們與一般共集放大電路有著明顯的區(qū)別：其工作電壓Ui不穩(wěn)定，“輸入信號”為穩(wěn)定電壓Uz，并且要求輸出電壓Uo在Ui變化或負載電阻變化時基本不變。當前90頁，總共151頁。2.取樣電路:它是檢測輸出電壓Vo的變化,把Vo的全部或部分取出來和基準電壓比較并放大后來控制調整管的調整作用,使輸出電壓穩(wěn)定.當前91頁，總共151頁。3.基準電壓電路:為了檢測取樣電路取得的Vo值究竟是升高還是降低?升高了多少降低了多少?這就需要把Vo值與恒定的電壓值比較,此恒定電壓的作用是作為一種基準,也稱基準電壓.提供恒定電壓的電路就是基準電壓電路.當前92頁，總共151頁。4.比較放大電路:有了Vo的取樣電壓和基準電壓,把取樣電壓和基準電壓相比較,由基準電壓減去取樣電壓,所得的差值電壓的大小反映越強.輸出電壓Vo也就越穩(wěn)定.電路的穩(wěn)定系數(shù)和輸出電阻就越小.當前93頁，總共151頁。5.過載短路保護電路:串聯(lián)調整型的穩(wěn)壓電源,調整管和負載是串聯(lián)的,當負載電流過大或短路時,大的負載電流或短路電流全部流過調整管,此時負載端的壓降小,幾乎全部整流電壓加在調整管的c極和e極之間,因此在過載或短路時,調整管Vce，Ie和允許功耗超過正常值,調整管在此情況下會很快燒壞,所以在過載或短路時應對調整管采取保護,保護電路設計時應保證當負載電流在額定值內,保護電路對電源不起作用,但過載或短路時,保護電路控制調整管使其截止,輸出電流為零,對負載和電源均起保護作用.當前94頁，總共151頁。串聯(lián)型直流穩(wěn)壓電路的方框圖：當前95頁，總共151頁。串聯(lián)型直流穩(wěn)壓電源（具有可調功能）：當前96頁，總共151頁。DC-DC開關型穩(wěn)壓電源：1、DC-DC：只對直流參數(shù)進行變換的電路。一般結構：直流電源DC-DC主電路負載控制電路當前97頁，總共151頁。2、基本概念（1）占空比的定義：開關接通的占空比定義為D，其中ton

為開關導通時間，TS為開關周期。當前98頁，總共151頁。（2）脈沖寬度調制（PWM）或脈沖頻率調制（PFM）所謂脈沖寬度調制的方法是一種在整個工作過程中，開關頻率不變，而開關接通的時間按照要求變化的方法。所謂脈沖頻率調制的方法是一種在整個工作過程中，開關接通的時間不變，而開關頻率按照要求變化的方法。當前99頁，總共151頁。3、直流變換電路的分類（1）.換流過程分為:電壓換流電流換流（2）.降壓電路升壓電路升降壓電路或單向限電路雙向限電路四象限電路（3）.均為一個方向和其中之一改變方向均改變方向（4）.單相電路:只有一個電路m相電路:有m個基本電路,采用時分復用的方法當前100頁，總共151頁。4、理想直流變換應具備的性能（1）.輸入輸出端的電壓均為平滑直流,無交流諧波分量（2）.輸出阻抗為零（3）.快速動態(tài)響應,抑制能力強（4）.高效率小型化當前101頁，總共151頁。開關型穩(wěn)壓電源：前面所講的串聯(lián)型穩(wěn)壓電源具有結構簡單、調節(jié)方便、輸出電壓穩(wěn)定性強、紋波電壓小等優(yōu)點。但是由于調整管始終工作在放大狀態(tài)，自身功耗大；故效率較低，甚至僅為30%~40%。而且，為了解決調整管散熱問題，必須安裝散熱器，這就必然增大了整個電路設備的體積、重量和成本。當前102頁，總共151頁。

可以設想，如果調整管工作在開關狀態(tài)，那么當其截止時，因電流很?。创┩鸽娏鳎┒芎暮苄?；當其飽和時，因管壓降很?。轱柡凸軌航担┒芎囊埠苄。@將大大可以提高電路的效率。開關型穩(wěn)壓電路中的調整管正是工作在開關狀態(tài)，并因此得名，其效率可達70%~95%。當前103頁，總共151頁。開關型穩(wěn)壓電路的分類：（１）、按調整管與負載的連接方式：串聯(lián)型

并聯(lián)型。（２）、按穩(wěn)壓的控制方式：脈沖寬度調制型（PWM）脈沖頻率調制型（PFM）混合調制（即脈寬—頻率調制）型。當前104頁，總共151頁。（３）、按調整管是否參與振蕩：自激式

他激式（４）、按使用開關管的類型：晶體管VMOS管

晶閘管型當前105頁，總共151頁。串聯(lián)型（降壓型）開關穩(wěn)壓電源：１、換能電路的基本原理當前106頁，總共151頁。當前107頁，總共151頁。２、換能電路的波形分析當前108頁，總共151頁。３、串聯(lián)開關型穩(wěn)壓電路的組成

在換能電路中，當輸入電壓波動或負載變化時，輸出電壓將隨之增大或變小。如果能在Uo增大時減小占空比，而在Uo減小時增大占空比，那么輸出電壓就可獲得穩(wěn)定。將Uo的采樣電壓通過反饋來調節(jié)控制電壓uB的占空比，就可達到穩(wěn)壓的目的。由此而構思的串聯(lián)型穩(wěn)壓電源如下圖所示。當前109頁，總共151頁。它包括調整管及其開關驅動電路（電壓比較器）、采樣點路、三角波發(fā)生電路、基準電壓電路、比較放大電路、濾波電路（電感L、電容C和續(xù)流二極管D）等幾個部分。當前110頁，總共151頁。4、開關型穩(wěn)壓電路的簡化電路調節(jié)脈沖占空比的方式：（１）、固定Ton，改變f調節(jié)Toff；（２）、同時調整Ton和Toff。當前111頁，總共151頁。并聯(lián)型（升壓型）開關穩(wěn)壓電源：

串聯(lián)型開關穩(wěn)壓電路中調整管與負載串聯(lián)，輸出電壓總是小于輸入電壓，故成為降壓型穩(wěn)壓電路。在實際應用中，還需要將輸入直流電源經穩(wěn)壓電路轉換成大于輸入電壓的穩(wěn)定的輸出電壓，稱為升壓型穩(wěn)壓電路。在這類電路中，開關管常與負載并聯(lián)，故稱之為并聯(lián)型開關穩(wěn)壓電路；它通過電感的儲能作用，將感生電感與輸入電壓相疊加后作用于負載，因而Uo>Ui。當前112頁，總共151頁。１、換能電路當前113頁，總共151頁。當前114頁，總共151頁。2、并聯(lián)型開關穩(wěn)壓電路的原理圖在換能電路中加上脈沖寬度調制電路后便可得到并聯(lián)型開關穩(wěn)壓電路。當前115頁，總共151頁。DC-DC的紋波和噪音：紋波和噪聲產生的原因開關電源輸出的不是純正的直流電壓，里面有些交流成分，這就是紋波和噪聲造成的。紋波是輸出直流電壓的波動，與開關電源的開關動作有關。每一個開、關過程，電能從輸入端被“泵到”輸出端，形成一個充電和放電的過程，從而造成輸出電壓的波動，波動頻率與開關的頻率相同。紋波電壓是紋波的波峰與波谷之間的峰峰值，其大小與開關電源的輸入電容和輸出電容的容量及品質有關。當前116頁，總共151頁。噪聲的產生原因有兩種，一種是開關電源自身產生的；另一種是外界電磁場的干擾（EMI），它能通過輻射進入開關電源或者通過電源線輸入開關電源。開關電源自身產生的噪聲是一種高頻的脈沖串，由發(fā)生在開關導通與截止瞬間產生的尖脈沖所造成，也稱為開關噪聲。噪聲脈沖串的頻率比開關頻率高得多，噪聲電壓是其峰峰值。噪聲電壓的振幅很大程度上與開關電源的拓撲、電路中的寄生狀態(tài)及PCB的設計有關。當前117頁，總共151頁。紋波和噪聲的測量方法利用示波器可以看到紋波和噪聲的波形，如圖所示。紋波的頻率與開關管頻率相同，而噪聲的頻率是開關管的兩倍。紋波電壓的峰峰值和噪聲電壓的峰峰值之和就是紋波和噪聲電壓，其單位是mVp-p。紋波和噪聲電壓是開關電源的主要性能參數(shù)之一，因此如何精準測量是一個十分重要問題。目前測量紋波和噪聲電壓是利用寬頻帶示波器來測量的方法，它能精準地測出紋波和噪聲電壓值。當前1