模擬CMOS集成電路設(shè)計(jì)第四章差分放大器

模擬CMOS集成電路設(shè)計(jì)第四章差分放大器第一頁(yè)，共36頁(yè)。單端與差動(dòng)的工作方式單端信號(hào)的參考電位為某一固定電位(通常為地電位),差動(dòng)信號(hào)定義為兩個(gè)結(jié)點(diǎn)電位之差,且這兩個(gè)結(jié)點(diǎn)的電位相對(duì)于某一固定電位大小相等,極性相反。在差動(dòng)信號(hào)中,中心電位稱(chēng)為“共?！?CM)電平。共模電平差動(dòng)工作比單端工作有什么優(yōu)點(diǎn)?2第二頁(yè)，共36頁(yè)。用差分放大器消除時(shí)鐘噪聲差動(dòng)工作與單端工作相比,一個(gè)重要優(yōu)勢(shì)在于它對(duì)環(huán)境噪聲具有更強(qiáng)的抗干擾能力!!單端工作時(shí)時(shí)鐘大信號(hào)通過(guò)寄生電容干擾放大的小信號(hào)V01V02V01-

V02極性相反的兩路受干擾小信號(hào),差動(dòng)輸出時(shí)干擾消除了!對(duì)稱(chēng)差動(dòng)時(shí)鐘大信號(hào)通過(guò)寄生電容耦合到小信號(hào)的噪聲因極性相反而相互抵消差動(dòng)工作還有什么優(yōu)點(diǎn)?3第三頁(yè)，共36頁(yè)。差分放大器的優(yōu)點(diǎn)VX-

VY電源噪聲對(duì)單端電路產(chǎn)生的干擾差動(dòng)輸出時(shí)電源噪聲產(chǎn)生的干擾消除了差動(dòng)信號(hào)的優(yōu)點(diǎn)：1.能有效抑制共模噪聲。2.增大了輸出電壓擺幅(是單端輸出的兩倍)。3.偏置電路更簡(jiǎn)單(差分對(duì)可以直接耦和)、輸出線性度更高。4.缺點(diǎn)是芯片面積和功耗略有增加,但絕對(duì)物有所值!如何放大一個(gè)差分信號(hào)？4第四頁(yè)，共36頁(yè)。簡(jiǎn)單差動(dòng)電路輸入共模電平對(duì)輸出的影響將兩條相同的單端信號(hào)路徑結(jié)合起來(lái),分別處理兩個(gè)差動(dòng)相位信號(hào)Vin1和Vin2,但當(dāng)Vin1和Vin2存在很大的共模干擾或各自的直流電平設(shè)置的不好時(shí),隨著共模電平VinCM的變化,M1

和M2的偏置電流會(huì)變化,從而導(dǎo)致跨導(dǎo)和輸出共模電平變化,跨導(dǎo)的變化會(huì)改變小信號(hào)增益,輸出共模電平相對(duì)于理想值的偏離會(huì)降低最大允許輸出擺幅,嚴(yán)重時(shí)會(huì)導(dǎo)致輸出端出現(xiàn)嚴(yán)重失真,因此,重要的是應(yīng)使M1

和M2的偏置電流受輸入共模電平的影響盡可能小。簡(jiǎn)單差動(dòng)對(duì)Vin1和Vin2是差動(dòng)相位信號(hào)如何減小輸入共模電平變化的影響呢?5第五頁(yè)，共36頁(yè)?；静顒?dòng)對(duì)Vin1-Vin2足夠負(fù),M1截止,M2導(dǎo)通Vin1-Vin2足夠正,M1導(dǎo)通,M2截止Vin1-Vin2相差不大時(shí),M1和M2均導(dǎo)通Vin1=Vin2

時(shí),小信號(hào)增益(即斜率)最大△Vin6第六頁(yè)，共36頁(yè)?；静顒?dòng)對(duì)的重要特性差動(dòng)對(duì)的兩個(gè)重要特性:1.輸出端的最大和最小電平是確定的(分別為VDD和VDD

-RDISS)。它們與共模輸人電平無(wú)關(guān)。2.小信號(hào)增益當(dāng)Vin1=Vin2時(shí)達(dá)到最大,且隨著|Vin1-Vin2|的增加而逐漸減小到零。也就是說(shuō),隨著輸入電壓擺幅的增大,電路變得更加非線性。當(dāng)Vin1=Vin2時(shí),我們說(shuō)電路處于平衡狀態(tài),即靜態(tài)。7第七頁(yè)，共36頁(yè)?；静罘謱?duì)的共模特性VinCMmin為保證M1和M2飽和,VinCMmin=?,VinCMmax=?當(dāng)VP≤Vb-VTN時(shí),M3工作在線性區(qū),等效于一個(gè)小電阻8第八頁(yè)，共36頁(yè)?；静罘謱?duì)的共模輸入范圍(M3飽和要求)(M1飽和要求)ISS9第九頁(yè)，共36頁(yè)。差動(dòng)對(duì)小信號(hào)差動(dòng)增益與共模輸入電平的關(guān)系VinCMmaxVinCMmin產(chǎn)生ISS的MOS管線性M1和M2線性10第十頁(yè)，共36頁(yè)。共模輸入電壓與輸出擺幅XYM1飽和要求:上式表明,輸入共模電平越大,允許輸出的輸出擺幅就越小。幸運(yùn)的是,因運(yùn)放通常需至少兩級(jí)放大才能獲得實(shí)際可使用的放大倍數(shù),因此對(duì)前級(jí)的擺幅要求大大降低。例:

若兩級(jí)運(yùn)放AI=100,AII=400(即AV=92dB),假定輸出V0=±10V,則第二級(jí)的輸入電壓范圍(也即第一級(jí)的輸出電壓擺幅)僅需為:±10V/400=±25mV。第一級(jí)的小信號(hào)輸入范圍僅為:±25mV/100=250μV。11第十一頁(yè)，共36頁(yè)?；静罘謱?duì)的定量分析(1)在左圖的電阻負(fù)載基本差動(dòng)對(duì)中,記:△Vin=Vin1-Vin2,且1=2==μnCOX(W/L),假定M1和M2均工作在飽和區(qū),ISS為理想恒流源,則由平方律關(guān)系有:兩邊平方,且考慮到ID1+ID2=ISS12第十二頁(yè)，共36頁(yè)?；静罘謱?duì)的定量分析(2)這是個(gè)重要公式,可由此得出以下結(jié)論:1.靜態(tài)時(shí),△Vin=0,∴△ID=0,即ID1=ID1=ISS/22.△ID只有在△Vin很小時(shí),才與△Vin近視成正比,即:13第十三頁(yè)，共36頁(yè)?；静罘謱?duì)的定量分析(3)為求得最大差模輸入電壓，假定△Vinmax時(shí)，M1上通過(guò)的電流恰好為ISS，M2剛好截至，即VGS2=VTN，此時(shí)有：同理，M1恰好截至，M2上通過(guò)的電流恰好為ISS時(shí)，此時(shí)有：故允許輸入的最大差模電壓范圍△VID為：（這就是電路能處理信號(hào)的最大差模電壓。）14第十四頁(yè)，共36頁(yè)?；静罘謱?duì)的定量分析(4)因△ID是△Vin的奇函數(shù)，故有：上式表明，由差動(dòng)信號(hào)驅(qū)動(dòng)的差動(dòng)電路不會(huì)產(chǎn)生偶次諧波，因此差分電路比單端電路表現(xiàn)出了更小的非線性。5.因：M1、M2的等效跨導(dǎo)Gm為：靜態(tài)時(shí)△Vin＝0，Gm為：又V01-V02＝RD

△ID＝RDGm

△Vin，故平衡態(tài)下的小信號(hào)差動(dòng)電壓增益AV為：15第十五頁(yè)，共36頁(yè)。最大輸入差模電壓△VID與過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓Von的關(guān)系∵右式表明若增加△VID來(lái)使電路具有更好的線性不可避免會(huì)使M1和M2的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓Von

，對(duì)于給定的ISS，這只能靠減小(W/L)(也即減小跨導(dǎo)，從而減小放大器增益)來(lái)實(shí)現(xiàn)。Von

會(huì)使輸入共模電壓范圍。(W/L),△VIDAV電路線性ISS,△VID，AV電路線性16第十六頁(yè)，共36頁(yè)。差分放大器的增益同單級(jí)CS放大器的增益漏極電流和Gm隨輸入電壓變化曲線17第十七頁(yè)，共36頁(yè)。差分對(duì)的小信號(hào)特性(1)這是帶負(fù)反饋電阻RS的CS放大器RD1＝RD2=RDgm1＝gm2=gm利用疊加定理,先考慮Vin1的作用,先求VX18第十八頁(yè)，共36頁(yè)。差分對(duì)的小信號(hào)特性(2)利用疊加定理,先考慮Vin1的作用,再求VYVT=Vin這是CG放大器RL1求開(kāi)路電壓VT利用小信號(hào)等效電路,可求得:利用CG放大器已有公式:19第十九頁(yè)，共36頁(yè)。差分對(duì)的小信號(hào)特性(3)(VX-VY)

|Vin1=?Vin=-gmRD?Vin因電路對(duì)稱(chēng),故除了極性相反外,Vin2在X和Y點(diǎn)產(chǎn)生的作用和Vin1效果一樣:(VX-VY)

|Vin2=-?Vin=-gmRD?VinVin1和Vin2共同作用時(shí),(VX-VY)的增益為:20第二十頁(yè)，共36頁(yè)。差分對(duì)增益與CS放大器增益的比較如果差分對(duì)的尾電流ISS與CS放大器的靜態(tài)工作電流相同,則差分對(duì)管的跨導(dǎo)gm

只有CS放大器中MOS管跨導(dǎo)的1/21/2

。即差分對(duì)的增益只有CS放大器的1/21/2

。

如果兩種放大器中MOS管的(W/L)和負(fù)載RD均相同,為了得到相同的增益,若CS放大器中靜態(tài)工作電流為ISS,則差分對(duì)中的尾電流必須等于2ISS。由此可見(jiàn)，差分對(duì)是以更大的功耗來(lái)獲取抗干擾能力、更好的線性。然而，若不使用差分對(duì)，即使將CS放大器功耗增加一倍，也不可能獲得與差分對(duì)相同的特性。21第二十一頁(yè)，共36頁(yè)。差動(dòng)對(duì)的“虛地”概念在上圖所示的對(duì)稱(chēng)電路中，其中D1和D2表示任何三端有源器件，假定Vin1從V0變化到V0+△Vin，假定Vin2從V0變化到V0-△Vin，如果電路仍保持線性，則VP值不變。由上可知，差分對(duì)在差模小信號(hào)作用下，因VP值不變，故P點(diǎn)成為“虛地”點(diǎn)，即差模小信號(hào)等效電路中P點(diǎn)可看成“交流地”。22第二十二頁(yè)，共36頁(yè)?！疤摰亍钡膽?yīng)用－差分對(duì)的半邊電路P點(diǎn)小信號(hào)時(shí)看成“交流地”顯然,VX=-gmRDVin1,VY=-gmRD(-Vin1)=gmRD1Vin123第二十三頁(yè)，共36頁(yè)。任意輸入信號(hào)的差分對(duì)采用疊加定理差模響應(yīng)共模響應(yīng)24第二十四頁(yè)，共36頁(yè)。運(yùn)放差模(共模)信號(hào)、差模(共模)增益的關(guān)系對(duì)于任意的輸入信號(hào)Vin+、Vin-，均可寫(xiě)作：根據(jù)線性系統(tǒng)的疊加定理,運(yùn)放總的輸出電壓V0即是圖(A)、(B)兩個(gè)輸出的疊加,即:V0=V01+V02圖(A)圖(B)25第二十五頁(yè)，共36頁(yè)?；静罘址糯笃鞯墓材ｍ憫?yīng)共模響應(yīng)時(shí),VX=VY,即X和Y始終短接M1和M2的跨導(dǎo)并聯(lián)26第二十六頁(yè)，共36頁(yè)。例4.6共模輸入電壓變化帶來(lái)的影響左圖中用一個(gè)電阻來(lái)提供1mA的尾電流,已知(W/L)=25/0.5,nCOX=50A/V2,VT=0.6V,==0,VDD=3V。求：如果RSS上的壓降保持在0.5V,則輸入共模電平＝?計(jì)算差模增益等于5時(shí)的RD＝？3.如果輸入共模電平比(1)計(jì)算出的值大200mV，則輸出如何變化?因ID1=ID2=0.5mA，故：VinCM＝VGS1+VRSS＝1.23+0.5＝1.73V因,所以AV=5時(shí),RD＝3.16K,此時(shí)當(dāng)VinCM增加200mV,則|VX,Y|=VinCMRD/(2RSS+1/gm)0.4VVX=VY=3-0.5*3.16=1.42V此時(shí),Vd=1.42-0.41.02V,Vg=1.73+0.2=1.98V,M1(2)已進(jìn)入線性區(qū)。27第二十七頁(yè)，共36頁(yè)?；静顒?dòng)對(duì)電阻失配對(duì)共模響應(yīng)的影響因電阻失配，共模電壓的變化在輸出端產(chǎn)生了一個(gè)差動(dòng)成分，我們說(shuō)電路表現(xiàn)出共模到差模的變換。此時(shí)若輸入既有差模信號(hào)又有共模噪聲，則輸入共模的變化就會(huì)損害放大的差模信號(hào)。28第二十八頁(yè)，共36頁(yè)。尾電容有限時(shí)基本差分對(duì)的共模響應(yīng)差動(dòng)對(duì)的共模相應(yīng)取決于尾電流的輸出阻抗和電路的不對(duì)稱(chēng)性，并表現(xiàn)為兩方面的影響：對(duì)稱(chēng)電路的輸出共模電平變化以及輸入共模電壓變化在輸出端產(chǎn)生差模分量。來(lái)源于尾電流自身的寄生電容和輸入對(duì)管的源襯電容即使尾電流低頻時(shí)輸出阻抗很大,高頻時(shí)因頻率的增加導(dǎo)致等效輸出阻抗減小,因此共模到差模的轉(zhuǎn)換在高頻時(shí)會(huì)變得嚴(yán)重,同時(shí)負(fù)載電阻及輸入晶體管的失配也會(huì)導(dǎo)致共模到差模的轉(zhuǎn)換,其中晶體管的失配通常比負(fù)載電阻的失配影響大得多。29第二十九頁(yè)，共36頁(yè)?；静罘謱?duì)輸入對(duì)管失配時(shí)的共模響應(yīng)(gm1+gm2)(VinCM-VP)RSS=VP等效跨導(dǎo)Gm共模到差模的轉(zhuǎn)換量30第三十頁(yè)，共36頁(yè)?；静罘謱?duì)的共模抑制比CMRR若只考慮gm的不匹配，左圖中:假定Vin1＝-Vin2，則有:上式中,gm=(gm1+gm2)/231第三十一頁(yè)，共36頁(yè)。MOS負(fù)載的差分放大器半