第5章 微波晶體管放大器

第5章微波晶體管放大器5.1微波晶體管的S參數(shù)5.2微波晶體管放大器的功率增益5.3微波晶體管放大器的穩(wěn)定性5.4微波晶體管放大器的噪聲系數(shù)5.5小信號(hào)微波晶體管放大器的設(shè)計(jì)5.6寬帶放大器5.7微波晶體管功率放大器習(xí)題/mycourse/teachercourse?moocId=231969457&clazzid=70627009&edit=true&v=0&cpi=0&pageHeader=0/course/231969457.html隨著半導(dǎo)體技術(shù)的迅速發(fā)展，微波晶體管放大器在降低噪聲、提高工作頻率和增大輸出功率等方面都取得了很大的進(jìn)展。雙極晶體管的工作頻率已從幾百兆赫(UHF)到S波

段(2~4

GHz)，直到Ka波段，GaAs

MES

FET幾乎占領(lǐng)了微波應(yīng)用的各個(gè)領(lǐng)城。目前在微波頻率低端，一般采用雙極晶體管。20世紀(jì)80年代發(fā)展起來的兩種新型器件異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管和高電子遷移率晶體管的工作頻率突破了普通微波雙極型晶體管和MESFET的極限，使三端器件得以成功應(yīng)用于毫米波段。

微波晶體管放大器按用途可分為低噪聲放大器和功率放大器兩類。在低噪聲放大器方面，雙極晶體管放大器在1GHz時(shí)的噪聲系數(shù)約為1dB,3GHz時(shí)達(dá)到2dB,6GHz時(shí)可達(dá)4.5

dB;場(chǎng)效應(yīng)管放大器在8

GHz時(shí)噪聲系數(shù)可達(dá)1.25

dB，12

GHz時(shí)達(dá)到3

dB，18GHz時(shí)達(dá)到4dB。C波段常溫HEMT放大器的噪聲系數(shù)約為0.3~0.4dB,70K制冷時(shí)HEMT放大器的噪聲系數(shù)已低至0.1~0.2dB?，F(xiàn)代微波系統(tǒng)中的接收機(jī)高放幾乎毫無例外地使用晶體管低噪聲放大器。

微波晶體管功率放大器分為單管功率放大器和功率合成的多管功放。單管功率放大器的當(dāng)前技術(shù)水平是:雙極晶體管功率放大器工作在1GHz時(shí)輸出功率可達(dá)40w,3GHz時(shí)輸出功率可達(dá)10W,5GHz時(shí)可達(dá)5W,8GHz時(shí)可達(dá)0.5W;場(chǎng)效應(yīng)管功率放大器在4GHz時(shí)輸出功率可達(dá)20W,10GHz時(shí)可達(dá)10W,20GHz時(shí)可達(dá)1w。利用功率合成技術(shù)，放大器功率可以更大，在許多微波系統(tǒng)中，微波晶體管功率放大器已逐步取代中等功率的行波管等電真空器件放大器。

本章主要介紹以S參數(shù)法分析和設(shè)計(jì)晶體管放大器的基本方法，小信號(hào)晶體管放大器和晶體管功率放大器的性能和電路結(jié)構(gòu)，并簡(jiǎn)單介紹分布放大器及功率合成的概念。2.5微波三極管

2.5.1雙極型晶體管

雙極型晶體管也稱結(jié)型晶體管、雙極結(jié)晶體管(Bipolar-JunctionTransistor，BJT)，習(xí)慣上稱做晶體管或晶體三極管。這種晶體管是1948年AT&TBell實(shí)驗(yàn)室發(fā)明的，幾十年來得到了一系列改進(jìn)和提高。這類晶體管中有兩種極性的載流子——電子和空穴，都參與了器件的工作，具有相對(duì)較高的工作頻率、低噪聲性能及高功率容量，且成本低，因此，BJT是目前應(yīng)用得最為廣泛的射頻有源器件之一。本節(jié)將介紹結(jié)型晶體管的工作原理、結(jié)構(gòu)、等效電路和特性，最后簡(jiǎn)單介紹一種特殊的結(jié)型晶體管——異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管。1.工作原理

1)基本工作過程

結(jié)型晶體管的基本原理與模擬電子線路中的晶體管相同，以PNP型晶體管為例簡(jiǎn)述其工作過程。如圖2-62所示，由左方正偏PN結(jié)注入到N區(qū)的空穴，被右方反偏PN結(jié)所“收集”。由于N區(qū)較短，空穴在擴(kuò)散過程中復(fù)合損失極小，因此可用圖中的虛線箭頭表示空穴的流通。這樣就構(gòu)成了一個(gè)結(jié)型晶體管，稱為PNP型晶體管。左方正偏的PN結(jié)是發(fā)射結(jié)，左方的P區(qū)是發(fā)射區(qū)；右方反偏的PN結(jié)是集電結(jié)，右方的P區(qū)是集電區(qū)；中間的N區(qū)是基區(qū)。三個(gè)電極分別稱為發(fā)射極(E)、集電極(C)和基極(B)。圖2-62

PNP型晶體管結(jié)構(gòu)工作狀態(tài)下，發(fā)射結(jié)的作用在于向基區(qū)提供少子，集電結(jié)的作用在于收集從基區(qū)擴(kuò)散過來的少子，也就是說：發(fā)射結(jié)的電流能夠控制集電結(jié)的電流。在某一瞬間發(fā)射結(jié)注入的空穴多，集電結(jié)的電流就大；發(fā)射結(jié)注入的空穴少，集電結(jié)的電流就小。如果把一個(gè)信號(hào)加于發(fā)射結(jié)，使發(fā)射結(jié)電流隨信號(hào)改變，則能在集電極的電流變化中把這個(gè)信號(hào)重現(xiàn)出來，這就是晶體管的基本工作原理。為保證這一控制過程順利進(jìn)行，必須使基區(qū)寬度W小于少子擴(kuò)散長(zhǎng)度Lp。

如果三極管是由兩層N區(qū)和一層P區(qū)構(gòu)成的NPN結(jié)構(gòu)，其工作原理與PNP管完全類似，區(qū)別僅在于發(fā)射結(jié)向基區(qū)注入的少子是電子。常用的微波雙極晶體管是硅NPN型。為了提高晶體管的特征頻率，通常BJT管的發(fā)射區(qū)和基區(qū)做成交指形。圖2-63給出了一個(gè)實(shí)際平面結(jié)構(gòu)的NPN型晶體管的剖面圖和俯視圖，這種條帶結(jié)構(gòu)適用于小信號(hào)和小

功率，其發(fā)射極條數(shù)可以是3～10條，視管的功率要求而定，相應(yīng)的基極條數(shù)也會(huì)增多。它的優(yōu)點(diǎn)是提高了發(fā)射極的有效利用面積，而且可在發(fā)射極周長(zhǎng)一定的情況下使發(fā)射極面積最小，相應(yīng)的基極面積和集電極面積也最小。此外還有適用于功率管的覆蓋型和網(wǎng)狀型結(jié)構(gòu)，這里不再介紹。

PNP和NPN型晶體管的電路符號(hào)見圖2-64。圖2-63

NPN型晶體管交指型結(jié)構(gòu)示意圖(a)俯視圖；(b)剖面圖圖2-64雙極型晶體管電路符號(hào)(a)NPN型；(b)PNP型2)能帶模型

一般晶體管的發(fā)射區(qū)摻雜濃度大于基區(qū)摻雜濃度，基區(qū)的摻雜濃度大于集電區(qū)的摻雜濃度，平衡狀態(tài)下晶體管的能帶結(jié)構(gòu)如圖2-65(a)所示，費(fèi)米能級(jí)應(yīng)在同一水平上。圖2-65(b)表示加上工作電壓后的能帶圖，發(fā)射結(jié)處于正偏而集電結(jié)處于反偏。圖中用·表示電子，用表示空穴。圖2-65

PNP型雙極晶體管能帶結(jié)構(gòu)(a)加工作電壓之前；(b)加工作電壓之后3)連接方式

實(shí)際使用時(shí)，晶體管三個(gè)電極中的任何一個(gè)都可作為輸入/輸出的公共端。以PNP管為例，其連接方式有三種，如圖2-66所示，稱為共基極連接、共發(fā)射極連接和共集電極連接。三種連接方式都應(yīng)使發(fā)射結(jié)處于正偏，具有注入少子、使集電結(jié)處于反偏及收集電子的作用。外加偏壓時(shí)的極性如圖2-66所示。圖2-66

共基極連接；共發(fā)射極連接；

共集電極連接2.等效電路與結(jié)構(gòu)

圖2-67給出了一個(gè)微波硅雙極晶體管的管芯簡(jiǎn)化等效電路，圖中晶體管處在小信號(hào)下，為共發(fā)射極連接。

為基區(qū)體電阻，

為基極歐姆接觸電阻；RE是發(fā)射結(jié)的結(jié)電阻，由于發(fā)射區(qū)摻雜濃度較高而阻值較小，發(fā)射區(qū)體電阻

可忽略；

為發(fā)射極歐姆接觸電阻；CTE為發(fā)射結(jié)的勢(shì)壘電容；CDE為發(fā)射結(jié)的擴(kuò)散電容；由于反偏，集電結(jié)的結(jié)電阻RC阻值較大，可忽略；

為集電區(qū)體電阻；

為集電極歐姆接觸電阻；CC為集電結(jié)的勢(shì)壘電容；是交流電流放大系數(shù)。如果考慮封裝因素在內(nèi)，等效電路中還必須加上封裝電容和封裝引線電感。一個(gè)典型C波段低噪聲晶體管等效電路的元件參數(shù)值如表2-4所示。圖2-67微波硅雙極晶體管的管芯簡(jiǎn)化等效電路表2-4

C波段低噪聲晶體管等效電路的元件參數(shù)值2.5.2異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管

異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管(HeterojunctionBipolarTransistor，HBT)是一種特殊的結(jié)型晶體管，其工作原理及性能與一般的晶體管有所不同。圖2-80所示為一個(gè)GaAlAs-GaAs界面異質(zhì)結(jié)NPN雙極型晶體管，發(fā)射結(jié)由N型的Ga1－xAlxAs(禁帶寬度為EgE)和P型GaAs(禁帶寬度為EgB)組成的異質(zhì)結(jié)，且EgE>EgB，EgE的大小可由鋁的濃度x來調(diào)節(jié)。晶體管的基區(qū)和集電區(qū)都由GaAs構(gòu)成，集電結(jié)是同質(zhì)結(jié)，集電區(qū)禁帶寬度可以根據(jù)不同的要求設(shè)計(jì)成等于、大于和小于基區(qū)禁帶寬度。圖2-80表示了一個(gè)NPN異質(zhì)結(jié)晶體管的發(fā)射結(jié)加正偏、集電結(jié)加反偏后的能帶圖，圖中略去了異質(zhì)結(jié)的導(dǎo)帶底尖峰ΔEC，圖2-81表示了這種晶體管的雜質(zhì)濃度分布。圖2-80異質(zhì)結(jié)雙極晶體管結(jié)構(gòu)及加偏壓后的能帶圖由圖2-80可見：由異質(zhì)結(jié)基區(qū)注入發(fā)射區(qū)的空穴所遇到的勢(shì)壘高于由發(fā)射區(qū)注入基區(qū)的電子所遇到的勢(shì)壘，阻擋了空穴流，有效地提高了發(fā)射極的注入效率，使晶體管的電流增益加大(發(fā)射極電流中的空穴對(duì)集電極電流無貢獻(xiàn))GaAsHBT有如下的優(yōu)點(diǎn)：

(1)減小了發(fā)射結(jié)延遲時(shí)間τE和基區(qū)渡越時(shí)間τB，提高了特征頻率fT。發(fā)射區(qū)摻雜濃度很低，減小了發(fā)射結(jié)電容CTE，使得τE減??；由于基區(qū)摻雜濃度很高，減小了基區(qū)體電阻

，改善了注入電子流的均勻程度，減小了發(fā)射結(jié)面積及相應(yīng)的集電結(jié)面積，也使CTE和集電結(jié)電容CC減小，從而τE和集電結(jié)勢(shì)壘電容時(shí)間常數(shù)τC減小。同時(shí)，砷化鎵材料的電子遷移率是硅的6倍，恰當(dāng)?shù)卦O(shè)計(jì)HBT的能帶，可使電子越過發(fā)射結(jié)勢(shì)壘后具有足夠的動(dòng)能，以極高的速度穿過基區(qū)，則τB明顯縮短。(2)提高了最高振蕩頻率，改善了噪聲性能?；鶇^(qū)重?fù)诫s使減小，由式(2-114)可知fmax增大。降低了電阻熱噪聲源，有利于降低噪聲系數(shù)。

(3)提高了器件的擊穿電壓。砷化鎵材料的擊穿場(chǎng)強(qiáng)比硅材料高，且HBT發(fā)射區(qū)為輕摻雜，使晶體管的BUCEO有可能達(dá)到300～400V，遠(yuǎn)超過通常的同質(zhì)結(jié)晶體管，因此GaAsHBT作為微波功率晶體管是很有潛力的。

(4)開關(guān)速度高。GaAsHBT已成為新型的微波、毫米波器件及高速邏輯器件。除分立元件外，已研制出以GaAlAs-GaAs為基本單元的GaAs雙極集成電路。這種器件的原理是兩種載流子參與導(dǎo)電，有兩個(gè)PN結(jié)(可做成雙異質(zhì)結(jié))，可獨(dú)立地選擇三個(gè)區(qū)的材料、摻雜及進(jìn)行靈活的能帶設(shè)計(jì)，有著寬廣的應(yīng)用前景。GaAsHBT的缺點(diǎn)是工藝較復(fù)雜，制作較困難，Ⅲ-Ⅴ族化合物器件的平面工藝也比硅的平面工藝更復(fù)雜。近年來，GaAsHBT的發(fā)展很快，1980年GaAsHBT的fT突破了1GHz，1987年已經(jīng)達(dá)到40GHz，目前達(dá)到100GHz。除GaAs外，用InP發(fā)射極和InGaAs基極界面已實(shí)現(xiàn)了異質(zhì)結(jié)。與GaAs相比較，InP材料有擊穿電壓高、能帶隙較大和熱傳導(dǎo)較高的優(yōu)點(diǎn)。2.5.3場(chǎng)效應(yīng)管

場(chǎng)效應(yīng)管(FieldEffectTransistor，F(xiàn)ET)簡(jiǎn)稱為場(chǎng)效應(yīng)管，也稱為單極型晶體管。這種器件的多子電流只有一種載流子，即空穴或電子。從原理上說，它是利用電場(chǎng)的作用來改變多子電流流通通道的幾何尺寸，從而改變通道的導(dǎo)電能力。對(duì)它的基本原理的設(shè)想，在雙極晶體管出現(xiàn)之前20年就產(chǎn)生了，但成為一種實(shí)用的器件，卻又發(fā)生在雙極晶體管之后。場(chǎng)效應(yīng)管可以分為如下四類：

(1)結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管(JunctionFieldEffectTransistor，JFET)

(2)金屬絕緣柵型場(chǎng)效應(yīng)管(MetalInsulatorSemiconductorFieldEffectTransistor，MISFET)，這是一種應(yīng)用最為廣泛的類型，金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管(MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor，MOSFET)即屬于這一類，通稱為MOS管。

(3)金屬半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管(MEtalSemiconductorFieldEffectTransistor，MESFET)。

(4)異質(zhì)場(chǎng)效應(yīng)管(HeteroFieldEffectTransistor，HeteroFET)，高電子遷移率晶體管(HighElectronMobilityTransistor，HEMT)即屬于這一類。1.結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管

1)基本工作原理與結(jié)構(gòu)

結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的結(jié)構(gòu)示意如圖2-82所示。畫有斜線的金屬電極與半導(dǎo)體形成歐姆接觸。主體是一條N型半導(dǎo)體，上下電極與N型半導(dǎo)體間夾有P區(qū)。N型半導(dǎo)體左右兩端的電極分別稱為源極和漏極，以S和D表示；P+區(qū)的電極稱為柵極，以G表示；柵極下的P+N結(jié)稱為柵結(jié)。兩個(gè)柵結(jié)空間電荷層之間的N型區(qū)是導(dǎo)電通道，稱為溝道，這個(gè)溝道是N型溝道。此外，也可以構(gòu)成P型溝道場(chǎng)效應(yīng)管，其各極命名及工作原理與N型溝道管相似。圖2-82結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管結(jié)構(gòu)示意圖

結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的基本工作原理是利用柵極上的電壓產(chǎn)生可變電場(chǎng)來控制源、漏之間的電流，是一種電壓控制器件。柵電壓的變化會(huì)使柵結(jié)的空間電荷層寬度發(fā)生變化，由于柵結(jié)構(gòu)成P+N結(jié)，因此反向偏置下的P+N結(jié)空間電荷層基本在N型半導(dǎo)體內(nèi)擴(kuò)展，P+N結(jié)的反向偏壓越高，空間電荷層中間的N溝道就越窄，呈現(xiàn)的電阻就越大，在源、漏間加有一定電壓的情況下，流過源、漏之間的電流也就越小。設(shè)想在柵極上除了加一個(gè)固定的反向電壓外，再疊加一個(gè)交變電壓，假設(shè)交變電壓的幅值小于直流偏壓值，溝道的寬度將隨交變電壓變動(dòng)，其變化的頻率與交變電壓的頻率相同，在源、漏之間流過的電流中就出現(xiàn)了交變的成分。如果在源、漏之間接入負(fù)載電阻，便可以從負(fù)載兩端輸出交變電壓。實(shí)際上應(yīng)用的結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管是用平面工藝制造的，圖2-83給出了結(jié)構(gòu)剖面圖。剖面上畫有斜線的部分為金屬電極，N溝道的厚度(即P+區(qū)與P+型襯底基片間的距離)為0.5～1.0μm,溝道長(zhǎng)度為幾個(gè)微米。N溝道與P溝道結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的電路符號(hào)如圖2-84所示。圖2-83平面工藝結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的結(jié)構(gòu)剖面圖圖2-84結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管電路符號(hào)2)源、漏間的電壓電流關(guān)系

以N型溝道結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管為例，設(shè)柵極對(duì)地(源極接地)電壓為UGS，UGS≤0，使柵結(jié)處于零偏或反偏；源漏間電壓為UDS，使漏極相對(duì)于源極為正，UDS>0；N溝道中的電子可以自源極流向漏極，如圖2-85所示。在場(chǎng)效應(yīng)管中參與工作的只有多子，N型溝道管中是電子，P型溝道管中是空穴。圖2-85結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管工作電壓圖2-86結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管工作原理(a)UDS=0；(b)UDS較小；(c)UDS增大；(d)UDS=UP；(e)UDS>UP①UDS=0時(shí)，整個(gè)器件處于平衡狀態(tài)，N區(qū)中只有平衡狀態(tài)下的空間電荷層，如圖2-86(a)所示。

②UDS>0時(shí)，則應(yīng)有電流ID經(jīng)過N溝道，自漏極流向源極，柵結(jié)處于由UDS形成的反偏壓下。

·

當(dāng)UDS較小時(shí)，溝道可視為一個(gè)簡(jiǎn)單電阻，ID與UDS的關(guān)系是線性的，如圖2-86(b)所示。圖2-86結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管工作原理(a)UDS=0；(b)UDS較?。?c)UDS增大；(d)UDS=UP；(e)UDS>UP·

當(dāng)UDS逐漸增大時(shí)，電流ID也會(huì)加大，溝道中的歐姆壓降隨之加大，即UDS從漏極向源極逐漸降落為零，使N區(qū)靠近漏極端的電位高于靠近源極端的電位，柵結(jié)靠近漏極端

部分比靠近源極端部分處于更高的反偏壓之下，故靠近漏極端的空間電荷層較靠近源極端的空間電荷層為寬，如圖2-86(c)所示。這時(shí)不能把N溝道視為一個(gè)數(shù)值不變的簡(jiǎn)單電阻，盡管隨著電壓升高，電流仍舊加大，但由于空間電荷層擴(kuò)展，只是溝道變窄，電阻加大，結(jié)果與開始一段相比，電流隨電壓的增加變緩，因此ID對(duì)UDS的曲線斜率減小，呈非線性關(guān)系。圖2-86結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管工作原理(a)UDS=0；(b)UDS較?。?c)UDS增大；(d)UDS=UP；(e)UDS>UP·

繼續(xù)增加UDS，使UDS=UP，可導(dǎo)致在靠近漏極端處的空間電荷層碰到一起，將溝道“夾斷”，如圖2-86(d)所示。UP稱為夾斷電壓，此時(shí)對(duì)應(yīng)的電流用IDS表示，ID并不會(huì)由于溝道出現(xiàn)夾斷而突然變成零，溝道中此時(shí)必然還有一個(gè)電流在流動(dòng)，形成的壓降正好維持溝道的夾斷狀態(tài)(UGS=0，UDS=UP)時(shí)，夾斷后電流可以看做是溝道中左側(cè)進(jìn)入夾斷區(qū)的電子，全部都可以被由UDS形成的沿溝道方向的電場(chǎng)掃向漏極，形成由漏極向源極的電流。圖2-86結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管工作原理(a)UDS=0；(b)UDS較?。?c)UDS增大；(d)UDS=UP；(e)UDS>UP·

繼續(xù)增大UDS，使UDS>UP，溝道被夾斷的范圍將擴(kuò)大，如圖2-86(e)所示。溝道的總長(zhǎng)度為L(zhǎng)，夾斷的溝道長(zhǎng)度用ΔL來表示，夾斷區(qū)左端的電位為UP，表示上下空間電荷層剛相碰，電壓UP加在未夾斷的溝道長(zhǎng)度上，而UDS－UP應(yīng)該完全加在夾斷區(qū)。如果滿足ΔL>>L，則從源極到夾斷點(diǎn)的溝道形狀與UDS=UP時(shí)基本相同，且流過溝道的電流基本保持不變。因此UDS>UP后，電流ID基本等于IDS，處于飽和狀態(tài)，IDS稱為飽和電流。若ΔL與L可比，則電壓UP應(yīng)降落在長(zhǎng)度為L(zhǎng)－ΔL的一段溝道內(nèi)，溝道長(zhǎng)度減小，相應(yīng)的電阻也將減小，此時(shí)，ID隨IDS將有顯著增加。圖2-86結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管工作原理(a)UDS=0；(b)UDS較??；(c)UDS增大；(d)UDS=UP；(e)UDS>UP·

進(jìn)一步使UDS加大，將會(huì)發(fā)生柵結(jié)的雪崩擊穿，電流突然增大。

綜合上述，UGS=0時(shí)源、漏間電壓電流關(guān)系如圖2-87所示。

圖2-87

UGS=0時(shí)結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的伏安特性(2)UGS<0。

源、漏間存在一個(gè)固定的直流負(fù)偏壓，這時(shí)源、漏間的電壓、電流關(guān)系與UGS=0完全相似，只是由于存在負(fù)偏壓，柵結(jié)的空間電荷層將展寬，即N區(qū)的空間電荷層有所擴(kuò)展，使溝道較UGS=0時(shí)為窄，電阻更大。不同點(diǎn)可歸納如下:①由于溝道變窄，呈現(xiàn)電阻加大，源、漏間的電壓、電流關(guān)系曲線開始的一段線性部分的斜率變小，|UGS|越大，斜率就越小。

②隨著|UGS|的加大，即使UGS=0，單獨(dú)加于柵、源間的負(fù)偏壓UGS也可以使溝道全部處于夾斷狀態(tài)，這時(shí)|UGS|=UP。

③較小的UDS下，溝道就可出現(xiàn)夾斷，即曲線較早轉(zhuǎn)為水平，夾斷電壓和飽和電流值都小于UGS=0時(shí)的值。

④柵結(jié)發(fā)生擊穿的UDS值小于UGS=0時(shí)的UDS值。綜上所述，畫出以UGS為參變量的結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的源、漏間電壓、電流關(guān)系曲線族，如圖2-88所示。進(jìn)一步可以畫出在固定的UDS下ID與UGS的關(guān)系曲線，稱為轉(zhuǎn)移特性曲線，如圖2-89所示。UDS的值應(yīng)大于夾斷電壓UP值，即ID進(jìn)入飽和狀態(tài)后的某一UDS值。UGS=0時(shí)，在UDS>UP的情況下(即溝道已被夾斷)，對(duì)應(yīng)的ID用IDSS表示(IDSS表示源、漏間飽和電流的最大值)，由轉(zhuǎn)移特性曲線可得(2-119)由式(2-119)可得：UGS=0時(shí)ID=IDSS，UGS=UP時(shí)ID=0。圖2-88結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的伏安關(guān)系曲線族圖2-89結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管轉(zhuǎn)移特性曲線3)特性參數(shù)

(1)輸出電阻rD：又稱為漏極動(dòng)態(tài)電阻，定義為

同時(shí)，可定義輸出電導(dǎo)gD為輸出電阻的倒數(shù)，即

gD又稱為漏極微分電導(dǎo)。假如場(chǎng)效應(yīng)管的輸出特性曲線在溝道夾斷之后為平行于橫軸的直線，則應(yīng)有rD=∞，gD=0。實(shí)際上，曲線微向上傾斜，有一定的斜率，故rD和gD為一定值。(2-120)(2-121)(2)跨導(dǎo)gm：在一定的UDS下，柵壓UGS對(duì)源、漏間電流ID的控制能力，定義為

根據(jù)式(2-119)，可求出(2-122)令UGS=0時(shí)，則有

以|gm/gm0|為縱坐標(biāo)，|UGS|/UP為橫坐標(biāo)，畫出一條直線，表示歸一化跨導(dǎo)與歸一化柵壓的關(guān)系，如圖2-90所示。

(2-1232)圖2-90

|gm/gm0|與|UGS|/UP的關(guān)系3.金屬半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管

金屬半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管(MESFET)也稱為肖特基勢(shì)壘柵場(chǎng)效應(yīng)管，其工作原理與結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管類似。這種晶體管可工作于射頻及微波頻段，是一種重要的微波場(chǎng)效應(yīng)管。由于GaAs材料具有優(yōu)越的微波性能，GaAsMESFET成為我們關(guān)注的重點(diǎn)。圖2-107

GaAsMESFET的結(jié)構(gòu)示意圖4)等效電路

圖2-113給出了GaAsMESFET的管芯等效電路。圖中：CGS是柵源部分的耗盡層結(jié)電容；CDG是柵漏部分的耗盡層結(jié)電容；Cd是溝道中電荷偶極層的電容，即疇電容，在一般簡(jiǎn)化電路中往往忽略；RGS是柵源之間未耗盡層的溝道電阻；gD是漏極的微分電導(dǎo)，表示漏源電壓UDS對(duì)漏電流ID的控制，反映總的溝道電阻的作用，它與UDS和UGS都有關(guān)系；CDS是漏極和源極之間的襯底電容；RG、RS和RD分別為柵極、源極和漏極的串聯(lián)電阻；gm是MESFET的小信號(hào)跨導(dǎo)，gmUGS表示受控電流源。一個(gè)典型C波段低噪聲GaAsMESFET的等效電路元件參數(shù)如表2-6所示。圖2-113

MESFET的管芯等效電路表2-6

C波段低噪聲GaAsMESFET等效電路元件參數(shù)值4.異質(zhì)場(chǎng)效應(yīng)管

異質(zhì)場(chǎng)效應(yīng)管的典型代表是高電子遷移率晶體管(HEMT)。高電子遷移率晶體管也稱為調(diào)制摻雜場(chǎng)效應(yīng)管(Modulation-DopedFieldEffectTransistor，MODFET)，它利用不同半導(dǎo)體材料(如GaAlAs-GaAs)異質(zhì)結(jié)帶隙能上的差別，可以極大地提高M(jìn)ESFET的最高頻率，并保持低噪聲性能和高功率特性。1)結(jié)構(gòu)

圖2-118給出了HEMT的基本結(jié)構(gòu)。圖中最上部的N+型GaAs層是為了提供良好的源極和漏極接觸電阻，形成源極和漏極引線的歐姆接觸；在柵極下形成金屬引線與半導(dǎo)體的金半接觸；最下部為半絕緣的GaAs襯底。在N型GaAlAs和非摻雜的GaAs之間加了一層非摻雜的GaAlAs薄層。由于結(jié)構(gòu)中各層的厚度均很薄，摻雜濃度相差又很大，控制精度要求高，因此不能采用通常的工藝，需用分子束外延工藝來完成，其成本比GaAsMESFET要高得多。圖2-118

HEMT的基本結(jié)構(gòu)HEMT基本上由異質(zhì)結(jié)構(gòu)組成，這些異質(zhì)結(jié)構(gòu)具有協(xié)調(diào)的晶格常數(shù)以避免各層之間的機(jī)械張力，如GaAs和InGaAs-InP界面。對(duì)于有不協(xié)調(diào)晶格的異質(zhì)結(jié)構(gòu)的研究還在不斷地進(jìn)行著，例如，較大的InGaAs晶格被壓縮在較小的GaAs晶格上，這種器件稱之為假晶體(Pseudomorphic)HEMT或簡(jiǎn)稱為pHEMT。2)工作原理

HEMT的特性來源于GaAlAs-GaAs異質(zhì)結(jié)的特殊能帶結(jié)構(gòu)，GaAlAs和GaAs緊密接觸形成異質(zhì)結(jié)后的能帶結(jié)構(gòu)如圖2-119所示?？梢?，電子從摻雜GaAlAs層和未摻雜GaAs層界面上的施主位置分離出來，進(jìn)入到GaAs層一側(cè)的量子勢(shì)阱中。電子被局限于非常窄(約10nm厚)的層內(nèi)，在垂直于界面的方向上受到阻擋，只可能作平行于界面的運(yùn)動(dòng)，形成所謂的二維電子氣(Two-DimensionalElectronGas，2DEG)。由于這部分電子在空間上已脫離了原來施主雜質(zhì)離子的束縛，在運(yùn)動(dòng)過程中受到的雜質(zhì)散射的影響大大減小，因此載流子遷移率大為提高，尤其是在低溫下因受到晶格散射的影響很小，遷移率的增大更加顯著，遷移率可達(dá)9000cm2/(V·s)甚至2×105cm2/(V·s)，載流子在薄層內(nèi)表面上的密度可達(dá)1012～1012cm－2量級(jí)。在圖2-118所示結(jié)構(gòu)中，在N型GaAlAs層和非摻雜的GaAs層之間插入一層非摻雜的GaAlAs薄層，使二維電子氣中的電子在空間上與原來附屬的施主雜質(zhì)進(jìn)一步脫離，可使遷移率進(jìn)一步提高。但是這一非摻雜的GaAlAs薄層會(huì)使二維電子氣濃度下降，故厚度要恰當(dāng)選擇。圖2-119

HEMT的GaAlAs-GaAs界面的能帶圖在形成二維電子氣后，二維電子氣中的電子可以在外加漏極電壓UDS的作用下由源極向漏極流動(dòng)，形成漏極電流ID。外加?xùn)艍篣GS形成的肖特基勢(shì)壘區(qū)中的載流子耗盡層，影響

從N型GaAlAs一側(cè)進(jìn)入GaAs一側(cè)而形成的二維電子氣濃度，通過控制UGS就可控制漏極電流ID。可見HEMT的結(jié)構(gòu)與工作原理類似于MESFET，又有所不同。因此，HEMT器件又可稱做二維電子氣場(chǎng)效應(yīng)管(Two-DimensionalElectronGasFieldEffectTransistor，2DEGFET或DEGFET)。3)電壓電流關(guān)系

HEMT也可以工作在兩種工作模式下。當(dāng)N型GaAlAs層較厚時(shí)，零柵壓時(shí)肖特基勢(shì)壘不足以影響二維電子氣濃度；當(dāng)外加?xùn)艍簳r(shí)，二維電子氣濃度逐漸降低，相應(yīng)的ID逐漸減

?。回?fù)柵壓達(dá)到一定程度時(shí)ID接近截止，稱為耗盡型。當(dāng)N型GaAlAs層較薄時(shí)，零偏壓下的肖特基勢(shì)壘已足以影響二維電子氣濃度并使之接近于零，使ID截止；只有適當(dāng)在柵極上加正向偏壓，才能使ID逐漸增加，這稱為增強(qiáng)型。一般耗盡型模式用于微波器件，而增強(qiáng)型模式用于大規(guī)模數(shù)字集成電路。4)特性

HEMT最突出的特性是高工作頻率和低噪聲，與MESFET類似，HEMT的高頻特性也取決于渡越時(shí)間和電子遷移率。由于載流子的高遷移率，HEMT的特征頻率和最高振蕩頻率遠(yuǎn)高于MESFET。當(dāng)前工藝水平下，HEMT的工作頻率已經(jīng)可超過100GHz。目前正在開展的研究，如GaInAs-AlIn異質(zhì)結(jié)、包含多個(gè)2DEG溝道的多層異質(zhì)結(jié)構(gòu)，均有望將其工作頻率提高到更高的水平。GaAs基PHEMT材料結(jié)構(gòu)及其制備方法

本申請(qǐng)適用于半導(dǎo)體技術(shù)領(lǐng)域,提供了GaAs基PHEMT材料結(jié)構(gòu)及其制備方法,該GaAs基PHEMT材料結(jié)構(gòu)包括:GaAs襯底;復(fù)合緩沖層,設(shè)置于GaAs襯底上表面;多周期超晶格層,設(shè)置于復(fù)合緩沖層上表面;有源層,設(shè)置于多周期超晶格層上表面;帽層,設(shè)置于有源層上表面。本申請(qǐng)的復(fù)合緩沖層具有更大的帶隙寬度,復(fù)合緩沖層中的原子與GaAs襯底中的雜質(zhì)原子具有更強(qiáng)的結(jié)合能,能有效隔離和屏蔽GaAs襯底中的雜質(zhì)和缺陷,提高GaAs襯底隔離效果。BipolarTransistor雙極性晶體管

BJT（BipolarJuctionTransistor雙極結(jié)型晶體管）

HBT（HeterojunctionBipolarTransistor異質(zhì)結(jié)雙極晶體管）

FieldEffectTransistor（FET）場(chǎng)效應(yīng)晶體管

JFET（JunctionFET結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)晶體管）

MOSFET（MetalOxideSemi-conductorFET金屬-氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管）做在Silicon上，用Oxide做隔離

MESFET（MetalSemi-conductorFET金屬-半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管）

HEMT（HighElectronMobilityTransistor高電子遷移率晶體管）

PHEMT（PseudomorphicHEMT）它的截面不是真正的結(jié)晶，比HEMT性能更好

硅基BJT

橫截面圖 5.1微波晶體管的S參數(shù)

工作在微波波段的晶體管，其內(nèi)部參數(shù)是一種分布參數(shù)，對(duì)于某特定頻率可以用集總參量來等效，但是用這種等效電路進(jìn)行分析很難得到一個(gè)明確的結(jié)論，且計(jì)算繁瑣，也很難測(cè)得等效電路各參數(shù)值。因此這種等效電路可以用來說明微波晶體管工作的物理過程，但不便用來計(jì)算。

為便于工程應(yīng)用，常把在小信號(hào)工作狀態(tài)下的微波晶體管看成是一個(gè)線性有源二端口網(wǎng)絡(luò)，如圖5-1所示，并采用S參數(shù)來表征微波晶體管的外部特性。圖5-1用S參數(shù)表示微波晶體管特性設(shè)圖5-1中輸入端和輸出端所接傳輸線的特性阻抗均為50Ω，ZL為終端負(fù)載阻抗，ZS為信號(hào)源阻抗，Ui1、Ur1和Ui2、Ur2分別表示輸入端口和輸出端口的入射波、反射波，a1、a2為歸一化入射波，b1、b2為歸一化反射波，即(5-1)由圖5-1可寫出線性網(wǎng)絡(luò)方程為

b1=S11a1+S12a2

b2=S21a1+S22a2

根據(jù)S參數(shù)定義得到(5-3)(5-2a)(5-2b)由式(5-3)可以按定義測(cè)量晶體管的S參數(shù)，式中S11是晶體管輸出端接匹配負(fù)載時(shí)的輸入端電壓反射系數(shù)；S22是晶體管輸入端接匹配負(fù)載時(shí)的輸出端電壓反射系數(shù)；S21是晶體管輸出端接匹配負(fù)載時(shí)的正向傳輸系數(shù)；S12是晶體管輸入端接匹配負(fù)載時(shí)的反向傳輸系數(shù)。因S21≠S12，故有源器件二端口網(wǎng)絡(luò)是非互易網(wǎng)絡(luò)。一般可用微波網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量管芯或封裝后的器件S參數(shù)。從實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)中可知，S參數(shù)隨頻率而變化，因此，必須在使用頻率和具體電壓、電流工作點(diǎn)情況下，測(cè)量器件的S參數(shù)，作為設(shè)計(jì)放大器的依據(jù)。 5.2微波晶體管放大器的功率增益

功率增益是微波晶體管放大器的重要指標(biāo)之一，它與晶體管輸入、輸出端所接負(fù)載有關(guān)，研究它的目的在于選擇合適的輸入信號(hào)源阻抗ZS和負(fù)載阻抗ZL的數(shù)值，以得到所需的功率增益。常用的微波晶體管放大器的功率增益表示方法有三種：實(shí)際功率增益、資用功率增益、轉(zhuǎn)換功率增益。不管是哪種增益，都表示放大器功率放大的能力，只是表示的方法和代表的意義不同而已。5.2.1晶體管端接任意負(fù)載時(shí)的輸入、輸出阻抗

圖5-2為微波晶體管放大器的簡(jiǎn)化框圖，圖中負(fù)載端與信源端的反射系數(shù)分別為

根據(jù)網(wǎng)絡(luò)S參數(shù)與阻抗、反射系數(shù)之間的關(guān)系，可導(dǎo)出下面的表達(dá)式:(5-4)(5-5a)(5-5b)(5-5c)圖5-2晶體管放大器作為二端口網(wǎng)絡(luò)方框圖輸入端反射系數(shù)為

輸入阻抗為

將輸入端信號(hào)源短路，接阻抗ZS，可求得輸出端反射系數(shù)為(5-6a)(5-6b)(5-7)輸出阻抗為

如果放大器的輸入端和輸出端匹配，則ΓS=0，ΓL=0，可得Γin=S11，Γout=S22。若S12很小，則說明晶體管輸出端對(duì)輸入端影響很小，即當(dāng)S12≈0時(shí)，同樣有Γin≈S11，Γout≈S22，此時(shí)晶體管稱為單向化器件。(5-8)射頻源傳輸最大功率條件

復(fù)共軛匹配實(shí)現(xiàn)為

電源可用資用功率

5.2.2微波晶體管放大器的輸入、輸出功率

為了求功率增益，首先要求出放大器的輸入功率和輸出功率。首先分析輸入端口，根據(jù)圖5-2可得

入射功率：

Pinc=|a1|2

(5-9a)

反射功率:

Pref=|b1|2

(5-9b)

放大器輸入功率:

Pin=|a1|2－|b1|2=|a1|2(1－|Γin|2)

(5-9c)信號(hào)源資用功率:

信號(hào)源資用功率表示網(wǎng)絡(luò)輸入端共軛匹配時(shí)放大器的輸入功率。實(shí)際放大器的輸入功率與反射系數(shù)ΓS和Γin有關(guān)。若設(shè)信號(hào)源接匹配負(fù)載時(shí)的歸一化入射波為aS，則有

a1=aS+b1ΓS=aS+ΓinΓSa1

(5-10)(5-11)代入式(5-9c)得

由此可見，資用功率Pa只與信號(hào)源有關(guān)，而與負(fù)載無關(guān)。

用以上方法分析圖5-2中的輸出端口，可得對(duì)負(fù)載ZL的輸入功率為

PL=|b2|2－|a2|2=|b2|2(1－|ΓL|2)

(5-14)(5-12)(5-13)設(shè)a0為放大器輸出端的歸一化入射波，則有

b2=a0+a2Γout=a0+b2ΓLΓout

由式(5-14)得到負(fù)載的輸入功率為(5-15)(5-16)式中，a0是信號(hào)源的電壓波aS經(jīng)過放大器放大后所產(chǎn)生的，它可用aS表示。將式(5-2b)、(5-5c)和(5-11)代入式(5-15)，可求得a0為

因此，用aS表示的負(fù)載上得到的功率PL為(5-17)(5-18)當(dāng)ΓL=Γ*out時(shí)(即共軛匹配)，網(wǎng)絡(luò)輸出資用功率為

由此可見，網(wǎng)絡(luò)輸出端資用功率僅決定于圖5-2中的網(wǎng)絡(luò)內(nèi)部參數(shù)，與外電路負(fù)載無關(guān)(注意：這是在外電路負(fù)載與網(wǎng)絡(luò)Γin、Γout處于共軛匹配情況下而獲得的結(jié)論)。

5.2.3三種功率增益

微波放大器的功率增益有三種不同的定義。(5-19)

1.實(shí)際功率增益GP

GP定義為負(fù)載所吸收的功率PL與輸入功率Pin之比，即(5-20)式中：C2=S22－S*11Δ，Δ=S11S22－S12S21。

功率增益GP與晶體管S參數(shù)及負(fù)載反射系數(shù)有關(guān)，因此利用此式便于研究負(fù)載的變化對(duì)放大器功率增益的影響。

2.轉(zhuǎn)換功率增益GT

GT定義為負(fù)載吸收的功率PL與信號(hào)源輸出的資用功率Pa之比，即

轉(zhuǎn)換功率增益GT表示插入放大器后負(fù)載上得到的功率比無放大器時(shí)得到的最大功率所增加的倍數(shù)。它的大小與輸入端和輸出端的匹配程度有關(guān)。當(dāng)輸入端、輸出端都滿足傳輸線匹配時(shí)，即ΓS=ΓL=0，則由上式可知

GT=|S21|2

(5-22)(5-21)此式說明了晶體管自身參數(shù)|S21|2的物理意義，但這樣并未充分發(fā)揮晶體管用作放大器的潛力。只有共軛匹配才能傳輸最大功率，即滿足ΓS=Γ*in，ΓL=Γ*out時(shí)，GT達(dá)GTmax稱為雙共軛匹配。

3.資用功率增益Ga

Ga定義為負(fù)載吸收的資用功率PLa與信號(hào)源輸出的資用功率Pa之比。它是在放大器的輸入端和輸出端分別實(shí)現(xiàn)共軛匹配的特殊情況下放大器產(chǎn)生的功率增益，也是在輸出端共軛匹配情況下的轉(zhuǎn)換功率增益。

(5-23)

4.三種功率增益之間的聯(lián)系

式中：M1和M2分別為輸入端和輸出端的失配系數(shù)。容易證明(5-24)

一般情況下，M1<1，M2<1，所以GT<GP，GT<Ga，雙共軛匹配時(shí)，M1=M2=1，此時(shí)，

GTmax=GPmax=Gamax

(5-25c)(5-25a)(5-25b)

【例5-1】

三種功率增益的計(jì)算。

已知：信號(hào)源阻抗ZS=20Ω，負(fù)載阻抗ZL=30Ω，場(chǎng)效應(yīng)管在10GHz、50Ω系統(tǒng)中的S參數(shù)為

S11=0.45∠150°

S12=0.01∠－10°

S21=2.05∠10°

S22=0.40∠－150°

計(jì)算實(shí)際功率增益GP、轉(zhuǎn)換功率增益GT、資用功率增益Ga。

解：參見圖5-2，源和負(fù)載反射系數(shù)、輸入和輸出反射系數(shù)分別為因此三個(gè)功率增益分別計(jì)算如下:

5.3微波晶體管放大器的穩(wěn)定性

保證放大器穩(wěn)定工作是設(shè)計(jì)微波放大器最根本的原則。由于微波晶體管S12的作用會(huì)產(chǎn)生內(nèi)部反饋，可能使放大器工作不穩(wěn)定而導(dǎo)致自激，為此必須研究在什么條件下放大器才能穩(wěn)定地工作，通常根據(jù)穩(wěn)定性程度的不同可分為兩類：

(1)絕對(duì)穩(wěn)定或稱無條件穩(wěn)定：在這種情況下，負(fù)載阻抗和源阻抗可以任意選擇，放大器均能穩(wěn)定地工作。

(2)潛在不穩(wěn)定或稱有條件穩(wěn)定：在這種情況下，負(fù)載阻抗和源阻抗只有在特定的范圍內(nèi)選擇，放大器才不致產(chǎn)生自激。理論上分析放大器能否產(chǎn)生自激可從放大器的輸入端或輸出端是否等效為負(fù)阻來進(jìn)行判斷。根據(jù)放大器輸入阻抗與反射系數(shù)的模值關(guān)系，得到

式中：Zin=Rin+jXin。當(dāng)Rin<0時(shí)，|Γin|>1，放大器產(chǎn)生自激；當(dāng)Rin>0時(shí)，|Γin|<1，放大器工作穩(wěn)定。同樣，對(duì)放大器輸出端口，當(dāng)|Γout|>1時(shí)，放大器工作不穩(wěn)定；當(dāng)|Γout|<1時(shí),放大器工作穩(wěn)定。因此，|Γin|和|Γout|與1的大小關(guān)系為放大器工作是否穩(wěn)定的判據(jù)。(5-26)5.3.1穩(wěn)定性判別圓

當(dāng)負(fù)載反射系數(shù)ΓL改變時(shí)，放大器輸入端口反射系數(shù)Γin的變化情況已由式(5-6a)給出:

可見，Γin和ΓL是分式線性變換的關(guān)系。因此可以利用復(fù)變函數(shù)中保角映射的概念，如圖5-3所示。

在Γin復(fù)平面上的單位圓(|Γin|=1)映射到ΓL復(fù)平面上仍是圓，稱之為S2圓。S2圓將ΓL平面分成圓內(nèi)區(qū)及圓外區(qū)兩部分：一部分對(duì)應(yīng)Γin平面上的單位圓內(nèi)(|Γin|<1)，另一部分對(duì)應(yīng)Γin平面上單位圓外(|Γin|>1)。(5-27)圖5-3穩(wěn)定性判別圓的概念Γin圓映射到ΓL復(fù)平面的圓稱為S2圓由式(5-27)可見，ΓL=0時(shí)Γin=S11，因此ΓL平面的原點(diǎn)(ΓL=0)和Γin平面上的S11點(diǎn)互為映射點(diǎn)。一般情況下，|S11|<1，如圖5-3(a)所示，S11點(diǎn)落在Γin單位圓內(nèi)。這意味著在ΓL平面上由S2圓分界時(shí)，包含原點(diǎn)的那部分正好對(duì)應(yīng)Γin單位圓內(nèi)(|Γin|<1)，輸入端口不呈現(xiàn)負(fù)阻，放大器是穩(wěn)定的。同時(shí)在ΓL平面上由S2圓分界的、不包含原點(diǎn)的那部分則對(duì)應(yīng)Γin單位圓外(|Γin|>1)，輸入端口呈現(xiàn)負(fù)阻，放大器不穩(wěn)定。如圖5-3(c)所示，S2圓外區(qū)域是不穩(wěn)定的，S2圓內(nèi)區(qū)域是穩(wěn)定的。在無源負(fù)載的情況下，|ΓL|<1，因此在圖中僅將ΓL單位圓(|ΓL|=1)內(nèi)的不穩(wěn)定區(qū)劃作陰影，這些ΓL值一般是不應(yīng)選用的。簡(jiǎn)言之，在|S11|<1的條件下，S2圓將ΓL平面分成圓內(nèi)、外兩部分，其中包含原點(diǎn)(|ΓL|=0)的部分是穩(wěn)定區(qū)，另一部分是不穩(wěn)定區(qū)。因此S2圓為輸入端口“穩(wěn)定性判別圓”。下面我們來推導(dǎo)S2圓方程，即確定S2圓的圓心位置(ρ2)和半徑(r2)，實(shí)際上就是由式(5-27)解出滿足|Γin|=1的ΓL值。由

得 |S11－ΔΓL|2=|1－S22ΓL|2

利用復(fù)數(shù)絕對(duì)值恒等式的關(guān)系，得

|ΓL|2(|S22|2－|Δ|2)－2Re［Г*L(S22－S11Δ*)］+1－|S11|2=0

(5-28)

可見，式(5-28)是負(fù)載反射系數(shù)ΓL的二次方程，可進(jìn)一步改寫成

|ΓL－ρ2|2=r2

(5-29)

顯然，式(5-29)是ΓL復(fù)平面上用極坐標(biāo)表示的一個(gè)圓方程，即S2圓。式中:(5-30)

由于各晶體管的S參數(shù)不同，因而在ΓL復(fù)平面上S2圓的位置、大小及與單位圓的相對(duì)關(guān)系也就不同。但綜合來看，無非是兩種情況、六種可能性(見圖5-4)。在圖5-4中，用陰影標(biāo)明了ΓL單位圓內(nèi)的不穩(wěn)定區(qū)。圖5-4(a)、(b)為絕對(duì)穩(wěn)定的情況，圖5-4(c)、(d)、(e)、(f)為潛在不穩(wěn)定情況。(5-30)半徑圖5-4

ΓL平面上的穩(wěn)定性判別圓(|S11|<1的情況)5.3.2絕對(duì)穩(wěn)定的充要條件

既然在|S11|<1的情況下，有絕對(duì)穩(wěn)定和潛在不穩(wěn)定兩種情況，因此就希望有一個(gè)絕對(duì)穩(wěn)定的判別準(zhǔn)則。根據(jù)此準(zhǔn)則，可事先判定放大器是絕對(duì)穩(wěn)定的，還是潛在不穩(wěn)定的。

1.必要條件

由式(5-30)可得到ρ2與r2之間的關(guān)系為(5-32)由圖5-4可知，(a)、(b)為絕對(duì)穩(wěn)定情況，由圖(a)可見，

|ρ2|－r2>1

于是

|ρ2|2>(r2+1)2

(5-33)

將式(5-30)、(5-31)代入式(5-33)得(5-34)由于圖5-4(a)中|ρ2|>r2，由式(5-32)可知

|S22|2－|Δ|2>0

因此可得

1－|S11|2>2|S12S21|+|S22|2－|Δ|2

(5-35)

同理，對(duì)于圖5-4(b)，則有

r2－|ρ2|>1

(5-37)(5-36)于是

|ρ2|2<(r2－1)2

(5-38)

將式(5-30)、式(5-31)代入式(5-38)，得

考慮到圖5-4(b)中|ρ2|<r2，即|S22|2－|Δ|2<0，故上式化為不等式換號(hào):

1－|S11|2>2|S12S21|+|S22|2－|Δ|2

(5-39)

得

因此，穩(wěn)定系數(shù)K>1是輸入端口絕對(duì)穩(wěn)定的必要條件。對(duì)某一晶體管，測(cè)得其S參數(shù)，根據(jù)式(5-36)即可判斷其穩(wěn)定與否。(5-40)

2.充分條件

若將式(5-40)中的K>1倒推回去，則式(5-38)并不一定使式(5-37)成立。為此必須增加一個(gè)條件，即r2>1，才能保證充分性，從圖5-4(b)亦可看出這個(gè)條件。如果僅有K>1，則可能出現(xiàn)圖5-4(f)的潛在不穩(wěn)定情況。因此只檢驗(yàn)K>1是不充分的。由r2>1得

即 |S12S21|>||S22|2－|Δ|2|代入|S22|2－|Δ|2<0的條件(見圖5-4(b))，式(5-40)可改寫為

|S12S21|>|Δ|2－|S22|2

(5-41)

將式(5-39)代入式(5-41)，得

|S12S21|>2|S12S21|－1+|S11|2

即

1－|S11|2>|S12S21|

(5-42)

因此，增加式(5-42)作為絕對(duì)穩(wěn)定的充要條件之一。

再從圖5-4(a)可得出，當(dāng)|S22|2－|Δ|2>0和K>1時(shí)，由式(5-35)得

1－|S11|2>2|S12S21|+|S22|2－|Δ|2>|S12S21|

(5-43)至此，證明了圖5-4(a)、(b)輸入端口絕對(duì)穩(wěn)定的充要條件為

K>1

1－|S11|2>|S12S21|

(5-44)

采用同樣的方法考慮ΓS平面上的穩(wěn)定判別圖(S1圓)，亦可證明輸出端口絕對(duì)穩(wěn)定的充要條件為

K>1

1－|S22|2>|S12S21|

(5-45)

因此，保證晶體管放大器兩個(gè)端口都絕對(duì)穩(wěn)定，兩端口網(wǎng)絡(luò)的輸入端和輸出端絕對(duì)穩(wěn)定的充要條件為

實(shí)際上可以證明，若K>1成立，則1－|S11|2和1－|S22|2一定同時(shí)大于或同時(shí)小于|S12S21|，因此只需檢驗(yàn)其中兩項(xiàng)，即式(5-44)或式(5-45)就能作為晶體管雙口網(wǎng)絡(luò)絕對(duì)穩(wěn)定的充要條件。(5-46)應(yīng)當(dāng)指出，式(5-46)是一個(gè)比較嚴(yán)格的判據(jù)。當(dāng)考慮到端口的負(fù)載時(shí)，則只需滿足|ΓinΓS|<1，|ΓoutΓL|<1。而實(shí)際情況下，總是滿足|ΓS|<1|和|ΓL|<1的條件。

【例5-2】穩(wěn)定圓的計(jì)算。

場(chǎng)效應(yīng)管在2GHz頻率，50Ω系統(tǒng)中的S參數(shù)為

S11=0.894∠－60.6°

S21=3.122∠123.6°

S12=0.020∠62.4°

S22=0.781∠－27.6°

確定穩(wěn)定性，在圓圖上標(biāo)明穩(wěn)定區(qū)。

圖5-5穩(wěn)定圓的計(jì)算S1:inputplanestabilitycircle;stableoutside;K=-0.01;s11=0.894/-60.6?s12=0.02/64.2?s21=3.12/124?s22=0.781/-128?S2:outputplanestabilitycircle;stableoutside;K=0.61;s11=0.894/-60.6?s12=0.02/62.4?s21=3.12/124?s22=0.781/-27.6? 5.4微波晶體管放大器的噪聲系數(shù)

噪聲系數(shù)是小信號(hào)微波放大器的另一重要性能指標(biāo)，前面分析器件的噪聲特性時(shí)，僅從本征晶體管的等效電路出發(fā)，沒有考慮寄生參量的影響。但考慮寄生參量后，再用等

效電路來計(jì)算實(shí)際放大器的噪聲系數(shù)就變得很復(fù)雜。因此仍用等效兩端口網(wǎng)絡(luò)來研究放大器的噪聲系數(shù)，以及噪聲系數(shù)和源阻抗的關(guān)系。5.4.1有源兩端口網(wǎng)絡(luò)噪聲系數(shù)的一般表達(dá)式

微波放大器不管是共發(fā)射極(共源極)或共基極(共柵極)電路，都可以用一個(gè)有噪聲的兩端口網(wǎng)絡(luò)表示，如圖5-6(a)所示。當(dāng)研究這個(gè)網(wǎng)絡(luò)的內(nèi)部噪聲時(shí)，將其內(nèi)部噪聲全部等效到輸入端，表示為一個(gè)等效噪聲電壓源和一個(gè)等效噪聲電流源，而放大器本身變成理想無噪聲網(wǎng)絡(luò)，如圖5-6(b)所示。計(jì)算噪聲系數(shù)時(shí)，可去掉無噪聲網(wǎng)絡(luò)，電路如圖5-6(c)所示。圖5-6有源二端口等效噪聲網(wǎng)絡(luò)根據(jù)噪聲系數(shù)定義，用短路電流法求F:

式中:

假定網(wǎng)絡(luò)內(nèi)部的噪聲與信源內(nèi)阻產(chǎn)生的噪聲是不相關(guān)的，則網(wǎng)絡(luò)輸出端總的短路噪聲均方值為(5-47)(5-48)網(wǎng)絡(luò)總輸出噪聲的電流均方值信源噪聲在網(wǎng)絡(luò)輸出端的電流均方值

(5-49)(5-50)由于網(wǎng)絡(luò)輸入端的等效噪聲電流源和之間是部分相關(guān)的，故將分成兩部分：in和un不相關(guān)，(in－iu)與un相關(guān)，并分別表示為(5-51)式(5-51)中：Gu稱為等效噪聲電導(dǎo)；Yr稱為相關(guān)導(dǎo)納，是相關(guān)噪聲電流和等效噪聲電壓源之間的比例系數(shù)，可表示為 Yr=Gr+jBr

(5-52)

故可得(5-53)將所求各值代入式(5-47)得(5-54)由式(5-54)可見，放大器在信源導(dǎo)納一定的情況下，其網(wǎng)絡(luò)噪聲系數(shù)由等效噪聲電阻Rn、等效噪聲電導(dǎo)Gu、相關(guān)導(dǎo)納Gr和Br四個(gè)參量決定。這些噪聲參量完全取決于有源二端口網(wǎng)絡(luò)自身的噪聲特性，與網(wǎng)絡(luò)工作狀態(tài)和工作頻率有關(guān)，而與外電路無關(guān)。

噪聲系數(shù)的大小與信源導(dǎo)納有關(guān)，對(duì)于固定的有源網(wǎng)絡(luò)，如果改變?cè)吹膶?dǎo)納，則可獲得最小噪聲系數(shù)Fmin為

Fmin=1+2Rn(Gr+Gopt)

對(duì)于任意源，導(dǎo)納噪聲系數(shù)的表達(dá)式為(5-55)式中的四個(gè)參量為等效噪聲電阻Rn、最小噪聲系數(shù)Fmin、最佳源電導(dǎo)Gopt和電納Bopt，均可以通過測(cè)量來確定。

為便于應(yīng)用，將式(5-55)變換為信源反射系數(shù)的函數(shù)，并直接在反射系數(shù)的復(fù)平面上用圖解法確定噪聲系數(shù)。

利用輸入導(dǎo)納與反射系數(shù)的關(guān)系式，即

由式(5-55)得到

令RnYo=N′(這是一個(gè)確定的噪聲參量)，則上式可化簡(jiǎn)為(5-56)

式中:

由式(5-56)可知，噪聲系數(shù)與ΓS存在一定的關(guān)系，它隨信源反射系數(shù)ΓS或信源導(dǎo)納YS而變化。因此，可利用此關(guān)系在ΓS復(fù)平面內(nèi)確定噪聲系數(shù)。

5.4.2等噪聲系數(shù)圓

由式(5-56)當(dāng)F＝常數(shù)時(shí)，可得到ΓS的二次方程:(5-57)

當(dāng)F為常數(shù)時(shí)，N亦為常數(shù)，且F≥Fmin，故N>0。于是式(5-57)可寫為

|ΓS－Γopt|2=N(1－|ΓS|2)

將方程式展開，并按圓方程配方，最后得

即

圓心位置

圓半徑(5-58c)(5-58a)(5-58b)

式(5-58)為在ΓS平面上的一個(gè)圓，稱為等噪聲系數(shù)圓，如圖5-7所示。由式(5-58)和圖5-7可看出，對(duì)應(yīng)不同的F值，有一系列相應(yīng)的等噪聲系數(shù)圓，它們的圓心都在原點(diǎn)到Γop的連線上。

最后指出，在圓圖上，可以把等噪聲系數(shù)圓、穩(wěn)定性判別圓、等功率增益圓同時(shí)畫出來，在選擇ΓS時(shí)，可以利用等F圓、等G圓兼顧噪聲和增益的要求，又可避開放大器的

不穩(wěn)定區(qū)。圖5-7等噪聲系數(shù)圓

5.5小信號(hào)微波晶體管放大器的設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)微波放大器的過程就是根據(jù)應(yīng)用條件、技術(shù)指標(biāo)要求完成以下步驟：首先選擇合適的晶體管，然后確定ΓS和ΓL，再設(shè)計(jì)能夠給出ΓS和ΓL的輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，最后用合適的微波結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)，目前主要是采用微帶電路。

對(duì)于小信號(hào)微波放大器的設(shè)計(jì)，主要有低噪聲設(shè)計(jì)、單向化設(shè)計(jì)、雙共軛匹配設(shè)計(jì)、等增益設(shè)計(jì)、寬頻帶設(shè)計(jì)等方法。5.5.1微波晶體管放大器基本結(jié)構(gòu)

圖5-8是小信號(hào)微波晶體管放大器的框圖。圖5-8(a)表示放大器由器件和輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)組成，圖5-8(b)為放大器典型的模型。

微波晶體管放大器的設(shè)計(jì)按最大增益和最小噪聲的出發(fā)點(diǎn)不同，匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)方法也不同。下面將分別進(jìn)行討論。根據(jù)微波晶體管放大器應(yīng)用頻段和要處理的信號(hào)電平的不同，匹配網(wǎng)絡(luò)可以是集中參數(shù)的或分布參數(shù)的。集中參數(shù)網(wǎng)絡(luò)(分立元件)是電感和電容的組合，而分布參數(shù)網(wǎng)絡(luò)可以

是同軸型的、帶線型的、微帶型的和波導(dǎo)型的。圖5-8小信號(hào)微波晶體管放大器的框圖(a)由器件和輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)組成的放大器；(b)放大器典型的模型圖5-9給出基本分立元件L型匹配電路的8種結(jié)構(gòu)，對(duì)于寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)可以使用T型或Π型結(jié)構(gòu)。具體電路設(shè)計(jì)中要注意電路結(jié)構(gòu)的匹配禁區(qū)。可以用圓圖或解析的方法計(jì)算出

每個(gè)元件的值。分立元件匹配網(wǎng)絡(luò)主要用于微波低端和微波MMIC電路中。圖5-9分立元件匹配網(wǎng)絡(luò)的8種電路結(jié)構(gòu)圖5-9分立元件匹配網(wǎng)絡(luò)的8種電路結(jié)構(gòu)由于微波晶體管尺寸小、阻抗低，因而用于波導(dǎo)的高阻抗場(chǎng)合時(shí)，匹配很難解決。若把晶體管和微帶電路結(jié)合起來，則在結(jié)構(gòu)和匹配方面都可以得到滿意的結(jié)果。不論是輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，還是輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，按其電路結(jié)構(gòu)形式可分為三種基本結(jié)構(gòu)形式，即并聯(lián)型網(wǎng)絡(luò)、串聯(lián)型網(wǎng)絡(luò)和串-并聯(lián)(或并-串聯(lián))型匹配網(wǎng)絡(luò)?；镜牟⒙?lián)型和串聯(lián)型微帶匹配網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)形式如圖5-10所示。圖中端口1和端口2分別為微帶匹配網(wǎng)絡(luò)的輸入端口和輸出端口。對(duì)于并聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)而言，并聯(lián)支節(jié)的終端3，根據(jù)電納補(bǔ)償(或諧振)的要求和結(jié)構(gòu)上的方便，可以是開路端口，也可以是短路端口；并聯(lián)支節(jié)微帶線的長(zhǎng)度按電納補(bǔ)償(或諧振)的要求來決定；主線L、L1和L2的長(zhǎng)度由匹配網(wǎng)絡(luò)兩端要求匹配的兩導(dǎo)納的電導(dǎo)匹配條件來決定。對(duì)于串聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)，四分之一波長(zhǎng)阻抗變換器及指數(shù)線阻抗變換器只能將兩個(gè)純電阻加以匹配，所以在串聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)中需用相移線段L1和L2將端口的復(fù)數(shù)阻抗變換為純電阻。圖5-10微帶匹配網(wǎng)絡(luò)的基本結(jié)構(gòu)形式(a)并聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)；(b)串聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)圖5-10微帶匹配網(wǎng)絡(luò)的基本結(jié)構(gòu)形式(a)并聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)；(b)串聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)圖5-11為單級(jí)共射(源)極微帶型微波晶體管放大器的典型結(jié)構(gòu)形式，其輸入匹配網(wǎng)絡(luò)采用了Γ型并聯(lián)匹配網(wǎng)絡(luò)，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)采用反Γ型并聯(lián)匹配網(wǎng)絡(luò)，基(柵)極和集電(漏)極采用并聯(lián)饋電方法供給直流電壓，直流偏置電路采用了典型的四分之一波長(zhǎng)高、低阻抗線引入，在理想情況下，偏置電路對(duì)微波電路的匹配不產(chǎn)生影響。圖中C是微帶隔直流電容。圖5-11單級(jí)微帶型放大器結(jié)構(gòu)在實(shí)際應(yīng)用中，一級(jí)晶體管放大器的增益常常不滿足要求，而要用多級(jí)放大器來達(dá)到要求的增益。多級(jí)放大器的首要問題是確定放大器級(jí)間的連接方式。級(jí)間的連接方式分為兩大類，如圖5-12所示。一類是每級(jí)設(shè)計(jì)成各自帶有輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的單級(jí)放大器，級(jí)間用短線連接；另一類是級(jí)間用一個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)直接匹配。前者便于根據(jù)增益要求任意增減級(jí)數(shù)，但結(jié)構(gòu)較松散；后者結(jié)構(gòu)緊湊，但不便任意增減級(jí)數(shù)。前者設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，每級(jí)設(shè)計(jì)相同；后者第一級(jí)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)、級(jí)間匹配網(wǎng)絡(luò)和末級(jí)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)不同。圖5-12多級(jí)放大器結(jié)構(gòu)形式第一種類型的多級(jí)放大器的設(shè)計(jì)方法基本上與單級(jí)放大器的相同，只是須考慮若每級(jí)的功率電平量級(jí)不同，則每只晶體管的S參量就可能不同。第二種類型的多級(jí)放大器的級(jí)間匹配網(wǎng)絡(luò)須完成前級(jí)輸出阻抗到后級(jí)輸入阻抗的變換，也就是說既達(dá)到前級(jí)要求的輸出阻抗，又達(dá)到后級(jí)要求的輸入阻抗。如果按最大功率增益設(shè)計(jì)，可以從前向后，也可以從后向前逐級(jí)設(shè)計(jì)；若按照最小噪聲系數(shù)設(shè)計(jì)，則總是從前向后設(shè)計(jì)，以保證每級(jí)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)都按低噪聲設(shè)計(jì)。5.5.2設(shè)計(jì)指標(biāo)和設(shè)計(jì)步驟

微波晶體管放大器性能的好壞，首先取決于晶體管本身的性能，第二取決于晶體管S參數(shù)測(cè)量的精度，第三取決于設(shè)計(jì)方法的優(yōu)劣。所以設(shè)計(jì)微波晶體管放大器的任務(wù)是要在給定的工作頻帶內(nèi)設(shè)計(jì)輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，除滿足一定的增益、噪聲系數(shù)要求外，還需滿足輸入、輸出駐波比的要求。

1.設(shè)計(jì)指標(biāo)

·頻率范圍。

·增益。

·噪聲。

·其他：動(dòng)態(tài)范圍、功率、電源、接口條件、體積、重量、溫度范圍、振動(dòng)、沖擊、鹽霧、循環(huán)濕熱等。

2. 設(shè)計(jì)步驟

(1)選晶體管。一般要求晶體管的特征頻率fT不低于3～5倍的工作頻率。

(2)確定電路形式及工作狀態(tài)。一般選用共射(共源)組態(tài)，根據(jù)噪聲系數(shù)、增益和動(dòng)態(tài)范圍來確定偏壓和電流大小。

(3)判斷穩(wěn)定性。測(cè)量晶體管的［S］、Fmin、Γop(或由廠商給出)，判斷其穩(wěn)定性。

(4)設(shè)計(jì)輸入和輸出匹配電路。根據(jù)需要設(shè)計(jì)出LNA或高增益的匹配網(wǎng)絡(luò)。

放大器設(shè)計(jì)過程可以總結(jié)為圖5-13所示的流程圖。圖5-13放大器設(shè)計(jì)流程圖5.5.3高增益放大器的設(shè)計(jì)

對(duì)于高增益放大器，應(yīng)根據(jù)對(duì)增益和平坦度的要求來設(shè)計(jì)輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。放大器設(shè)計(jì)流程已在圖5-13示出。圖中Gma為K>1時(shí)的資用功率增益，G'ma為K<1時(shí)的資用功率增益。

1.單向化設(shè)計(jì)

一般晶體管的S12很小，尤其是FET，S12更小。忽略S12的設(shè)計(jì)方法稱為單向化設(shè)計(jì)。將式(5-21)代入S12=0，可得單向化轉(zhuǎn)換功率增益GTu為

式中:

G0=|S21|2(5-59)表示晶體管輸入和輸出均接阻抗Z0時(shí)的正向轉(zhuǎn)換功率增益；

表示由晶體管輸入端與源之間的匹配情況所決定的附加增益(或損耗)；

表示由晶體管輸出端與負(fù)載之間的匹配情況所決定的附加增益(或損耗)。當(dāng)晶體管輸入、輸出兩端口都滿足共軛匹配時(shí)，有

獲得最大單向轉(zhuǎn)換功率增益為(5-60)(5-61)顯然，單向化后，增益表達(dá)式由三個(gè)獨(dú)立的部分組成，因而使分析和設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單化。但S12小到什么程度才可以采用單向化設(shè)計(jì)，它又會(huì)產(chǎn)生多大誤差，下面將分析容許誤差極限值。

為了估計(jì)實(shí)際轉(zhuǎn)換功率增益與單向轉(zhuǎn)換功率增益的差別，由式(5-31)得到

式中：(5-62)定義單向化雙共軛匹配條件下的|x|為單向化優(yōu)質(zhì)因數(shù)，并用u表示，即

GT與GTu之間的誤差范圍為(5-63)(5-64)實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，若u<0.12，則計(jì)算功率增益誤差不超過1dB。

目前微波晶體管放大器已普遍采用計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)，但仍可用上述單向化設(shè)計(jì)為CAD提供初值。

2.非單向化設(shè)計(jì)

最大功率增益只有在放大器處于絕對(duì)穩(wěn)定工作狀態(tài)，其輸入和輸出端同時(shí)實(shí)現(xiàn)共軛匹配時(shí)才能獲得。如圖5-8中輸入匹配網(wǎng)絡(luò)M1，將?！渥儞Q到ΓS，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)M2將Γ'L變換到ΓL，同時(shí)滿足下面的聯(lián)立方程:

式中：ΓS、ΓL是從晶體管端口向信源或負(fù)載看去的反射系數(shù)。式(5-65)求解后得到雙共軛匹配的條件為(5-66)(5-65)(5-67)式中:

B1=1+|S11|2－|S22|2－|Δ|2

B2=1－|S11|2+|S22|2－|Δ|2

C1=S11－S*22Δ

C2=S22－S*11Δ

經(jīng)過分析可知，在放大器絕對(duì)穩(wěn)定的條件下進(jìn)行雙共軛匹配設(shè)計(jì)時(shí)，ΓSm和ΓLm都取式(5-66)、式(5-67)帶負(fù)號(hào)的解，這樣將S參數(shù)代入后，即可求得一組|ΓSm|<1、|ΓLm|<1的源和負(fù)載的反射系數(shù)，并以此作為設(shè)計(jì)輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的依據(jù)。在雙共軛匹配情況下，放大器的轉(zhuǎn)換功率增益、實(shí)際功率增益和資用功率增益相等，常用MAG(最大可用功率增益)表示：(5-68)式中：K為穩(wěn)定系數(shù)，同樣取式(5-68)帶負(fù)號(hào)的解。當(dāng)K＝1(臨界情況)時(shí)，式(5-68)變?yōu)?/p>

MSG是最大穩(wěn)定功率增益。實(shí)際上放大器的功率增益不可能有這樣大，但可以利用式(5-68)、式(5-69)初步估算晶體管在絕對(duì)穩(wěn)定條件下的最大功率增益。(5-69)由于S參數(shù)和匹配網(wǎng)絡(luò)均具有頻率特性，因此上述設(shè)計(jì)方法只能對(duì)一個(gè)頻率滿足共軛匹配。在設(shè)計(jì)窄帶放大器時(shí)，由于器件的S21隨頻率上升而下降，因而把頻帶的高端設(shè)計(jì)成共軛匹配，獲得最大增益，而頻帶低端設(shè)計(jì)成失配，以降低增益，使它與高端增益相接近，從而保證頻帶內(nèi)增益平坦。

有時(shí)候晶體管兩端口網(wǎng)絡(luò)的穩(wěn)定系數(shù)K<1，則網(wǎng)絡(luò)是潛在不穩(wěn)定的，在這種情況下不能用雙共軛匹配的設(shè)計(jì)方法。設(shè)計(jì)放大器時(shí)可先做穩(wěn)定圓，畫出潛在不穩(wěn)定區(qū)域，然后利用等增益圓和等噪聲系數(shù)圓進(jìn)行設(shè)計(jì)。設(shè)計(jì)步驟如下：

(1)畫出臨界圓和單位圓，確定穩(wěn)定區(qū)。

(2)畫出等增益圓和等噪聲系數(shù)圓。

(3)在等噪聲系數(shù)圓的穩(wěn)定區(qū)取ΓS可滿足噪聲要求。

(4)在等增益圓的穩(wěn)定區(qū)取ΓL可滿足增益要求。

(5)用微波的方法實(shí)現(xiàn)，主要采用微帶電路。5.5.4最小噪聲系數(shù)放大器的設(shè)計(jì)

由上面分析可知，為獲得最小噪聲系數(shù)，應(yīng)選擇最佳信源反射系數(shù)Γop，而從功率傳輸來看，這時(shí)是失配的。這種以最小噪聲系數(shù)出發(fā)來設(shè)計(jì)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的方法，稱為“最

佳噪聲匹配”。輸入匹配網(wǎng)絡(luò)將ΓS變換為Γopt