不用光耦反饋反變換器控制LT38251

不用光耦反饋的反激變換器控制IC/LT3825.LT3837對于環(huán)境條件苛刻的開關電源，不宜采用光耦回饋，例如軍用電子設備，LT3825/37即是LT公司新開發(fā)的直接從初級側繞組檢測脈沖電壓反饋的控制IC，為提高效率，它加入了對二次側同步整流的控制和調整，以達到最高效率。輸入電壓可以是通訊電壓，也可以是AC線路整流電壓，開關頻率可在50KHz～250KHz之間可調,控制器可外同步,以及各種保護功能。LT3825/37，適應輸出功率為10W～60W，采用變壓器中第三繞組脈沖做輸出反饋穩(wěn)壓。因此，二次側可以多組輸出，只要配好匝比即可。這是一款電流控制型的PWM，不用光耦反饋還可以改善瞬態(tài)響應能力及可靠性，同步整流提高效率，提高多組輸出時匝比精度。LT3825/37強制其工作在連續(xù)電流型，這也系為改善各組的交叉調整率。此外軟起動，欠壓鎖定等保護功能都加入了。它采用小型16PIN封裝，引腳多可調保障功能也多，但因PIN之間距僅為0.65mm，所以體積不大。下面先介紹PIN腳功能SG（1PIN）二次側同步整流驅勸輸出，給二次側同步整流MOSFET的柵，有較強驅動能力及動態(tài)特性。Vcc(2PIN)IC電源電壓供應端，加一支4.7μf旁路電容，最高箝制在19.5V，有欠壓鎖定功能，在Vcc達到15.3V時起動，降到9.7V時關斷。Ton(3PIN)外接一支電阻到GND，設置最小導通時間，在每個周期開始時令開關導通，最小導通時間簡化了隔離反饋的方法。ENDLY（4PIN）外接一支電阻，設置使能的延遲時間，在此期間禁止反饋放大器工作，它可使漏感造成的電壓尖刺消減。SYNC（5PIN）由外時鐘從此端送入信號去同步內部的振蕩器頻率，脈沖正沿令振蕩器放電，使PG變低，SG變高，同步閾值為1.6V。SFST（6PIN）該端用一電容接到GND，去控制峰值初級電流的上斜率，用于控制起動時的沖擊電流，Vc端電壓不能超過SFST電壓，隨SFST端電壓增加，Vc上的最大電壓相應增加，這才允許更大的初級峰值電流，整個Vc上斜時間約70ms/μf電容，若此端開路則無軟起動功能。OSC（7PIN）接一支電容到GND，設置振蕩器頻率，約100KHz*100/pf。FB（8PIN）反饋放大器的反饋結點輸入，其通常通過第三個繞組分壓檢測反激的周期，這端還漏入一個附加電流以補償負載電流的變化，其由RSMP端設置。Vc（9PIN）此端用于頻率補償，以令其控制環(huán)路穩(wěn)定。它是反饋放大器的輸出，也是電流比較器的輸入，開關器的頻率補償元件通常接于此端到GND。此端電壓正比于初級峰值開關電流。反饋放大器輸出在同步開關導通期間被禁止。UVLO（10PIN）從VIN到此端接一個電阻分壓器，欠壓鎖定點取決于VIN的電平，當UVLO端低于其閾值時，柵驅動即被禁止。但仍從Vcc有正常的靜態(tài)電流，Vcc欠壓鎖定取代了這個功能。所以Vcc必須足夠大，才能保證工作。此端的偏置電流有一個窗口，當UVLO閾值超出時，即源出一個電流，加入的窗口等效于偏置電流的變化倍數，用戶可以控制窗口總量，改變分壓器電阻比即可。若有用此功能，即將UVLO接到Vcc。SENSE-（11PIN）SENSE+（12PIN）這兩個端子，用于測量初級開關電流，通過在MOS開關源極的檢測電阻，峰值初級電流要取樣加入到變換器控制環(huán)，令凱爾文連接到此電阻以減小噪聲，SENSE-接到信號地，在最大電流時閾值為98mV。信號消隱將發(fā)生在最小導通時間時。COMP（13PIN）外接一支濾波電容用于選擇負載補償功能，負載補償減小對反饋檢測通道中寄生電阻的影響。用一支0.1μf的瓷介電容足夠用于此目地，將此端短路到GND也用于不需補償的情況。RCMP（14PIN）選擇用于負載補償的電阻，若不用補償時可以將其開路。PGDLY（15PIN）外部接一支可調電阻設置從同步整流驅動的關斷到初級柵驅動開啟之間的延遲時間。PG（16PIN）初級側MOSFET的柵驅動輸出，該端有大的動態(tài)電流流過的能力。GND（17PIN）此端為外殼底部接地端，既接信號地，也接柵驅動的地，然后連接到PCB板的地端，必須小心地處理地線的Layout。LT3825的內部等效電路如圖1所示。圖1LT3825/LT3837內部等效電路工作描述LT3825/37是一個電流型開關電源控制器IC。設計專用于隔離式反激變換器拓樸，其在二次側加入同步整流的時序控制。LT3825/37的工作很象傳統(tǒng)的電流型控制器。其主要不同在于輸出電壓的反饋系通過變壓器檢測輸出電壓達到目標，這就排除了對隔離處放置光耦的需要，因而極大地改善了瞬態(tài)響應，提高了可靠性。LT3825/37使用的反饋放大器，從變壓器繞組在折返期間作電壓取樣，并用此電壓控制輸出電壓穩(wěn)壓。其內部方框電路很象許多電流型控制器，區(qū)別僅在反饋放大器及負載補償電路，邏輯方框也包含對動態(tài)所需的控制。反饋放大器—偽直流原理下面的描述參考簡化的反激拓樸反饋放大器原理圖，當初級側MOSFET開關MP關斷時，它的漏極電壓上升到VIN以上，在初級MOSFET關斷二次側同步整流MOSFET導通時出現折返電壓，在折返期間非驅動變壓器端上的電壓由二次側電壓決定，此折返脈沖的幅度在第三繞組中如下式所述。RDSON為MOSFET導通電阻。ISEC變壓器二次繞組電流。ESR二次側電容，繞組及環(huán)路的等效串聯電阻。NSF變壓器反饋用繞組的匝比，即NS/NFLBK。折返電壓的大小由外電阻分壓器R1/R2送到FB端，反饋放大器比較此電壓與內部基準電壓，此反饋放大實際是個跨導放大器，其輸出僅在折返時間內接到Vc端處。Vc端的外部電容將集成此凈反饋放大器的電流，給出控制電壓來設置電流型的觸發(fā)點。在FB端的調節(jié)電壓接近等于能隙基準電壓VFB，因為整個環(huán)路增益很高，VFLBK與VFB之間的關系可表示為：將此式與先前VFLBK表示式合并，即給出電壓與此內部基準和電阻分壓器加上二次側電阻之間的關系。二次側輸出阻抗非零的影響要進一步細致地討論，見負載補償理論。實際所希望表述的Vout可以在應用注意中找到。反饋放大器動態(tài)理論遠一些，此偽直流折返電壓的處理即是反饋放大器的工作，但是折返信號是一個脈沖，沒有直流電平，僅在折返脈沖存在時，折返放大器才能工作。這個工作采用圖中的使能線來完成。然后時序信號需要加上使能和禁止折返放大器。這里有幾個時序信號，它需要適應LT3825/37的工作，參見時序圖。最小開關時間ton(min)LT3825/37影響輸出電壓調整率系通過折返脈沖的作用。如果輸出開關不能導通，就沒有折返脈沖及輸出電壓的信息，也就不能正常工作。這會導致不規(guī)律的環(huán)路響應及起動/鎖住問題。解決方案即是需要初級開關在每個振蕩周期中有一個絕對小的導通時間。如果輸出負載小于在此條件下的開發(fā)數，就會強制其連續(xù)工作。使能延遲折返脈沖出現在初級側開關關斷時。當然，如果要一個有限的時間直到變壓器初級電壓波形能代表輸出電壓，這只是一個局部。由于初級側MOSFET漏極的上升時間，但更重要的是由于變壓器的漏感，延遲在初級側導致了這個電壓尖刺，不會直接與輸出電壓相關。一些時候還需要內部設置一個放大器反饋電路，為了免除這些現象，將一個延遲加到開關關斷命令和反饋放大器使能之間這樣的一個使能延遲。在一些情況下，此漏感尖刺沒有足夠地被使能延遲期間設置，高速率即會出現誤差。崩潰檢測一旦反饋放大器使能，一些裝置隨后就需要禁止，這一點用一個崩潰檢測比較器來完成。它比較折返電壓和固定基準，通常為VFB的80%。當折返電壓波形降到此電平以下時，反饋放大器即被禁止。最小使能時間反饋放大器一旦使能，一個固定的最小時間周期項“最小使能時間”就停在使能，這防止了鎖住。特別在輸出電壓異常低的時候，也即起動期間，最小的使能時間周期要確保Vc結點能泵送并增加電流模式的觸發(fā)點到某一水平，此時崩潰檢測系統(tǒng)才能正常工作，這個時間在內部設置。可變使能期間的效果反饋放大器僅在周期時段的一部分使能，這可以從改變固定的最小使能時間來描述一個最大的粗糙的關斷開關時間減去使能延遲時間，反饋放大器固有的參數會直接影響可變的使能間隔。這包括影響跨導放大器，及Vc結點的速率變化。負載補償原理LT3825/37采用折返脈沖來獲得二次側隔離的輸出電壓的信息，一個誤差源會由變壓器二次流過同步整流MOSFET的RSDon及不為0的二次側電容的ESR導致，這就是先前表示的式子。ISEC*（ESR+RDSon）,當然，它通常對變換這個表達式，作為有效的輸出阻抗更合適。因為二次側電流僅在占空比的關斷口處流過，有效的輸出阻抗等于二次側在占空比關斷時分配的阻抗的總和。由于關斷時間等于1-DC，于是：此處，RSOUT為有效的電源輸出阻抗。DC為占空比。RDSon為先前定義的（加上ESR）。這個阻抗的誤差可以在少數臨界應用時認為可以接受，或者如果輸出負載電流仍舊相對恒定也可以接受。在這種情況下，外部的電阻分壓器可以調整以補償正常所要求的誤差。在更多所要的應用中，輸出阻抗誤差可以采用負載補償的方法去減小。圖2示出負載補償功能的方框電路，開關電流轉換成電壓（由個檢測電阻），平均的低通濾波器由內部50K電阻RCMPF和外部電容CCMP組成。這個電壓是通過外電阻RCMP加上的，用運放A1和晶體管Q3產生一個電流于Q3的C極上，即從FB結點上減去的。這種有效地增加電壓需在R1/R2反饋分壓器的頂端去實現等效。平均的初級側開關電流增加以保持輸出電壓調整率，隨負載增加，平均電流的增加也增加了RCMP電阻的電流，它影響相應的檢測輸出電壓的增加，用于補償IR的降低。圖2負載補償電路假設相對固定的電源效率下，Eff功率平衡點為：平均的初級側電流表示在如下的輸出電流項目中。此處所以輸出電壓Vout變化的最終目標是：于是：此處：K1為相對于VIN的變化區(qū)間，Vout及效率變化如上表示。RSENSE外檢測電阻。正常輸出阻抗對消可用這個RS（OUT）的表達式等效。解此方程，有這個公式去決定RCMP合適的數值是為實際所希望的。應用信息變壓器設計變壓器設計規(guī)范是LT3825/37成功使用的最關鍵部分，下面提供有關設計變壓器和潛在的折衷辦法。如果你需要幫助，LTC公司的工程師可協(xié)助。匝數比設計變壓器從決定占空比開始，占空比影響著功率開關的電流和電壓應力，輸入及輸出電容的RMS電流及變壓器的利用率，理想匝比為：防止極端的占空比，這通常會增加電流應力，可調的目標系在正常輸入電壓時選擇50%。例如，如果我們設計48V到5V，若為50%占空比，則：通常，更好的性能是略低一些的占空比，若為45.5%，匝比則為1︰8。注意，外部反饋電阻分壓器比例設置的輸出電壓提供給用戶附加的自由度去選擇合適的變壓器匝比，于是可簡化比例為更小的目標即1︰1，2︰1，3︰2，以便幫助決定變壓器的結構并改善性能。當建起的電源要有多個輸出時，即要求多繞組的變壓器，此時，低的占空比可以改善交叉調整率，且保持同步整流時間再長一些，也保持二次側繞組互相耦合的時間再長一些。對于多輸出的變壓器，匝比對各個繞組更臨界。會影響每一路輸出電壓的精度，雙輸出電壓的比例由公式VOUT1=VOUT2*N21來設置。此處N21為兩者匝比。還要保持二次側MOSFET的RSDon的比例，以改善交叉調整率。反饋線圈通常提供兩個功能，一個為反饋電壓，另一個要給LT3825/37供電，所以設置此匝比時要提供整流的電壓，在最壞情況也要確保大于11V的Vcc關斷電壓。對于我們的例子選1/3。漏感變壓器的漏感會導致初級開關關斷后的漏極尖刺電壓，在較高的負載電流時會有增大凸起，會消耗更多的能量，更高的折射電壓可能會擊穿MOSFET。一個解決方案即是減小此尖刺，用吸收回路將電壓尖刺切掉。當然，管理此電壓會擴展折返的脈沖寬度，如果折返脈沖擴展到使能延遲時間以外，輸出電壓調整率會受影響。反饋系統(tǒng)有一個考慮限制輸入范圍，粗略計為±50mV對應FB端。這可抑制更高的電壓瀉漏尖峰，因為一旦漏的尖刺為幾伏特的幅度，一個進一步的增呂的幅度僅在FB反饋系統(tǒng)有很小的影響。因此，安排吸收回路去箝制高壓尖刺是可能的，監(jiān)視MOSFET的擊穿，漏感尖刺期間令其盡量短暫。作為一個粗略的考慮，漏感為主電感的幾個百分點，或許少于吸收回路的需要，但展示出一些不能穩(wěn)壓調節(jié)的錯誤。此系由于漏感尖刺從幾個百分點的漏感直到10%，這會導致穩(wěn)定誤差。防止加倍的漏感的百分比，可在大負載電流時防止突然損耗，這個難以理解的條件會潛在地出現于漏感尖刺變成如此之大的折返波形處理電路，可以極簡單地進行思考，是否此漏感尖刺即是折返信號。然后，它返回到一個可能的穩(wěn)定狀態(tài)，因此漏感尖刺的頂部是一個控制點，且其后沿去觸發(fā)崩潰檢測電路，這會典型地減小輸出電壓突然變到原來的幾分之一，最壞會到正確值的1/3～2/3。一旦負載電流減到足夠小，系統(tǒng)又迅速折回到正常工作。當用變壓器采用合適的漏感時，對這種潛在的兩種穩(wěn)態(tài)運行要考慮到最壞情況。在最大的所要的負載電流時要能工作在標準狀態(tài)。能承受暫時短路。注視著正常工作的復原。如果輸出電壓被發(fā)現懸在非正常低值，系統(tǒng)即有問題。此即通常顯而易見的與所見初級MOSFET漏極電壓監(jiān)視同時見到的第一手得來的漏感尖刺。最后一個結點，系統(tǒng)的磁化率，即此前的雙穩(wěn)有點象是負載電流/電壓特性的函數，負載電流隨電阻變，I=V/R，先前是兩都穩(wěn)定。負載能力展示為I=V2/R，比先前更不敏感。二次側漏感在二次側的漏感形成一個電感性的分壓器，減小了折反脈沖返回的大小量，這增加了輸出電壓穩(wěn)定的幾個百分點。注意，除非漏感尖刺行為，這個征兆取決于負載，因為二次側漏感制造后有恒定的百分比，解決方法只有調節(jié)反饋電阻分壓器的比例作補償。繞組內阻的影響初級或次級繞級的內阻作用會減少整個效率（Pout/Pin）。二次側電阻的增加影響輸出阻抗，降低負載調整率，負載補償可以給它一些彌補，但好的設計要保證此電阻值盡量低。雙線繞組雙線繞組或類似方法是減小麻煩漏感的一個好方法。雙線線圈還改善了耦合系數，也改善了多輸出的交叉調整率。當然，輕的耦合通常增加初級到次級的電容，也限制了初次級的擊穿電壓，所以也不總是實用的。初級電感變壓器初級電感Lp，選擇時基于峰峰值電流比。即在變壓器中相對的最大值的電流，一般規(guī)律下，保持在X20%～40%紋波電流。更高值的紋波電流將增大導通損耗，較低的值將要求較大的磁芯尺寸。紋波電流及紋波百分比在最小占空比及最高輸入電壓時最大Lp可由下式計算：此處，fosc—振蕩頻率。DCMIN—最高輸入電壓時的占空比。XMAX—紋波電流比，在最高輸入電壓之下。對于48V（36V～72V）到5V/8A，90%效率，Po=40W，PIN=44.44W。選X=0.4及fosc=200KHz。最佳化可以參見：更有效的方案是獲得更高峰值電流但電感要低，繞組串聯電阻要小，一個簡單的擴展表對此工作即很有用。變壓器磁芯的選擇已知Lp后，則變壓器磁芯的選擇即開始，高效變換器使用鐵氧體磁芯，可減小磁芯，實際的磁芯損耗取決于磁芯尺寸，（在固定了Lp以后）但感量增加會減小損耗，因為增加電感可以根據匝數來完成。銅耗增加了，變壓器的設計即要平衡磁芯損耗及銅損耗，記?。涸黾泳€圈電阻將減小交叉調整率及增加所需的負載補償總量。主要設計目標是選磁芯，減小銅損，防止飽含，鐵氧體磁芯材料在飽合時會迅速降低感量，峰值電流會迅速增大。這會導致電感紋波電流的突然增加，隨后輸出電壓紋波激增。所以絕不能允許磁芯飽合，最大初級峰值電流在最小VIN時出現：現在結果為0.202。用實例的數據，得到多輸出電壓反激變換器的一個優(yōu)點即是提供多個附加的輸出電壓，方法簡單易行。設計變壓器對應多輸出，實現所有二次線圈的折返信號的組合。這樣負載調整率，會受到每路負載的影響，注意減小交叉調整率的影響。設置反饋電阻分壓器對Vout的表達式，從反饋電阻到其工作位置重新安排之后可表示如下：繼續(xù)此例，如果ESR+RDSON=8mΩ，R2=3.32K，則：如果推薦電阻分壓器的塞文阻抗（R1//R2）為3K，則偏置電流可用其它理由省掉。電流檢測電阻的考慮外部電流檢測電阻用來控制峰值的初級開關電流，它控制著變換器的幾個關鍵參數，包括最大功率，及外部元件大小。選用一無感電流檢測電阻，將此電阻直接裝在未打破的地線布局。用一寬的短的軌線保持其阻值及無感。兩個檢測端子允許完整的凱爾文式連接，要確保SENSE+及SENSE-隔開，并緊緊地接在檢測電阻處并保護好。峰值電流達到98mV的檢測電壓VSENSE，正常的檢測電阻應是VSENSE/Ipk。例如，一個峰值開關電流為10A，需要的檢測電阻為0.01Ω。注意，瞬時的峰值功率在檢測電阻上相應達到1W。并聯電阻的采用可以幫助實現低的阻值，低的寄生電感及增加功耗能力。RSENSE用最壞情況考慮，最小Lp，VSENSE及最大VIN在連續(xù)實例，讓我們假設在最壞情況條件下，仍舊為Ipk正常值以上的40%，Ipk=3.64A。如果有10%誤差，及最小VSENSE=80mv，尋么RSEVSE*110%=80mv/3.64A，所以正常的RSENSE=20mΩ，接近可能的最低值。選擇負載補償電阻表示RCMP為工作部分所需。繼續(xù)此實例：如果ESR+RDSON=8mΩ,對RCMP的這個值，為最好的起始點，但經驗的方法也需要，它能產生最好的結果。這有幾個需要，即輸入的變化很難精確估計。例如，ESR項包括變壓器的二次側，它的影響ESR值還取決高的頻率狀態(tài)。不要簡化DC繞組電阻，K1在一個簡單比VIN/Vout項時出現，但理論估算的效率不象實際效率。建議的方法如下：建起一個所希望的電源包括實際的二次元件的原型。臨時地端CCMP端以禁止負載補償功能在輸出電流涌動時跨過整個范圍測量輸出電壓，近似電壓變化為線路ΔVout/ΔIout=Rs(out)。對K1常數，基于VIN，Vout及η來計算它的值。計算改變此結果，接一電阻從RCMP到GND。斷開地到CCMP。在此處接0.1μF電容到GND。測量輸出阻抗Rs(OUT)=ΔVout/ΔIout，用一新的補償位置，Rs(OUT)將有效地被減小，最后根據經驗用換RCMP的方法完成。估算RCMP為：此處，RCMP是負載補償電阻的新值，Rs(OUT)CMP是放入RCMP的輸出阻抗，而Rs(OUT)是沒有負載補償的輸出阻抗。設置頻率LT3825/37的開關頻率用一支外部電容接到OSC與GND來設置的。推薦值在200pf到33pf之間，得到50KHz到250KHz的開關頻率。圖4示出外接電容與開關頻率之間的關系，放一支電容要緊靠IC，減小接線長度，減小寄生電容及潛在干擾。圖4頻率設置電容與COSC關系曲線也可以用外同步將振蕩器工作頻率拉到外頻率，用SYNC端即可，設置LT3825/37頻率比外頻率低10%，外脈沖大于2V，足夠寬的外同步脈沖來同步，外脈沖上升沿從振蕩器電容放電處起始，強制初級MOSFET關斷，如果振蕩器頻率與外同步頻率差較大，可能會出現問題。這要用斜波補償來增加其穩(wěn)定性。保持同步脈沖寬度大于50ns。設置定時電阻這里有三個內部的“單次發(fā)射”時間，它們由一外接電阻設置最小導通時間，使能延遲時間以及初級MOSFET開啟延遲時間，所有這些都是隔離的反激控制技朮，在前面已介紹。下面的信息為三個部分的選擇。最小導通時間ton(min)最小導通時間是調節(jié)在電流限制于初級側開關開啟之后消隱的時間，這是用消除開關前沿尖刺的不良觸發(fā)來改善調整率性能的辦法。這個尖刺是由于柵源充電放電引起的。隔離式反激檢測需要一個脈沖去檢測輸出，最小導通時間可確?？傆幸粋€信號去閉鎖環(huán)路。LT3825/37沒有使用周期跨越技朮于輕載狀態(tài)，因此，最小導通時間總與同步整流設置開關一起并強制其連續(xù)工作。ton(min)電阻用下式求出：保持Rton(min)大于70KΩ,好的起始值建議為160KΩ。使能延遲時間使能延遲時間提供一個可調的延遲在初級柵驅驅動的關斷和反饋放大器的使能順序之間，正如先前討論的，這個延遲允許反饋放大器不受漏感電壓尖刺電壓在初級側的影響。最壞情況的漏感尖刺脈沖寬度在最大負載條件時，所以設置使能延遲時間也按此條件。對此部分典型應用時采用強制連續(xù)工作的方法?？梢栽O想，二次側控制器可能會在輕載時成為斷續(xù)型工作。在此條件下，儲存變壓器中的能量非常小，反激變換的波形變成“Lazy”，在它指出二次輸出電壓之前，已過去一些時間，使能延遲時間將作出足夠長的時間，而不管反激變換波形在輕載時不適當的部分。甚至通過LT3825/37有一個柵驅動，柵的傳輸時間在大的MOSFET時傳輸很慢，增加的延遲時間要求用下面這樣的MOSFET。使能延遲電阻由下式決定：保持RENDLY大于40KΩ，一個好的選擇是56KΩ。初級柵驅動延遲時間初級柵驅動延遲是從同步整流MOS關斷到初級功率MOSFET導通的調整時間，正確地設置消除初級邊開關和次級同步整流開關之間的重迭亦即消除隨之的變壓器中的電流尖刺。這個尖刺會導致附加的補償應力，加大損耗，減小效率。初級柵驅動延遲電阻用下式求出。好的起始值為27KΩ。軟起動功能LT3825/37包含了一個可選的軟起動功能，它采用連接一個外部電容在SFST端到GND，內部電路防止Vc端的控制電壓超出SFST端的電壓。這里有一個起始的上拉電路可迅速將SFST端電壓拉到0.8V，從這里用20μA電流源充電到大約2.8V。在故障出現以后SFST結點放電到0.8V，一個故障是Vcc電壓太低（欠壓鎖定），電流檢測電壓大于200mV，或IC過熱保護關斷時。當SFWT放電時，Vc結點電壓也被拉低到最小電流電壓。一旦放電及故障移去，SFST重新再次充電。在此管理中，開關電流減小，變換器中的應力在故障條件下減小。給軟起動電容充電的時間為：欠壓端子功能UVLO端子提供給用戶可調的欠壓鎖定，這是典型用于提供對應VIN欠壓鎖定功能。在UVLO端子低于1.24V閾值時，柵驅動被禁止。一個外部電阻分壓器接于輸入電源與地之間，用于設置起動電壓。此端偏置電流取決于該端電壓及UVLO狀態(tài)，提供給用戶的變化系其有一個小電流源以改變此端閾值，增加此端電壓。由于此端電壓降到閾值以下，電流源即停止，UVLO上進一步的壓降也即停止。在此管理模式下產生了此閾值。參照圖3，在VIN端的電壓閾值等于此偏置電流乘以RA。設計過程中所要的VIN參考閾值VUVHYS，于是有：RA=VUVHYS/IUVLO此處，IUVLO=IUVLOL-IUVLOH，大約為3.4μA。于是RB用所希望的開啟電壓求出：如果我們想要一個VIN參考觸發(fā)點為36V，用1.8V閾值。用好的Layout，板上噪聲會導致UVLO的問題，可采用將分壓器濾波的辦法，但要保持大電容關斷，否則它會動作非常慢，圖3C示出一個替代的方法，即在電阻RA處將電容插入。變換器起動對于LT3825的標準電路，使用第三個變壓器線圈于初級側，令其提供兩個反饋信息，在位于Vcc供電給LT3825處，見圖5。這種供電方式改善了變換器的效率，沒有其固有的自起動。起動只由外部觸發(fā)充電電阻及LT3825的內部Vcc欠壓鎖定電路執(zhí)行。Vcc欠壓鎖定有較寬的閾值，去簡化起動工作。圖5變換器啟動圖6LT3825的典型供電方式在工作中，觸發(fā)充電電阻RTR接到VIN并支持一個1mA的電流給CTR充電，起始LT3825關斷，僅驅動其起動電流，當CTR達到Vcc開啟值電壓時，LT3825起動然后才要驅動其正常工作電流。開關激活命令及變換器開始驅動MOSFET到輸出。起始輸出電壓為低，折返電壓也為低，所以CTR供給LT3825電流的大部分，Vcc電壓連續(xù)下降，直到大約10ms過后，輸出電壓達到設計值，折返線圈開始給LT3825提供電源電流，并將Vcc穩(wěn)定。如果CTR在給定容量以下，Vcc達到了Vcc關斷電壓閾值，這樣，LT3825又關斷了，Vcc結點又開始重新充電到開啟閾值，然后再次開啟。這取決于電路，這可能導致幾次開關反復，或就在Vcc結點上振蕩。RTR的選擇，按最壞情況，最小充電電流必須大于LT3825的起動電流，而最壞情況的最大充電電流少于LT3825的電源耗電速率。此CTR也必須足夠大，以防止其成為張弛振蕩器，這一點較復雜，比上面用理論上去解決要麻煩一些，它還取決于二次側電路及負載狀況。經驗測試法在此推薦使用，注意，使用所選的軟起動動能，拉長了供電時間還需要一個非常相應的CTR值。如果你有一個可能的最小輸入電壓在Vcc的范圍以內，內部寬的閾值范圍UVLO功能變成了逆向生產了。在這樣的情況，它會更適合用LT3825直接從可能的電源下工作，此時用LT3837來取代LT3825會更好，除非它缺乏內部Vcc欠壓鎖定功能，設計成直接工作在4.5V～19V范圍。LT3825有一個內部箝制Vcc到大約19.5V。這提供了一些保護給一些UVLO低的情況，Vcc結點拉高，如果RTR大小合適，決不要得到這個箝制電壓。控制環(huán)補償環(huán)路的頻率補償用接一電容網絡于反饋放大器輸出到GND來執(zhí)行，見圖10。由于反饋放大器先前的取樣，補償與傳統(tǒng)電流型開關控制器都不一樣，通常僅CVC是必要的，RVC可以用于加一零點，但相移改善了。傳統(tǒng)方法由電阻提供通常已由非零的次級電路執(zhí)行，CVC2可用來加一個附加的高頻極點通常為CVC的0.1倍。在進一步對比傳統(tǒng)電流型控制器時，Vc端對LT3825/37紋波通常不必確保，動態(tài)自然的箝制反饋放大器形成了一個有效的軌跡來保持響應的類型。無論如何，Vc電壓變化于折返脈沖期間，但在下個周期開關ON的部分會得到保持，這個作用實際上是在電流比較器檢測期間保持Vc電壓穩(wěn)定。AN19中提供一個方法去經驗地作頻率補償，基本介紹了加入一個負載電流監(jiān)視其響應狀況。斜率補償這部分包括電流斜率補償。在占空比大于50%時需要斜率補償來保證電流環(huán)的穩(wěn)定。在一些開關控制器中，斜率補償在高占空比時減小了最大峰值電流，LT3825/37消除了這個問題，它采用的斜率補償電路系用最大電流檢測電壓在整個周期中都保持穩(wěn)定的方法。最小負載的考慮在輕載時，LT3825/37推出調整率強制進入連續(xù)導通模式，初級開關總要導通一個短時間，此時間由tONmin電阻設置。在關斷期間，功率將返回初級側，此時同步開關已導通，這樣做不會產生任何固有的麻煩問題，僅輕載時效率降低。最大負載的考慮電流型控制使用Vc結點電壓及放大了的檢測電阻電壓并將其送到電流比較器，當放大的檢測電壓超過Vc結點電壓時，初級側開關即關斷。在正常使用時，峰值開關電流在FB電壓低于內部基準時會增大。它會繼續(xù)直到Vc達到2.56V的箝制值。在箝制值處，初級側MOSFET開關將關斷于98mV的VSENSE電平，這在下個周期仍舊重復。這對于峰值初級開關電流參照RSENSE上電壓超過98mV是可能的，因為最小開關導通時間已消隱，如果VSENSE上的電壓超過206mV，在最小導通時間之后，SFST電容就放電，同時導致Vc電容放電，然后減小了下個周期的峰值電流，并將減少初級開關整個的應力。短路條件限流損耗在輸出短路時控制在一定條件下是可能的，如果占空比為最小導通時間大于二次線圈電壓與輸入電壓的分壓比，那么峰值電流在正常值之下就不受控，它會鎖死逐個周期到更高電平。經驗的計算法，要保持對短路控制，需要：此處，tON(min)初級側開關最小導通時間。Isc短路輸出電流。Nsp二次到一次的匝比（Ns/Np）。其它各量前面都已敘述。糟糕的是典型的僅在應用中就會與相對較高的輸入電壓時間與二次/一次匝比乘積的沖突?；蚴桥c相對較長的最小開關時間的沖突。此外，幾個實際世界的效應如變壓器漏感，線圈交流損耗，輸出開關電壓降，將幾個合并成一個簡單的原理計算出一個保守的估計。精明的設計評估此開關器的短路保護加上任何附加電路才能防止這些麻煩。輸出電壓誤差源LT3825/37的反饋檢測插入一個附加的誤差源。下面總結列表。內部能帶間隙基準電壓設置基準電壓給反饋放大器。細節(jié)描述其變化。內部反饋電阻分壓器比直接影響調整的電壓。要用1%的元件。變壓器二次側漏感減小了反饋用線圈匝比（Ns/NF）的效果。這增加了用簡單百分比來增加輸出電壓的目標值。由于二次側漏感是恒定值，調節(jié)反饋電阻比即可補償。變壓器二次電流流過線圈電阻的阻抗，同步整流MOSFET的RSD（ON）及輸出電容的ESR，則直流等效電流對此誤差要比負載電流大。因為導通出現僅在變換器初級的關斷時間，所以電流為負載電流除以（1-DC）。如果輸出負載電流相對恒定，反饋電阻分壓器用于補償這些損耗。此外，用LT3825/37負載補償電路亦可。如果采用多輸出，則折返線圈要有一個信號，它表示所有這些線圈阻抗的一個綜合效應，小習你要調查最壞情況下的負載條件，此時電壓會***功率MOSFET的選擇功率MOSFET的選擇初始為導通電阻RSDON，輸入電容，漏源擊穿電壓BVDSS，最大柵電壓及最大漏電流。初級側功率MOSFET，峰值電流為：此處，XMIN為峰峰電流比，如早期定義。對二次側功率MOSFET，峰值電流為：選擇初級側MOSFET時，BVDSS要大于：此處，Nsp參照匝比，Ns/Np*LLKG為初級側漏感，Cp初級側電容，（Coss）吸收回路可以加入以減小早期討論過的漏感。對每個二次側功率MOSFET，BVDSS要大于選擇初級MOSFET的RDSON系在正常柵驅動電壓（7.5V）時，二次側的MOSFET柵驅動電壓取決于柵驅動的方法。初級側功率MOSFETRMS電流由下式給出：對每個二次側功率MOSFET的RMS電流由下式給出：計算MOSFET的功耗，由于初級功率MOSFET工作在高的VDS，傳輸功率損耗項要較精確，CMILLER為臨界參數，它決定傳輸功耗，但在數據表中未給出規(guī)范。CMILLER的計算要從柵充電曲線中找出。曲線平坦部分為MILLER效應電容，計算如下式：曲線由給定VDS作出對不同的VDS電壓的密勒電容可以用計算出的密勒電容乘以實用VDS之比得出。CMILLER決定了，計算初級功率MOSFET的功耗：此處，RDR為柵驅動電阻（10Ω），VTH為柵驅動閾值電壓。Fosc為工作頻率，VGATE（MAX）=7.5V。（1+σ）通常為一個MOSFET在正常RDSON之下對應溫度的變化，如果你沒有曲線，則σ取0.005/0C*ΔT，此式對低壓MOSFET有效。二次側功率MOSFET典型工作在相對低的VDS之下，所以可以忽略傳輸損耗，功耗用下式計算：用已知功耗，可求出MOSFET結溫，用下面公式：此處TA為環(huán)境溫度，QJA為MOSFET結溫到環(huán)境的熱阻。一旦有了Tj，即可計算推薦的σ及功耗直到由斂。柵驅動結點的考慮PG和SG柵驅動為強力驅動，有最小的上升下降時間，這改善了效率。但高頻元件的這些信號也會導致問題，保持接線要短、寬。減小寄生電感。寄生電感與MOSFET的柵電容會建起LC槽路，若Layout理想應串入一支電阻，5Ω或再大些，以防止LC振鈴。但這會令上升下降時間變慢，使效率降低。LT3825/37的柵驅動將箝在最大柵壓7.5V處，所以你可以安全地用到10V的VGS的MOSFET。同步柵驅動有幾種不同的方法去驅動同步整流MOSFET的柵，完整的變換器隔離對同步整流驅動也要求隔離，這通常用一個脈沖變壓器來完成。通常脈沖驅動器用來驅動二次側的緩沖器，見應用電路。當然，其它方法也可能，這里的柵驅動及二次側同步整流控制器是可能的，加個緩沖器也是一個附加特色。電容選擇在反激變換器中輸入及輸出電流都是脈沖，要放置若干個所需的輸入及輸出濾波電容，輸入及輸出濾波電容的選擇基于RMS電流的比率及要求的紋波電壓大小。選擇輸入電容用紋波電流比率繼續(xù)此例：保持輸入電容串聯電阻ESR及電感ESL最小，它們會影響電與磁的接口狀態(tài)，在一些情況，高的ESR還會產生穩(wěn)定問題，因反激變換器展示一個負的輸入阻抗特性。參見AN19。輸出電容大小，由紋波電流掌握，要確保可以接受的紋波電壓達標，輸出電容有的RMS電流比率要大于下面的值。繼續(xù)此例：這是為每個輸出計算出的，適于多輸出的變換器。ESR及ESL用bulk電容會影響輸出紋波，典型的反激變換器的波形給出于圖7。圖7LT3825的反激變換起的波形最大可接受的紋波電壓可用于估算起始點電容值，對簡單應用，我們選2%的最大輸出紋波，在ESR和充電放電的ΔV之間相等均分，這個百分比的紋波變化取決于應用的需要，你可以定義出如下公式：對于1%總紋波電壓，輸出電容的ESR由下式給出：由于bulk電容元件的另外的1%，用此式：在許多應用中，輸出電容由多個電容并聯組成以達到電壓紋波的指標，可靠性指標及成本指標。例如，低ESR的瓷介電容即可減小總ESR，而電解電容組成整個的所需的bulk電容容量。繼續(xù)我們的實例：輸出電容需要：這些電特性需要并聯幾個低ESR的電容，為混合型的。多數電容的紋波電流比率基于2000小時的壽命，這使它成為適當合理地減少電容或選擇能承受更高的溫度的電容。一個方法是減少成本，改善輸出紋波采用LC濾波，圖8示出這種方法。濾波器的設計，如以前展示的數據表。當然，作為起始點，使用這些總的目標，由1/4C