異步電動機的調(diào)速系統(tǒng) 第五章 《自動控制技術（第二版）》

全國高級技工學校電氣自動化設備安裝與維修專業(yè)教材自動控制技術主編：李國偉孫華（第二版）230異步電動機的調(diào)速系統(tǒng)第五章231232第五章5－１

變頻調(diào)速的基礎知識5－２

變頻器的分類及工作原理5－３

轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)5－4

異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)5－5

異步電動機矢量控制變頻調(diào)速系統(tǒng)5－6

異步電動機直接轉(zhuǎn)矩控制變頻調(diào)速系統(tǒng)5－１

變頻調(diào)速的基礎知識第五章233學習目標１.熟悉變頻調(diào)速的基礎知識。２.掌握變頻器的分類及工作原理。３.熟悉轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)結構原理。４.了解異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)結構原理。５.了解異步電動機矢量控制變頻調(diào)速系統(tǒng)結構原理。６.了解異步電動機直接轉(zhuǎn)矩控制變頻調(diào)速系統(tǒng)結構原理。2345-1變頻調(diào)速的基礎知識235由異步電動機轉(zhuǎn)速ｎ＝６０ｆ１／ｐ（１－Ｓ）可知，當極對數(shù)ｐ不變時，異步電動機轉(zhuǎn)速ｎ和電源頻率ｆ１成正比。連續(xù)地改變供電電源頻率，就可以平滑地調(diào)節(jié)電動機的速度。這種調(diào)速方法稱為變頻調(diào)速。變頻調(diào)速具有很好的調(diào)速性能，在交流調(diào)速方式中具有重要的意義，應用相當廣泛，是可與直流雙閉環(huán)系統(tǒng)相競爭的調(diào)速方式。對于實際的生產(chǎn)機械，不但要求可以調(diào)速，而且要求有較好的調(diào)速性能。連續(xù)改變異步電動機的供電頻率，可以平滑地調(diào)速。由電機學可知，異步電動機有以下關系式：5-1變頻調(diào)速的基礎知識236式中，定子繞組匝數(shù)Ｎ１、定子繞組系數(shù)ＫＮ１為常數(shù)。在電源頻率ｆ１一定時，定子繞組感應電動勢Ｅ１與產(chǎn)生它的氣隙合成磁通Φｍ成正比。忽略定子阻抗壓降時，定子電壓Ｕ１與Ｅ１近似相等。由式（５－１）可知，若Ｕ１不變，ｆ１與Φｍ成反比。如果ｆ１下降，則Φｍ增加，使磁路過飽和，勵磁電流迅速上升，鐵損增加，電動機效率降低，同時也使功率因數(shù)減小。如果ｆ１上升，則Φｍ減小，電磁轉(zhuǎn)矩減小，電動機的過載能力下降?？梢?，在調(diào)節(jié)ｆ１的同時，還要協(xié)調(diào)控制其他量，才可以使異步電動機具有較好的性能。一般是在調(diào)節(jié)ｆ１的同時，控制Ｕ１或定子電流Ｉ１。兩個被控量的協(xié)調(diào)關系不同時，有不同的機械特性。5-1變頻調(diào)速的基礎知識237一、保持Ｕ１／ｆ１恒定的控制方式一般生產(chǎn)機械的負載多為恒轉(zhuǎn)矩負載。對恒轉(zhuǎn)矩負載，希望在調(diào)速過程中保持最大轉(zhuǎn)矩Ｔｍａｘ不變，即電動機的過載能力不變。由電機學可知，最大轉(zhuǎn)矩Ｔｍａｘ為：式中，Ｘ１和Ｘ２′為定子漏電抗和轉(zhuǎn)子漏電抗的折合值。若忽略定子電阻ｒ１，考慮到Ｘ１十Ｘ′２＝Ｘｋ＝２πｆ１（Ｌ１＋Ｌ′２），則Ｔｍａｘ∝（Ｕ１／ｆ１）２。所以，在從額定頻率（稱為基頻）向下調(diào)節(jié)ｆ１時，協(xié)調(diào)控制Ｕ１，使Ｕ１與ｆ１的比值保持不變，即可保證在調(diào)速過程中，電動機的最大轉(zhuǎn)矩不變。該方式稱為恒壓頻比控制方式。5-1變頻調(diào)速的基礎知識238一、保持Ｕ１／ｆ１恒定的控制方式在頻率較高時，定子電阻ｒ１相對于短路電抗Ｘｋ來說可以忽略（因為Ｘｋ∝ｆ１）。在調(diào)節(jié)ｆ１的同時，調(diào)節(jié)Ｕ１，并保持Ｕ１／ｆ１＝常數(shù)，即可使Ｔｍａｘ不變。但是在頻率較低時，ｒ１相對Ｘｋ來說不能忽略。此時，即使保持壓頻比恒定，Φｍ也要減小，從而使最大轉(zhuǎn)矩Ｔｍａｘ減小。電動機低速運行時，過載能力隨轉(zhuǎn)速ｎ的降低而降低。因此，這種控制方式的變頻調(diào)速只適用于風機類負載，或是輕載啟動且要求調(diào)速范圍較小的場合。對于要求調(diào)速范圍大的恒轉(zhuǎn)矩負載，希望在整個調(diào)速范圍內(nèi)保持最大轉(zhuǎn)矩不變，即Φｍ不變，由公式（５－１）看出，可以采用Ｅ１／ｆ１＝常數(shù)的控制方式，也稱為恒磁通控制方式。5-1變頻調(diào)速的基礎知識239由于異步電動機的感應電動勢Ｅ１不好測量和控制，所以在實際應用中，多采用補償?shù)霓k法。隨著ｆ１的降低，適當提高Ｕｌ，以補償ｒ１上的壓降，等效地滿足Ｅｌ／ｆ１＝常數(shù)，以達到維持最大轉(zhuǎn)矩不變的目的。圖５－１所示的曲線１為Ｕ１／ｆ１＝常數(shù)時的Ｕ１與ｆ１的關系曲線；曲線２是隨ｆ１的降低，逐漸增加補償量時的Ｕｌ與ｆ１的關系曲線；曲線３所示的補償情況，除與曲線２有相同作用外，考慮到低頻空載時，由于電阻壓降減小，應減少補償量，否則將使電動機磁通Φｍ增大，導致磁路過飽和帶來的問題，故Ｕｌ與ｆ１的曲線是折線。具體如何選擇這一曲線，要根據(jù)生產(chǎn)工藝要求而定。圖５－１恒磁通變頻調(diào)速時的補償特性2405-1變頻調(diào)速的基礎知識二、恒功率控制方式電動機在額定轉(zhuǎn)速以上運行時，電源頻率將大于額定頻率，如按以上控制方式，定子電壓要相應地高于額定電壓，這是不允許的。因此，在基頻以上應采取恒功率控制方式。這與直流電動機在額定轉(zhuǎn)速以上，采用恒壓弱磁調(diào)速相似。此時，由于定子電壓限制在允許范圍內(nèi)，頻率升高，致使氣隙磁通減小，轉(zhuǎn)矩減小，但因為轉(zhuǎn)速上升了，所以屬恒功率性質(zhì)。只要滿足Ｕ２１／ｆ１為常數(shù)的條件，即可達到恒功率調(diào)速。實際在基頻以上調(diào)速時，是保持Ｕ１為額定值不變，而只升高頻率，所以為近似恒功率調(diào)速。綜上所述，一般在基頻以下采用Ｕ１／ｆ１為常數(shù)或Ｅ１／ｆ１為常數(shù)的控制方式，基頻以上采用恒功率控制方式。因此，要有針對性地研究機械特性。2415-1變頻調(diào)速的基礎知識三、機械特性由ｎ０＝６０ｆ１／ｐ可知，由不同的ｎ０可得到不同的機械特性。若再得知最大轉(zhuǎn)矩的變化規(guī)律和機械特性運行段的斜率，即可大致畫出變頻調(diào)速的機械特性。１.最大轉(zhuǎn)矩當ｆ１從基頻向下調(diào)，而數(shù)值較高時，ｒ１可忽略，Ｔｍａｘ∝Ｕ１／ｆ１，按壓頻比恒定的控制方式調(diào)速，最大轉(zhuǎn)矩基本保持不變。當ｆ１數(shù)值較低時，ｒ１不可忽略，由公式（５－２）可見，最大轉(zhuǎn)矩將減小。這是因為在ｒ１上產(chǎn)生的壓降使得定子電動勢Ｅ１進一步降低，氣隙磁通Φｍ減小，所以，即使保持Ｕ１／ｆ１＝常數(shù)，也不能保持Φｍ不變，致使最大轉(zhuǎn)矩Ｔｍａｘ減小。ｆ１下降越多，對ｒ１的影響越大，Ｔｍａｘ減小越多。為了提高低速時電動機的過載能力，必須適當?shù)靥岣撸眨保捎茫牛保妫保匠?shù)的控制方式。當從基頻向上調(diào)時，Ｕｌ保持額定值不變，ｆ１增加，Φｍ減小，Ｔｍａｘ隨之減小。2425-1變頻調(diào)速的基礎知識三、機械特性２.運行段的斜率由電機學可知，臨界轉(zhuǎn)差率Ｓｍ為：又因為轉(zhuǎn)速ｎ＝ｎ０（１－Ｓ），所以對應最大轉(zhuǎn)矩時的轉(zhuǎn)速降為：可見Δｎｍ與頻率ｆ１無關。因此，無論在基頻以下還是基頻以上調(diào)速時，機械特性都是平行上下移動的。到頻率ｆ１很低時，ｒ１不可以忽略，Δｎｍ減小，機械特性更硬些。2435-1變頻調(diào)速的基礎知識２.運行段的斜率根據(jù)以上分析，可以定性畫出如圖５－２ａ所示的機械特性。當異步電動機在某一頻率下運行時，如果將頻率迅速降低，ｎ０下降的幅度較大，使轉(zhuǎn)差率Ｓ變負，則可以使電動機過渡到回饋制動狀態(tài)，此時電動機運行在第二象限，同直流電動機一樣，向電網(wǎng)回送電能。在減速過程中，如果始終保持頻率比轉(zhuǎn)速ｎ下降得快，即ｎ０比ｎ下降得快，電動機可以一直在回饋制動狀態(tài)下運行，如圖５－２ｂ所示。這種減速和停車都是很經(jīng)濟的。圖５－２異步電動機變頻調(diào)速時的機械特性ａ）機械特性ｂ）電動與發(fā)電狀態(tài)5－2變頻器的分類及工作原理第五章2442455－2變頻器的分類及工作原理變頻器的任務是把電壓和頻率恒定的電網(wǎng)電壓變成電壓和頻率可調(diào)的交流電。大多數(shù)情況下，是將工頻（５０Ｈｚ）交流電轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷骸㈩l率可調(diào)的交流電。一、變頻器的分類１.按變換環(huán)節(jié)分類按變換環(huán)節(jié)不同，變頻器一般分類如下：2465－2變頻器的分類及工作原理（１）交—交變頻器把頻率固定的交流電源直接變換成頻率連續(xù)可調(diào)的交流電源。其主要優(yōu)點是沒有中間環(huán)節(jié)，故變換效率高，但其連續(xù)可調(diào)的頻率范圍窄，一般為額定頻率的１／２以下（０～ｆＮ／２），故它主要用于容量較大的低速拖動系統(tǒng)中。（２）交—直—交變頻器先把頻率固定的交流電整流成直流電，再把直流電逆變成頻率和電壓可調(diào)的三相交流電。由于把直流電逆變成交流電的環(huán)節(jié)較易控制，因此，在頻率的調(diào)節(jié)范圍，以及改善變頻后電動機的特性等方面都具有明顯的優(yōu)勢。該類變頻器目前得到了廣泛應用。一、變頻器的分類１.按變換環(huán)節(jié)分類2475－2變頻器的分類及工作原理１）交—直—交變頻器按直流環(huán)節(jié)的儲能方式分①電流型直流環(huán)節(jié)的儲能元件是電感線圈Ｌ。②電壓型直流環(huán)節(jié)的儲能元件是電容器Ｃ。２）交—直—交變頻器按電壓的調(diào)制方式分１.按變換環(huán)節(jié)分類①ＰＡＭ（脈幅調(diào)制）變頻器輸出電壓的大小通過改變直流電壓的大小來進行調(diào)制。在中小容量變頻器中，這種方式已經(jīng)不再使用。采用ＰＡＭ方式調(diào)節(jié)電壓時，變頻器輸出電壓波形如圖５－３所示。圖５－３采用ＰＡＭ方式調(diào)壓輸出的波形2485－2變頻器的分類及工作原理２）交—直—交變頻器按電壓的調(diào)制方式分１.按變換環(huán)節(jié)分類②ＰＷＭ（脈寬調(diào)制）變頻器輸出電壓的大小通過改變輸出脈沖的占空比來進行調(diào)制。目前普遍應用的是占空比按正弦規(guī)律安排的正弦波脈寬調(diào)制（ＳＰＷＭ）方式。采用ＰＷＭ方式調(diào)節(jié)電壓時，變頻器輸電壓波形如圖５－４所示。圖５－４采用ＰＷＭ方式調(diào)壓輸出的波形ａ）調(diào)制原理ｂ）輸出電壓波形2495－2變頻器的分類及工作原理（１）Ｕ／ｆ控制變頻器２.按控制方式分類Ｕ／ｆ控制又稱恒壓頻比控制，其特點是對變頻器輸出的電壓和頻率同時進行控制。在電動機的額定頻率（即變頻器的基本頻率）以下調(diào)速時，通過保持Ｕ／ｆ恒定使電動機獲得所需的轉(zhuǎn)矩特性。這種控制方式的變頻器成本低，多用于精度要求不高的場合。（２）轉(zhuǎn)差頻率控制變頻器轉(zhuǎn)差頻率控制也稱ＳＦ控制。轉(zhuǎn)差頻率控制變頻器是通過電動機、速度傳感器構成的速度反饋閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)，其輸出頻率由電動機的實際轉(zhuǎn)速與轉(zhuǎn)差頻率之和自動設定，在調(diào)速控制的同時控制輸出轉(zhuǎn)矩。與Ｕ／ｆ控制相比，采用閉環(huán)控制，調(diào)速精度和動態(tài)特性較優(yōu)。但由于需要在電動機軸上安裝速度傳感器，并依據(jù)電動機特性調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)差，通用性較差。2505－2變頻器的分類及工作原理（３）矢量控制變頻器矢量控制簡稱ＶＣ，是對交流電動機的一種新的控制思想和控制技術，也是異步電動機的一種理想調(diào)速方法。矢量控制的基本思想是將異步電動機等效成直流電動機模型，利用直流電動機雙閉環(huán)控制思想控制異步電動機。矢量控制方式使得異步電動機的高性能成為可能，所以在許多精密或快速控制領域得到應用。（４）直接轉(zhuǎn)矩控制直接轉(zhuǎn)矩控制簡稱ＤＴＣ，它是把轉(zhuǎn)矩直接作為控制量來控制。直接轉(zhuǎn)矩控制的優(yōu)越性在于：轉(zhuǎn)矩控制是控制定子磁鏈，在本質(zhì)上并不需要轉(zhuǎn)速信息，控制上對除定子電阻以外的所有電動機參數(shù)變化具有良好的魯棒性（即系統(tǒng)在不確定性的擾動下，保持某種性能不變的能力），能方便實現(xiàn)無速度傳感器直接轉(zhuǎn)矩控制。2515－2變頻器的分類及工作原理（１）通用變頻器３.按用途分類通用變頻器的特點是其通用性，通用變頻器目前根據(jù)應用場合不同向兩個方向發(fā)展，一是低成本的簡易型通用變頻器；二是多功能的高性能通用變頻器。簡易型通用變頻器是一種以節(jié)能為主要目的簡化了一些系統(tǒng)功能的通用變頻器。它主要應用于水泵、風扇、鼓風機等對系統(tǒng)調(diào)速性能要求不高的場合，具有體積小、價格低等優(yōu)勢。高性能通用變頻器在設計過程中充分考慮了變頻器在應用中可能出現(xiàn)的各種需要，并為滿足這些需要在系統(tǒng)軟件和硬件方面做了相應的準備。在使用時，用戶可以根據(jù)負載特性選擇算法并對變頻器的各種參數(shù)進行設定，也可以根據(jù)系統(tǒng)的需要選擇廠家所提供的各種備用選件來滿足系統(tǒng)的特殊需要。2525－2變頻器的分類及工作原理（２）專用變頻器３.按用途分類１）高性能專用變頻器隨著控制理論、交流調(diào)速理論和電力電子技術的發(fā)展，異步電動機的矢量控制得到發(fā)展，矢量控制變頻器及其專用電動機構成的交流伺服系統(tǒng)的性能已經(jīng)達到和超過了直流伺服系統(tǒng)。此外，由于異步電動機還具有環(huán)境適應性強、維護簡單等許多直流伺服電動機所不具備的優(yōu)點，因此，在高速、高精度的控制要求下，這種高性能交流伺服變頻器正在逐步代替直流伺服系統(tǒng)。２）高頻變頻器在超精密機械加工中常要用到高速電動機。為了滿足其驅(qū)動的需要，出現(xiàn)了采用ＰＡＭ控制的高頻變頻器，其輸出主頻可達３ｋＨｚ，驅(qū)動兩極異步電動機時的最高轉(zhuǎn)速為１８００００ｒ／ｍｉｎ。2535－2變頻器的分類及工作原理（２）專用變頻器３.按用途分類３）高壓變頻器高壓變頻器一般是大容量的變頻器，最高功率可達５０００ｋＷ，電壓等級為３ｋＶ、６ｋＶ和１０ｋＶ。高壓大容量變頻器主要有兩種結構形式：一種是用低壓變頻器通過升降壓變壓器構成，稱為“高—低—高”式變壓變頻器，亦稱為間接式高壓變頻器。另一種采用大容量ＩＧＢＴ絕緣柵雙極晶閘管或ＩＧＣＴ集成門極換流晶閘管串聯(lián)方式，不經(jīng)變壓器直接將高壓電源整流為直流，再逆變輸出高壓，稱為“高—高”式高壓變頻器，亦稱為直接式高壓變頻器。2545－2變頻器的分類及工作原理主要指電壓和相數(shù)。在我國中小容量變頻器中，輸入電壓的額定值有以下幾種（均為線電壓）：（１）３８０Ｖ，三相這是絕大多數(shù)。（２）２２０Ｖ，三相主要用于某些進口設備中。（３）２２０Ｖ，單相主要用于家用小容量變頻器中。此外，對輸入側(cè)電源電壓的頻率也都做了規(guī)定，通常都是工頻５０Ｈｚ或６０Ｈｚ。二、變頻器的額定值和頻率指標１.輸入側(cè)的額定值2555－2變頻器的分類及工作原理（１）輸出電壓ＵＮ由于變頻器在變頻的同時也要變壓，所以，輸出電壓的額定值是指輸出電壓中的最大值。在大多數(shù)情況下，它就是輸出頻率等于電動機額定頻率時的輸出電壓值。通常輸出電壓的額定值總是和輸入電壓相等。（２）輸出電流ＩＮ是指允許長時間輸出的最大電流，是用戶在選擇變頻器時的主要依據(jù)。（３）輸出容量ＳＮＳＮ取決于ＵＮ和ＩＮ的乘積。二、變頻器的額定值和頻率指標２.輸出側(cè)的額定值2565－2變頻器的分類及工作原理（４）配用電動機容量ＰＮ對于變頻器說明書中規(guī)定的配用電動機容量，需說明如下：１）它是根據(jù)下式估算的結果：２.輸出側(cè)的額定值式中ηＭ———電動機的效率；

ｃｏｓφＭ———電動機的功率因數(shù)。由于電動機容量的標稱值一般是比較統(tǒng)一的，但ηＭ和ｃｏｓφＭ值卻很不一致，所以，配用電動機容量相同的不同品牌的變頻器的容量常常不相同。２）說明書中的配用電動機容量，僅對長期連續(xù)負載適用，對于各種變動負載則不適用。（５）過載能力。變頻器的過載能力是指其輸出電流超過額定電流的允許范圍和時間。大多數(shù)變頻器都規(guī)定為１５０％ＩＮ，１ｍｉｎ。ＰＮ＝ＳＮηＭｃｏｓφＭ2575－2變頻器的分類及工作原理（１）頻率范圍。即變頻器輸出的最高頻率ｆｍａｘ和最低頻率ｆｍｉｎ。各種變頻器規(guī)定的頻率范圍不盡一致。通常最低工作頻率為０１～１Ｈｚ，最高工作頻率為２００～５００Ｈｚ。（２）頻率精度。指變頻器輸出頻率的準確程度。由變頻器的實際輸出頻率與給定頻率之間的最大誤差與最高工作頻率之比的百分數(shù)來表示。通常，由數(shù)字量給定時的頻率精度約比模擬量給定時的頻率精度高一個數(shù)量級。（３）頻率分辨率。指輸出頻率的最小改變量，即每相鄰兩擋頻率之間的最小差值。３.頻率指標2585－2變頻器的分類及工作原理下面以單相逆變電路為例介紹頻率可調(diào)的基本原理。圖５－５ａ所示為單相逆變電路原理圖。直流電壓Ｕｄ經(jīng)過由四個晶閘管元件組成的橋式電路，接在負載上（即交流電動機的某一相上），元件１和元件４，元件２和元件３按一定的頻率輪流導通時，在負載上即可得到該頻率下的方波交流電壓，其波形如圖５－５ｂ所示。三、變頻器的工作原理圖５－５單相逆變電路ａ）原理圖ｂ）波形圖2595－2變頻器的分類及工作原理電路中串入電感，可使負載端電壓近似成正弦波?？刂圃ê完P斷的周期Ｔ，即可得到不同頻率的交流電壓，達到變頻的目的。這也是在交—直—交變頻器中，逆變器輸出交流電頻率可調(diào)的基本原理。由上述分析可以看出，人為地控制逆變器輸出交流電的頻率，就是要控制元件的導通和關斷。在逆變器中，用到的晶閘管或者晶體管，都是作為開關元件使用的。因此，它們要有可靠的導通和關斷能力。對于晶閘管，只要其正負極間有正向電壓，并且在門極加載正的觸發(fā)信號，即可使之導通。晶閘管一旦觸發(fā)導通，門極就失去控制作用，要使它截止，必須在正負極間施加反向電壓或使陽極電流小于維持電流。三、變頻器的工作原理2605－2變頻器的分類及工作原理因此，在交—直—交變頻器的逆變器中，需要設專門的強迫換流電路，以保證晶閘管按時關斷。故此，由晶閘管半控元件組成的逆變器，結構非常復雜。到２０世紀９０年代，全控功率開關元件，如可關斷晶閘管ＧＴＯ、大功率晶體管ＧＴＲ、絕緣門極雙極型晶體管ＩＧＢＴ等，已經(jīng)在中、小功率逆變器中取代了普通晶閘管，這些開關元件的導通和關斷都很容易控制，不需要強迫換流電路，從而使逆變器結構大為簡化。三、變頻器的工作原理2615－2變頻器的分類及工作原理三、變頻器的工作原理圖５－６所示為三相交—交變頻系統(tǒng)的原理圖。如果使左右兩組晶閘管輪流向交流電動機供電，交流電動機的定子上即可得到交流電壓，兩組晶閘管切換得快，則電壓頻率高，反之則頻率低。這就是交—交變頻器的工作原理。圖５－６三相交—交變頻系統(tǒng)原理圖2625－2變頻器的分類及工作原理交—交變頻器的主要優(yōu)點是只進行一次能量變換，所以效率較高，而且晶閘管靠電源電壓自然換流，不需要設置強迫換流裝置。其缺點是所用開關元件多。從圖５－６可以看出，單相要用兩組三相橋，需要１２只開關元件，三相交—交變頻器則需要３６只開關元件。另外，這種變頻器輸出電壓的頻率調(diào)節(jié)范圍在電源頻率的１／３以下，最高不超過１／２，所以限制了它的應用場合。一般用于低速、大功率的調(diào)速系統(tǒng)中。三、變頻器的工作原理2635－2變頻器的分類及工作原理不論交—直—交變頻器還是交—交變頻器，根據(jù)變頻電源的性質(zhì)，又可分為電壓型變頻器和電流型變頻器。如果變頻電源接近理想的電壓源，稱為電壓型變頻器，也稱為電壓源變頻器；如果變頻電源接近理想的電流源，則稱為電流型變頻器，也稱為電流源變頻器。四、電壓型變頻器和電流型變頻器2645－2變頻器的分類及工作原理圖５－７所示是交—直—交變頻器向異步電動機供電的主回路結構圖。圖中，ＵＲ表示整流器，ＵＩ表示逆變器，ＣＶＣＦ表示恒壓恒頻電源，ＶＶＶＦ表示變壓變頻電源。圖５－７ａ所示的中間環(huán)節(jié)是大電容器濾波，使直流側(cè)電壓Ｕｄ接近恒定，變頻器的輸出電壓隨之恒定，相當于理想的電壓源，稱為交—直—交電壓型變頻器。四、電壓型變頻器和電流型變頻器圖５－７交—直—交變頻器向異步電動機供電的主回路結構ａ）使用電容濾波ｂ）使用電抗器濾波2655－2變頻器的分類及工作原理由于采用大電容濾波，直流側(cè)電壓恒定，輸出電壓為矩形波，輸出電流由矩形波電壓和電動機正弦波電動勢之差產(chǎn)生，所以其波形接近正弦波。又因為逆變器的直流側(cè)電壓極性固定，不能實現(xiàn)反饋制動。若需要反饋制動時，必須在整流側(cè)反并聯(lián)一組晶閘管，供逆變時使用，逆變器通過反饋二極管工作在整流狀態(tài)；附加的一組晶閘管工作在逆變狀態(tài)，向電網(wǎng)反饋電能。四、電壓型變頻器和電流型變頻器266圖５－７ｂ所示的中間環(huán)節(jié)是電感很大的電抗器濾波器，電源阻抗大，直流環(huán)節(jié)中的電流Ｉｄ可近似恒定，逆變器輸出電流隨之恒定，相當于理想的電流源，稱為交—直—交電流型變頻器。它的逆變器輸出電流波形為矩形波，輸出電壓波形由電動機正弦波電動勢決定，所以近似為正弦波。這種變頻器可以實現(xiàn)反饋制動，反饋制動時，主回路電流Ｉｄ方向不變，而電壓Ｕｄ極性改變，整流器工作于逆變狀態(tài)，逆變器工作在整流狀態(tài)，從而使主回路在不增加任何元件的條件下，電動機能自動地從電動狀態(tài)進入反饋制動狀態(tài)。這是該變頻器的突出優(yōu)點。對于交—直—交變頻器，恒壓恒頻電源本身具有電壓源性質(zhì)，所以在不加濾波裝置時，變頻器就是電壓型的。如果在交—直—交變頻器中，人為串入大電感電抗器，它就具有電流源性質(zhì)，稱為交—直—交電流型變頻器。2675－2變頻器的分類及工作原理由以上分析可以看出，電壓型變頻器和電流型變頻器的主要區(qū)別在于，兩者對無功能量的處理方法不同。兩者技術特點的比較，見表５－１。2685－2變頻器的分類及工作原理圖５－８所示為三相橋式逆變器的基本結構，圖中ＶＤ１～ＶＤ６為續(xù)流二極管，ＶＴ１～ＶＴ６為主晶閘管。按照變頻器工作方式的不同，三相橋式逆變器分為１８０°導通型和１２０°導通型。五、１８０°導通型逆變器和１２０°導通型逆變器１.１８０°導通型逆變器電動機正轉(zhuǎn)時，在逆變器中晶閘管的導通順序是從ＶＴ１到ＶＴ６，如圖５－９ａ所示。每個觸發(fā)脈沖相隔６０°電角度，每個晶閘管持續(xù)導通時間為１８０°電角度。在逆變器中，任何瞬間都有三個晶閘管同時導通。2695－2變頻器的分類及工作原理１.１８０°導通型逆變器晶閘管之間的換流是在同一橋臂的上、下兩個晶閘管間進行的，即在ＶＴ１－ＶＴ４，ＶＴ３－ＶＴ６，ＶＴ５－ＶＴ２之間進行相互換流。各區(qū)間的等效電路如圖５－９ｂ所示。設負載為星形聯(lián)結，逆變器的換流是瞬間完成的，以中性點Ｏ點電位為參考點，則晶閘管順序?qū)〞r的相電壓波形如圖５－９ｃ所示。圖５－９１８０°導通型逆變器等效電路及電壓波形2705－2變頻器的分類及工作原理１.１８０°導通型逆變器例如，在區(qū)間①中，ＶＴ１，ＶＴ５和ＶＴ６導通，由其等效電路知，ｕＡＯ＝ｕＣＯ＝Ｕ／３，ｕＢＯ＝－２Ｕ／３；在區(qū)間②中，ＶＴ１，ＶＴ２和ＶＴ６導通，ｕＡＯ＝２Ｕ／３，ｕＢＯ＝ｕＣＯ＝－Ｕ／３；在區(qū)間③中，ＶＴ１，ＶＴ２和ＶＴ３導通，ｕＡＯ＝ｕＢＯ＝Ｕ／３，ｕＣＯ＝－２Ｕ／３；區(qū)間④～⑥與以上相同，只是電源極性相反。可以看出相電壓波形為階梯波。因線電壓為兩個相電壓之差，有ｕＡＢ＝ｕＡＯ－ｕＢＯ，ｕＢＣ＝ｕＢＯ－ｕＣＯ，ｕＣＡ＝ｕＣＯ－ｕＡＯ，可得如圖５－９ｄ所示的矩形波，各相之間互差１２０°，三相對稱。因為頻率ｆ＝１／Ｔ，所以改變周期時間Ｔ，就可以改變逆變器輸出的交流電壓頻率ｆ；而Ｕ的大小受控制角α控制，改變α可以改變Ｕ?？梢娔孀兤骺梢宰儔鹤冾l，也可以單獨進行調(diào)節(jié)，二者可分別控制。2715－2變頻器的分類及工作原理１.１８０°導通型逆變器由圖５－９所示的波形圖，可以求出線電壓的有效值ＵＡＢ和相電壓的有效值ＵＡＯ為：線電壓有效值與相電壓有效值之比剛好等于

３。二者都不是正弦波，可以用傅里葉級數(shù)進行諧波分析。分析結果除基波外，不含３次和３的倍數(shù)次諧波，只含有５，７，１１，…高次諧波，對電動機的運行影響不大，只會使電壓波形有些畸變，同時會增加電動機的諧波損耗。因為在以上分析過程中，忽略了換流過程和逆變電路中的壓降，所以實際的電壓波形與上面的分析結果稍有出入。2725－2變頻器的分類及工作原理２.１２０°導通型逆變器電動機正轉(zhuǎn)時，逆變器中晶閘管的導通順序仍是ＶＴ１到ＶＴ６，各觸發(fā)脈沖相隔６０°電角度，只是每個晶閘管持續(xù)導通時間為１２０°電角度，因此任何瞬間有兩個晶閘管同時導通，它們的換流在相鄰橋臂間進行。這樣同一橋臂上兩個晶閘管的導通有６０°間隔，不易造成短路，比１８０°導通型逆變器換流安全。１２０°導通型逆變中，晶閘管的導通順序、各區(qū)間的等效電路及相電壓、線電壓波形如圖５－１０所示。從圖中可見，相電壓是幅值為Ｕ／２的矩形波，線電壓是幅值為Ｕ的梯形波。用同樣方法可求得線電壓有效值ＵＡＢ和相電壓有效值ＵＡＯ分別為：ＵＡＢ＝０.７０７Ｕ，ＵＡＯ＝０.４０９Ｕ。2735－2變頻器的分類及工作原理２.１２０°導通型逆變器比較兩種導通方式可知：在１２０°導通型和１８０°導通型逆變器中，開關元件的導通順序和觸發(fā)脈沖間隔是一樣的，之所以有不同的導通時間，完全是因為換相的原理不同所致。前者是在相鄰橋臂間進行，后者是在一個橋臂的上、下元件間進行。由于導通時間不同，前者的電壓有效值低于后者。5－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)第五章2742755－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)一、交—直—交電壓型逆變器的頻率開環(huán)調(diào)速系統(tǒng)１.輸出電壓控制方式圖５－１１所示為交—直—交電壓型逆變器三種輸出電壓的控制方式。圖５－１１交—直—交電壓型逆變器的輸出電壓控制方式ａ）可控整流器調(diào)壓ｂ）直流斬波器調(diào)壓ｃ）ＰＷＭ逆變器調(diào)壓2765－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)１.輸出電壓控制方式（１）可控整流器調(diào)壓這種控制方式是通過控制可控整流器的控制角α實現(xiàn)調(diào)壓的，其結構簡單、控制方便，是一般調(diào)速系統(tǒng)中常用的輸出電壓控制方式。但是在輸出電壓較低時，功率因數(shù)低，同時由于整流電路后面是較大的濾波電容，在動態(tài)過程中，直流電壓的過渡過程時間延長，影響系統(tǒng)的動態(tài)響應速度。（２）直流斬波器調(diào)壓不可控整流電路輸出恒壓直流電壓，經(jīng)過直流斬波器，將恒壓直流電壓變成可調(diào)直流電壓，這樣就克服了第一種方式中低速時功率因數(shù)低的問題，也降低了整流器的成本。但是，由于直流斬波器輸出的是脈沖形式的電壓，需要再次濾波才能得到較為平直的直流電壓，加上斬波器本身，因此增加了直流回路的成本和線路的復雜性。2775－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)１.輸出電壓控制方式上面兩種輸出電壓控制方式還有個共同的問題，就是逆變器輸出的變頻電壓波形為矩形波，其中含有較多的諧波成分。（３）ＰＷＭ逆變器調(diào)壓即把逆變器輸出的矩形波電壓變成一系列寬度可調(diào)的脈沖列，改變脈沖列中各個脈沖的寬度，從而實現(xiàn)調(diào)壓。這種方式下逆變器既調(diào)壓又調(diào)頻，所以整流器可采用不可控整流。更重要的是，采用ＰＷＭ控制技術可以消除逆變器輸出電壓中的低次諧波，大大降低輸出電壓中的諧波成分，使輸出電壓波形更接近正弦波。很顯然，它不僅克服了前兩種方式存在的動態(tài)響應慢、輸出電壓中諧波成分大的共同問題，還克服了第一種方式存在的功率因數(shù)低的問題，因此在高性能的變頻調(diào)速系統(tǒng)中被廣泛采用。它的缺點是控制較復雜，對主回路逆變器開關元件的工作頻率要求較高。2785－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)１）ＳＰＷＭ波形按照正弦規(guī)律變化的脈寬調(diào)制稱為正弦波脈寬調(diào)制（ＳＰＷＭ），產(chǎn)生的調(diào)制波是按照正弦規(guī)律變化的等幅而不等寬的矩形脈沖列，如圖５－１２所示。圖５－１２正弦波脈寬調(diào)制波形等效的原則是每一區(qū)間的面積相等。如果把一個正弦半波分作ｎ等份，然后把每一等份的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相等的矩形脈沖來代替，矩形脈沖的幅值不變，各脈沖的中點與正弦波每一等份的中點相重合。這樣，由ｎ個等幅不等寬的矩形脈沖所組成的波形就與正弦波的半周等效，稱作ＳＰＷＭ波形。2795－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)２）單極性ＳＰＷＭＳＰＷＭ調(diào)制波的脈沖寬度基本上成正弦分布，各脈沖與正弦曲線下對應的面積近似成正比。ＳＰＷＭ逆變器輸出的基波電壓的大小和頻率均由參考電壓ｕｒ來控制。當改變ｕｒ幅值時，脈寬隨之改變，從而可改變輸出電壓的大?。划敻淖儯酰蝾l率時，輸出電壓頻率隨之改變。但正弦波最大幅值必須小于三角形幅值，否則輸出電壓的大小和頻率就將失去所要求的配合關系。若脈沖調(diào)制波在任何輸出頻率情況下，正、負半周始終保持完全對稱，即為同步調(diào)制式。若載頻三角波頻率一定，只改變正弦參考信號頻率，這時正、負半周的脈沖數(shù)和相位就不是始終對稱的，即為異步調(diào)制。2805－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)如圖５－１３所示，對于三相逆變器，必須產(chǎn)生互差１２０°的三相調(diào)制波。載頻三角波ｕｔ可以共享，但必須有一個參考信號發(fā)生器，產(chǎn)生三相可變頻變幅正弦參考信號，然后分別與三角波相比較產(chǎn)生三相脈沖調(diào)制波。圖５－１３單極性ＳＰＷＭａ）ＳＰＷＭ調(diào)制電路ｂ）單極性ＳＰＷＭ波形2815－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)３）雙極性ＳＰＷＭＳＰＷＭ雙極性調(diào)制和單極性調(diào)制一樣，輸出基波大小和頻率也是通過改變正弦參考信號的幅值和頻率而改變的，如圖５－１４所示。進行變頻調(diào)速時，要保持Ｕ／ｆ恒定。由于是雙極性調(diào)制，所以不必像單極性調(diào)制那樣，要求加倒向控制信號。雙極性調(diào)制方式，也可以采用同步式或異步式的調(diào)制方法。2825－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)２.主電路結構主電路由整流電路、中間直流電路和逆變器三部分組成。電壓源型交―直―交變壓變頻器主電路的基本結構如圖５－１５所示。圖５－１５電壓源型交―直―交變壓變頻器主電路2835－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（１）交—直部分１）整流電路整流電路由ＶＤ１～ＶＤ６組成三相不可控整流橋，將電源的三相交流電全波整流成直流電。整流電路因變頻器輸出功率大小不同而不同。小功率的，輸入電源多用單相２２０Ｖ，整流電路為單相全波整流電路；大功率的，一般用三相３８０Ｖ電源，整流電路為三相橋式全波整流電路。設電源的線電壓為ＵＬ，那么三相橋式全波整流后的平均直流電壓ＵＤ＝１.３５ＵＬ。三相電源電壓為３８０Ｖ時，整流后的平均直流電壓是５１３Ｖ。２）濾波電容ＣＦ整流電路輸出的整流電壓是脈動的直流電壓，必須加以濾波。濾波電容ＣＦ的作用：除了濾除整流后的電壓波紋外，還在整流電路與逆變器之間起去耦作用，以消除相互干擾，給作為感性負載的電動機提供必要的無功功率。同時起儲能作用，所以稱為儲能電容。2845－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)２.主電路結構（１）交—直部分３）限流電阻ＲＬ與開關ＳＬ由于儲能電容大，加之在接入電源時電容器兩端的電壓為零，所以當變頻器接通電源瞬間，濾波電容ＣＦ的充電電流很大。過大的沖擊電流會使三相整流橋損壞。為了保護整流橋，在變頻器剛接通電源的一段時間里，電路串入限流電阻ＲＬ，限制電容的充電電流。當濾波電容ＣＦ充電到一定程度時，令ＳＬ接通，將ＲＬ短接。在有些變頻器里，ＳＬ用晶閘管代替，如圖５－１５中虛線所示。４）電源指示ＨＬＨＬ除了指示電源是否接通以外，還有一個功能就是在變頻器切斷電源后，顯示濾波電容ＣＦ上的電荷是否已經(jīng)釋放完畢。2855－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（２）直—交部分１）逆變管Ｖ１～Ｖ６Ｖ１～Ｖ６組成逆變橋，把ＶＤ１～ＶＤ６整流后的直流電，“逆變”成頻率、幅值都可調(diào)的交流電。這是變頻器實現(xiàn)變頻的執(zhí)行環(huán)節(jié)，是變頻器的核心部分。常用的逆變管有絕緣柵雙極晶體管（ＩＧＢＴ）、大功率晶體管（ＧＴＲ）、可關斷晶閘管（ＧＴＯ）、功率晶體管（ＭＯＳＦＥＴ）、集成門極換流晶閘管（ＩＧＣＴ）等。２）續(xù)流二極管ＶＤ７～ＶＤ１２續(xù)流二極管ＶＤ７～ＶＤ１２的主要功能是：①電動機的繞組是感性的，其電流具有無功分量。續(xù)流二極管ＶＤ７～ＶＤ１２為無功分量返回直流電源提供“通道”。②當頻率下降、電動機處于再生制動狀態(tài)時，再生電流將通過續(xù)流二極管ＶＤ７～ＶＤ１２返回直流電源。2865－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（２）直—交部分２）③Ｖ１～Ｖ６進行逆變的過程中，同一橋臂的兩個逆變管，處于不停交替導通和截止狀態(tài)。在交替導通和截止的換相過程中，需要續(xù)流二極管ＶＤ７～ＶＤ１２提供通道。３）緩沖電路不同型號的變頻器，緩沖電路的結構也不盡相同。圖５－１５是比較典型的一種。其功能如下：逆變管Ｖ１～Ｖ６每次由導通狀態(tài)切換成截止狀態(tài)的關斷瞬間，集電極和發(fā)射極間的電壓ＵＣＥ，由近乎０Ｖ迅速上升至直流電壓值ＵＤ。這過高的電壓增長率將導致逆變管損壞。因此，Ｃ０１～Ｃ０６的功能是降低Ｖ１～Ｖ６每次關斷時的電壓增長率。2875－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（２）直—交部分３）緩沖電路Ｖ１～Ｖ６每次由截止狀態(tài)切換成導通狀態(tài)的瞬間，Ｃ０１～Ｃ０６將向Ｖ１～Ｖ６放電。此放電電流的初始值是很大的，并將迭加到負載電流上，導致Ｖ１～Ｖ６損壞。因此，Ｒ０１～Ｒ０６的功能是限制逆變管在接通瞬間Ｃ０１～Ｃ０６的放電電流。由于Ｒ０１～Ｒ０６的接入，會影響Ｃ０１～Ｃ０６在Ｖ１～Ｖ６關斷時降低電壓增長率的效果，因此接入了ＶＤ０１～ＶＤ０６。ＶＤ０１～ＶＤ０６接入后，在Ｖ１～Ｖ６的關斷過程中，使Ｒ０１～Ｒ０６不起作用；而在Ｖ１～Ｖ６的接通過程中，又迫使Ｃ０１～Ｃ０６的放電電流流經(jīng)Ｒ０１～Ｒ０６。2885－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（３）制動電阻和制動單元１）制動電阻ＲＢ在電動機工作頻率下降過程中，異步電動機的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速將超過此時的同步轉(zhuǎn)速處于再生制動狀態(tài)，拖動系統(tǒng)的動能要反饋到直流電路中，使直流電壓ＵＤ不斷上升，電壓太高，會對變頻器的元器件造成損害。因此，必須將再生到直流電路的能量消耗掉，使ＵＤ保持在允許范圍內(nèi)。制動電阻ＲＢ就是用來消耗這部分能量的。２）制動單元ＶＢ制動單元ＶＢ由大功率晶體管ＧＴＲ及驅(qū)動電路構成。其功能是控制流經(jīng)ＲＢ的放電電流ＩＢ。2895－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)３.控制系統(tǒng)構成及單元原理圖５－１６所示為電壓型逆變器頻率開環(huán)調(diào)速系統(tǒng)結構圖。其主回路交—直—交變頻器由兩個功率變換環(huán)節(jié)構成，即整流橋和逆變橋，它們分別有各自的控制回路。圖５－１６電壓型逆變器頻率開環(huán)調(diào)速系統(tǒng)結構圖ＧＩ—轉(zhuǎn)速給定環(huán)節(jié)ＧＦ—函數(shù)發(fā)生器ＡＶＲ—電壓調(diào)節(jié)器ＡＣＲ—電流調(diào)節(jié)器ＧＦＣ—頻率給定動態(tài)校正器ＧＶＦ—壓頻變換器ＤＲＣ—環(huán)形分配器ＡＰ—脈沖放大器（脈沖輸出）290３.控制系統(tǒng)構成及單元原理電壓控制回路控制整流橋的輸出直流電壓大小，頻率控制回路控制逆變橋的輸出頻率大小，使電動機定子得到變壓變頻的交流電。兩個控制回路由一個轉(zhuǎn)速給定環(huán)節(jié)控制。電壓控制采用相位控制，改變晶閘管控制角α，即可控制整流橋的直流輸出電壓大小。電壓閉環(huán)保證實際電壓與給定電壓大小一致，同時又對前向通道上的擾動信號起抗擾作用。在電壓調(diào)節(jié)器ＡＶＲ前面設置函數(shù)發(fā)生器是為了協(xié)調(diào)電壓與頻率的關系，以實現(xiàn)前面講過的控制方式。這里在額定頻率以下實行Ｅ１／ｆ１為常數(shù)的控制方式；額定頻率以上實行近似恒功率控制方式。頻率控制是通過壓頻變換器、環(huán)形分配器、脈沖輸出等環(huán)節(jié)，控制逆變橋晶閘管的開關頻率。下面介紹控制系統(tǒng)中主要控制單元的作用與原理。根據(jù)這些要求，由高放大倍數(shù)的比例器Ａ１和線性度很好的積分器Ａ２，組成如圖５－１７所示的給定積分器。圖５－１７給定積分器2915－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)３.控制系統(tǒng)構成及單元原理（１）給定積分器設置給定積分器，是為了將階躍給定信號轉(zhuǎn)變?yōu)樾逼滦盘枺饔糜谡骱湍孀兓芈?，以消除階躍對系統(tǒng)造成的過大沖擊，使系統(tǒng)的電壓、電流、逆變器輸出頻率及電動機的轉(zhuǎn)速都穩(wěn)步上升，提高系統(tǒng)的可靠性，也滿足一些生產(chǎn)機械的工藝要求。系統(tǒng)要求給定積分器工作穩(wěn)定可靠，斜坡的線性度好，能調(diào)節(jié)積分的上升和下降斜率。2925－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)當電位器ＲＰ１給定一個正信號時，經(jīng)電阻Ｒ０輸入到Ａ１的同相端，因為Ａ１的放大倍數(shù)很大，所以其輸出Ｕ１立即上升到正飽和電壓。經(jīng)限幅分壓后，加在Ａ２的反相輸入端，經(jīng)電阻Ｒ５向電容器Ｃ充電，Ａ２輸出負向線性增長的斜率電壓，同時這個斜率信號經(jīng)電阻Ｒ７反饋給Ａ１的同相輸入端，并與給定信號進行比較。在反饋信號的絕對值小于給定信號時，Ａ１的輸出總是處于飽和狀態(tài)，迫使Ａ２繼續(xù)積分，直到反饋量等于給定信號時，Ａ１的輸入電壓為零（反饋量略大于給定信號），Ａ１的輸出退出飽和狀態(tài)，并回到零點電位。Ａ２由于輸入為零，而停止積分。2935－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)各點電壓變化情況如圖５－１８所示。ｔ１和ｔ２時刻分別為給定信號減小和為零的情況。對于積分器Ａ２，積分時間常數(shù)τ＝Ｒ５Ｃ，當Ｒ５和Ｃ一定時，調(diào)節(jié)電位器ＲＰ２即可調(diào)節(jié)積分斜率，從而調(diào)節(jié)系統(tǒng)中電動機的加、減速度。一般系統(tǒng)要求積分時間常數(shù)τ在１～５０ｓ范圍內(nèi)可調(diào)。５－１８給定積分器各點電壓2945－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（２）函數(shù)發(fā)生器在控制系統(tǒng)中設置函數(shù)發(fā)生器，是為了協(xié)調(diào)電壓Ｕｌ與頻率ｆ１的關系，實現(xiàn)各種控制方式。對于要求端電壓Ｕ１與頻率ｆ１比值不變的控制方式，采用比例調(diào)節(jié)器即可。若考慮到電阻壓降的影響而采用Ｅ１／ｆ１為常數(shù)的控制方式，則可采用如圖５－１９ａ所示在補償環(huán)節(jié)加入函數(shù)發(fā)生器的控制方法。圖５－１９函數(shù)發(fā)生器ａ）原理圖ｂ）輸入—輸出特性2955－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（２）函數(shù)發(fā)生器

圖５－１９ａ所示為原理圖，設輸入信號為正，輸出信號為負，通過調(diào)節(jié)ＲＰ１和ＲＰ２可以得到如圖５－１９ｂ所示的輸入—輸出特性。當輸入信號為零時，只有負偏差信號加在運算放大器的反相輸入端，輸出為Ａ點的值，可控整流橋處于待逆變狀態(tài)，沒有電壓輸出。隨后Ｕｉｎ增大，Ｕｅｘ由負變正，整流橋進入整流狀態(tài)。當Ｕｉｎ較小，流過Ｒ１中的電流較小，Ｒ１上的分壓值小于０.７Ｖ時，二極管ＶＤ１不導通，運算放大器的放大倍數(shù)為（Ｒ１＋ＲＰ２）／Ｒ０，輸入—輸出特性是比較陡的ＡＢ段。在在Ｂ點，Ｒ１上的壓降剛好等于０.７Ｖ時，ＶＤ１導通，Ｒ１被短接，放大倍數(shù)減小為ＲＰ２／Ｒ０，隨著Ｕｉｎ的增加，得到斜率較小的ＢＣ段特性。2965－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)Ｃ點對應基頻工作點。Ｃ點以后，用運算放大器的限幅電路，保證Ｕｅｘ不變，進入恒壓調(diào)頻的恒功率調(diào)速階段。調(diào)節(jié)ＲＰ２，可以調(diào)節(jié)ＢＣ段的斜率；調(diào)節(jié)ＲＰ１可改變Ａ點位置。Ｂ點為二極管ＶＤ１通斷的分界點，這時函數(shù)發(fā)生器的輸出電壓Ｕｅｘｂ為：圖５－１９ｂ中的虛線表示Ｕ１／ｆ１為常數(shù)控制方式的函數(shù)發(fā)生器輸入—輸出特性。（３）壓頻變換器壓頻變換器是把電壓信號轉(zhuǎn)換為相應頻率的脈沖信號。系統(tǒng)對壓頻變換器的要求是：在頻率控制范圍內(nèi)有良好的線性度，有較好的頻率穩(wěn)定性，能方便地通過調(diào)節(jié)電路的某些參數(shù)來改變頻率范圍。2975－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（３）壓頻變換器另外，更重要的是，當逆變器輸出的最高頻率為ｆｍａｘ時，要求它輸出的最高頻率為６ｆｍａｘ。壓頻變換器的原理圖如圖５－２０所示。這是一種在比較寬的范圍內(nèi)具有較高線性度的壓頻變換器。第一級運算放大器Ａ１接成反相積分器，第二級運算放大器Ａ２接成同相電壓比較器。圖５－２０壓頻變換器原理圖2985－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（３）壓頻變換器當輸入一個負電壓信號時，經(jīng)電位器ＲＰ１分壓后加在Ａ１的反相輸入端。由于Ａ１的開環(huán)放大倍數(shù)很大，其反相輸入端在工作過程中一直是虛地。又因為Ａ１的輸入阻抗很高，輸入電流很小，可以忽略不計，這樣電阻Ｒ１上的電流就等于積分電容器Ｃ的充電電流。當輸入信號不變時，充電電流不變。隨著Ｃ的充電，Ａ１的輸出電壓將線性增加。如果沒有后面的運算放大器Ａ２，Ａ１的輸出將增加到正飽和電壓。實際上由于Ａ２的存在，Ａ１的輸出只增加到某一個預定的電壓就立即放電，然后重復下一個充、放電周期。Ａ２的反相端接在正電源經(jīng)Ｒ３，Ｒ４的分壓點上，其電壓值為Ｕｍ。Ａ２的同相端接Ａ１的輸出端。2995－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（３）壓頻變換器當Ａ２同相端的輸入電壓低于Ｕｍ時，其輸出為負飽和值，晶體管ＶＴ１和ＶＴ２基極受負偏壓而截止。當同相輸入端電壓增大到大于Ｕｍ的瞬間，其輸出翻轉(zhuǎn)為正飽和值，使ＶＴ２導通，ＶＴ２的發(fā)射極輸出正極性的時鐘脈沖。同時，由二極管ＶＤ１及Ｒ１０給Ａ１反相端一個正電壓信號，由于Ｒ１０≤Ｒ１，迫使電容器Ｃ放電，Ａ１輸出電壓反向下降。又由于Ａ２輸出的正電壓使ＶＴ１導通，把Ａ２的反相端鉗位到接近零電壓。這樣，只有當Ａ１的反向積分電壓接近零電壓時，Ａ２的輸出才重新變負，從而使電容器Ｃ能充分放電，并保證了電容器Ｃ充放電過程反復進行。Ａ２輸入變負后，ＶＤ１受負偏壓而關斷，Ａ１不再受Ａ２的影響，開始重復下一個充電過程。圖５－２１壓頻變換器各點的電壓波形3005－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（３）壓頻變換器各點的電壓波形，如圖５－２１所示?？梢娒}沖的周期Ｔ＝ｔ１＋ｔ２，其中ｔ１為電容器Ｃ充電時間，ｔ２為其放電時間，而且從數(shù)值看ｔ２≤ｔ１。脈沖的頻率ｆ＝１／Ｔ，當壓頻變換器中的參數(shù)一定時，改變輸入電壓Ｕｉｎ的大小，可以改變電容器的充電時間ｔ１，即改變周期Ｔ和頻率ｆ。因此，在電路參數(shù)一定的情況下，壓頻變換器輸出的脈沖頻率與其輸入電壓信號成正比。這樣就實現(xiàn)了電壓信號和它所對應的頻率信號之間的轉(zhuǎn)換。3015－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（４）環(huán)形分配器環(huán)形分配器的作用是將壓頻變換器輸出的時鐘脈沖，６個一組依次分配給逆變器的６個開關元件，簡稱六分頻。而環(huán)形分配器就是六分頻環(huán)形計數(shù)器。它的電路形式很多，這里以圖５－２２所示的用Ｄ觸發(fā)器組成的環(huán)形分配器為例說明其工作原理。圖中可以看出，前兩個Ｄ觸發(fā)器的Ｓ端置零，后四個Ｄ觸發(fā)器的Ｒ端置零。圖５－２２環(huán)形分配器原理圖3025－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)Ｄ觸發(fā)器的狀態(tài)激勵表見表５－２，它表示的是Ｄ觸發(fā)器的ＱＮ＋１狀態(tài)與Ｄ端輸入狀態(tài)以及現(xiàn)在狀態(tài)ＱＮ的關系。（４）環(huán)形分配器303當?shù)谝粋€脈沖信號前沿到來時，第一個和第三個Ｄ觸發(fā)器要翻轉(zhuǎn)，以此類推，每隔６０°就有兩個Ｄ觸發(fā)器轉(zhuǎn)換，可以得到環(huán)形分配器的輸出狀態(tài)，如圖５－２３所示，即得到寬１２０°、間隔６０°的六路輸出脈沖。同理，如將相鄰的三個Ｄ觸發(fā)器Ｓ端置零，就可以得到寬１８０°、間隔６０°的六路輸出脈沖，以滿足１２０°導通型和１８０°導通型逆變器的需要。這種電路具有簡單可靠、抗干擾能力強、功耗小等優(yōu)點。其中的Ｄ觸發(fā)器可以選用現(xiàn)成的集成電路芯片，如ＣＭＯＳ電路中的ＣＤ４０１３，４０１７和４０１７５等，ＴＴＬ電路中的７４ＬＳ１７４和７４ＬＳ１７５等。圖５－２３環(huán)形分配器的輸出狀態(tài)圖3045－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（５）脈沖輸出級脈沖輸出級是將來自環(huán)形分配器的信號功率，放大到足以可靠觸發(fā)逆變器元件的程度。由于脈沖較寬，工作頻率較低，為了保持較陡的脈沖前沿和平坦的脈沖波頂，一般采用調(diào)制式，如圖５－２４所示。圖５－２４脈沖輸出級電路其中，晶體管ＶＴ１由方波發(fā)生器控制其通斷。晶體管ＶＴ２由環(huán)形分配器控制。脈沖輸出變壓器Ｔ的一次繞組在１２０°（或１８０°）時間內(nèi)間斷通電，承受由方波發(fā)生器頻率調(diào)制的跳變電壓（數(shù)值在０～１５Ｖ之間）。二次繞組輸出信號經(jīng)過半波整流后，送至逆變器相應的晶閘管門極。3055－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（５）脈沖輸出級由于１２０°（或１８０°）寬的脈沖信號經(jīng)過了高頻調(diào)制，再加到脈沖輸出變壓器的一次側(cè)，所以即使在逆變器頻率很低的情況下，仍可保證脈沖波形頂部平坦。同時還可以減小脈沖輸出變壓器的體積。在分析完主要控制單元原理之后，再來分析系統(tǒng)的工作過程。由給定電位器給出一個電壓值時（對應一個輸出頻率ｆ１），經(jīng)函數(shù)發(fā)生器補償，輸出一個與給定頻率對應的電壓給定值。由于通過函數(shù)發(fā)生器實行Ｅ１／ｆｌ為常數(shù)的控制方式，所以能保證磁通恒定。3065－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（５）脈沖輸出級電壓給定值經(jīng)電壓調(diào)節(jié)器和電壓閉環(huán)，使主回路得到與給定電壓大小相符的電壓Ｕ１。同時，頻率給定信號經(jīng)壓頻變換器得到６倍于給定頻率的脈沖信號，再經(jīng)過環(huán)形分配器分配給脈沖輸出級，最后送給逆變器的晶閘管發(fā)出對應頻率ｆ１的觸發(fā)脈沖，使電動機運行于與ｆ１對應的轉(zhuǎn)速上。如果給定信號逐漸加大，則電動機逐漸加速，直至所需要的轉(zhuǎn)速。該系統(tǒng)結構簡單，適用于對調(diào)速性能要求不高，而且不要求快速制動和反轉(zhuǎn)的場合。3075－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)二、交—直—交電流型逆變器的頻率開環(huán)調(diào)速系統(tǒng)電流型逆變器的頻率開環(huán)調(diào)速系統(tǒng)原理圖，如圖５－２５所示。電流型逆變器的特點是中間環(huán)節(jié)采用電抗器濾波。因此，逆變器輸出電流為矩形波，輸出電壓接近于正弦波，而且可以實現(xiàn)回饋制動。圖５－２５電流型逆變器的頻率開環(huán)調(diào)速系統(tǒng)原理圖3085－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)在電動狀態(tài)運行時，電動機定子電壓頻率，即逆變器輸出頻率大于異步電動機旋轉(zhuǎn)頻率，電動機轉(zhuǎn)速小于旋轉(zhuǎn)磁場轉(zhuǎn)速，轉(zhuǎn)差率在０～１之間，功率因數(shù)角φ＜９０°，ｃｏｓφ＞０，逆變器工作在逆變狀態(tài)，整流器工作在整流狀態(tài)。當逆變器輸出頻率突然降低，使定子頻率小于電動機旋轉(zhuǎn)頻率時，電動機的轉(zhuǎn)速大于旋轉(zhuǎn)磁場轉(zhuǎn)速，Ｓ＜０，φ＞９０°，ｃｏｓφ＜０，電動機運行于回饋制動狀態(tài)，逆變器直流側(cè)電壓反向，逆變橋工作于整流狀態(tài)，整流器工作于逆變狀態(tài)，把電動機的機械能轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔埽厮徒o交流電網(wǎng)。比較圖５－２５和圖５－１６，可以發(fā)現(xiàn)兩個系統(tǒng)有相似之處，但也有不同之處。除主回路中間環(huán)節(jié)不同外，為適應可逆運行的要求，圖５－２５中還增加了絕對值運算器和邏輯開關，在電壓環(huán)內(nèi)增加了電流環(huán)。另外，還設置了瞬態(tài)校正環(huán)節(jié)。3095－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)１.絕對值運算器絕對值運算器是將正、負極性的輸入信號變?yōu)閱我粯O性的輸出信號，但大小不變。其原理圖如圖５－２６ａ所示。?。遥保剑遥常瑢⑦\算放大器接成１∶１的反相比例器。當輸入信號為正時，經(jīng)ＶＤ２直接輸出正信號，此時ＶＤ１關斷；當輸入信號為負時，ＶＤ２關斷，經(jīng)ＶＤ１輸出正信號。在忽略二極管的正向管壓降時，其輸入—輸出特性如圖５－２６ｂ所示。圖５－２６絕對值運算器ａ）原理圖ｂ）輸入—輸出特性3105－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)１.絕對值運算器在該系統(tǒng)中，電流反饋和電壓反饋都是反映反饋量的大小而不反映它的極性，而給定信號在正、反轉(zhuǎn)時，有正、負極性變化。為使兩個信號在正、反轉(zhuǎn)時均為相減的關系，必須設置絕對值運算器。壓頻變換器需要極性不變的輸入信號，所以也取自絕對值運算器的輸出端。２.邏輯開關可逆系統(tǒng)對邏輯開關的要求是：逆變器在輸出最低頻率ｆｍｉｎ以下時，不應輸出電壓，即此時應封鎖逆變器的門極信號，要求邏輯開關應有一定的死區(qū)；根據(jù)給定信號，決定系統(tǒng)正向封鎖或反向封鎖；運行可靠，翻轉(zhuǎn)迅速。3115－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)根據(jù)以上要求，可采用圖５－２７所示的原理圖。將運算放大器Ａ接成三態(tài)開關，根據(jù)功放級要求（邏輯輸出低電平０時為封鎖，邏輯輸出高電平１時為開放），加接了晶體管ＶＴ１，ＶＴ２和ＶＴ３。下面從工作原理上分析這三種狀態(tài)。圖５－２７邏輯開關原理圖3125－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（１）雙封狀態(tài)當Ｕｉｎ＝０時，流過電阻Ｒ１１上的電流Ｉ＝（Ｕ－ＵＤ）／Ｒ１１，其中ＵＤ為二極管壓降。這時四只二極管ＶＤ１～ＶＤ４均導通，運算放大器Ａ的輸入輸出短接，其輸出電壓Ｕｅｘ＝０，通過合理選擇Ｒ４和Ｒ５，可使ＶＴ３導通，ＫＦ為０，同時因為沒有基極電流，ＶＴ１截止，而ＶＴ２導通，ＫＲ為０，即雙封狀態(tài)。在Ｕｉｎ為正負較小的信號時，Ｒ１上的電流Ｉｌ＝Ｕｉｎ／Ｒｌ，在數(shù)值上小于Ｉ時，仍為雙封狀態(tài)，這是邏輯開關的控制死區(qū)。（２）反向封鎖當Ｕｉｎ為正信號，而且比較大時，使│Ｉ１│≥Ｉ，則ＶＤ１和ＶＤ４將截止，ＫＦ為１，同時ＶＴ１截止，ＶＴ２導通，ＫＲ為０，反向封鎖。3135－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)（３）正向封鎖當Ｕｉｎ為負信號，而且數(shù)值比較大時，│Ｉ１│≥Ｉ，則ＶＤ２和ＶＤ３將截止，運算放大器Ａ等效開路，其輸出電壓變?yōu)檎?，ＶＴ１導通，ＶＴ２截止，ＫＲ為１，由于合理選擇Ｒ４和Ｒ５，使ＶＴ３導通，ＫＦ為０，正向封鎖。邏輯開關的輸出特性，如圖５－２８所示，其中Ｕｇ為Ｉ１＝Ｉ時運算放大器的輸出電壓；Ｕｓ為

Ｉｌ＝Ｉ時運算放大器的輸入電壓，即死區(qū)的邊界電壓。圖５－２８邏輯開關輸出特性圖3145－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)３.瞬態(tài)校正環(huán)節(jié)設置瞬態(tài)校正環(huán)節(jié)是為了在瞬態(tài)（動態(tài)）過程中，使系統(tǒng)仍基本保持某種控制規(guī)律，在此系統(tǒng)中是為了保持Ｅｌ／ｆ１＝常數(shù)。由于電壓控制回路為閉環(huán)，而頻率控制回路為開環(huán)，在有負載擾動、電網(wǎng)電壓波動等因素時，容易使系統(tǒng)工作不穩(wěn)定。例如，在負載擾動下，電流內(nèi)環(huán)響應較快，引起電壓波動，由電壓閉環(huán)進行自動調(diào)節(jié)。但是，只要給定電壓不變，頻率就始終不變。在負載擾動下，輸出電壓Ｕ１將反復變化，而輸出頻率并不隨著電壓變化，使得在動態(tài)時不能保持Ｅｌ／ｆ１＝常數(shù)，磁場將產(chǎn)生過勵和欠勵不斷交替的情況，使得電動機轉(zhuǎn)矩波動，以至電動機轉(zhuǎn)速波動，造成系統(tǒng)工作不穩(wěn)定。為了避免上述情況的發(fā)生，可加入瞬態(tài)校正調(diào)節(jié)器，進行瞬態(tài)補償調(diào)節(jié)。3155－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)３.瞬態(tài)校正環(huán)節(jié)圖５－２９所示為瞬態(tài)校正器的原理圖，采用微分校正電路，以獲得超前校正作用。它的輸入信號有兩種取法：一是取電流調(diào)節(jié)器的輸出信號；二是取電壓調(diào)節(jié)器輸入的給定電壓與反饋電壓的差值。這兩種方法均可得到近似的補償。系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)后，該環(huán)節(jié)就不再起作用了。圖５－２９瞬態(tài)校正器原理圖另外，系統(tǒng)中增設了電流內(nèi)環(huán)，使電壓調(diào)節(jié)器的輸出為電流調(diào)節(jié)器的給定，從而在電壓調(diào)節(jié)器輸出限幅值時，系統(tǒng)主回路的電流達到最大值，能夠抑制故障電流，增加系統(tǒng)可靠性。在動態(tài)過程中，還可以保證恒流加速或減速。3165－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)三、交—交變頻器的頻率開環(huán)調(diào)速系統(tǒng)交—交變頻器是將電壓、頻率恒定的三相交流電源，直接變成電壓、頻率可調(diào)的三相交流電源，供給交流電動機。由于恒壓恒頻電源本身具有電壓源性質(zhì)，所以在不加濾波裝置的情況下，變頻器就是電壓型的。如果在直接變頻器電路中人為串入大電感值的電抗器濾波，則變頻器具有電流源性質(zhì)，稱為電流型的變頻器。這里只介紹一種電壓型的交—交變頻器頻率開環(huán)調(diào)速系統(tǒng)，其原理圖如圖５－３０所示。圖５－３０交—交變頻器的頻率開環(huán)調(diào)速系統(tǒng)原理圖3175－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)三、交—交變頻器的頻率開環(huán)調(diào)速系統(tǒng)功率變換部分是三組三相橋式反并聯(lián)的橋式整流器，借助電源電壓換流。對每一組連續(xù)地改變控制角α，可以使輸出電壓從正向最大值到反向最大值之間連續(xù)變化。由于采用電壓負反饋，可以使輸出電壓跟隨給定電壓變化。采用反并聯(lián)的整流橋，能夠提供正向和反向電流，本身具有回饋制動能力。當給定器給出一個頻率給定信號Ｕ*ｆ，經(jīng)模／數(shù)轉(zhuǎn)換器Ａ／Ｄ，輸入計算機，根據(jù)Ｕ*ｆ大小，按照某種控制規(guī)律，如Ｅ１／ｆ１＝常數(shù)等，算出對應的電壓給定值后，輸出三個相位差為１２０°、幅值和頻率分別與頻率給定信號和電壓給定信號相同的正弦交流電壓信號，經(jīng)數(shù)／模轉(zhuǎn)換器Ｄ／Ａ，作為三個電壓調(diào)節(jié)器ＡＶＲ的電壓給定信號Ｕ*１。3185－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)三、交—交變頻器的頻率開環(huán)調(diào)速系統(tǒng)這樣，當電壓給定信號以一定頻率和幅值周期性變化時，變頻器輸出端就向電動機提供與其對應的交流電壓，其電壓大小與信號電壓成比例，其頻率與信號頻率相同。改變給定信號大小，即可使電動機得到變壓變頻的交流電源。另外，為了限制升降速電流，計算機的輸出頻率按一定的速率變化，當負載電流超過某一給定值Ｉ１時，頻率的變化率自動降低，使動態(tài)電流相應降低；當負載電流超過另一更大的給定值Ｉ２時，給定頻率自動降低到某個規(guī)定頻率或使系統(tǒng)停車。3195－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)四、應注意的問題１.電動機加減速時間的確定對于轉(zhuǎn)速開環(huán)的交流調(diào)速系統(tǒng)，啟動時，如果逆變器輸出電壓與頻率變化太快，將會使電動機的轉(zhuǎn)差率Ｓ加大。加大到Ｓ＞Ｓｍ后，電磁轉(zhuǎn)矩反而減小，使啟動時間增加，甚至使電動機堵轉(zhuǎn)。圖５－３１電動機的加速情況3205－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)１.電動機加減速時間的確定在圖５－３１中，以加速為例，啟動時，如果使逆變器的頻率從ｆ１突增至ｆ３，對應電壓也相應協(xié)調(diào)上升，在改變頻率瞬間，電動機的電磁轉(zhuǎn)矩將從ＴＡ變?yōu)椋裕?，而ＴＢ＜ＴＡ，從而使電動機加速度下降，如果ＴＢ小于負載轉(zhuǎn)矩，電動機不但不能加速，反而減速，最終堵轉(zhuǎn)。如果使逆變器輸出頻率從ｆ１變到ｆ２，則在改變頻率瞬間，電動機的電磁轉(zhuǎn)矩從ＴＡ變到ＴＣ，由于ＴＣ＞ＴＡ，電動機的加速度增大。由此可以看出，在實際工作中，應根據(jù)負載轉(zhuǎn)矩大小和系統(tǒng)轉(zhuǎn)動慣量大小等實際情況，確定最佳加減速時間。主要是調(diào)節(jié)給定積分器的時間常數(shù)。從以上分析可以看出，在轉(zhuǎn)速開環(huán)的變頻調(diào)速系統(tǒng)中，給定積分器的作用是很重要的。3215－3轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)２.機械特性從理論上分析，只要采用Ｅ１／ｆ１＝常數(shù)的控制方式，即使低頻時也可以有系統(tǒng)所允許的最大轉(zhuǎn)矩。但是，實際上在低頻時能得到的最大轉(zhuǎn)矩，往往要小于額定頻率時的最大轉(zhuǎn)矩，故在低頻重載時，容易出現(xiàn)啟動困難的情況。所以這種系統(tǒng)只適用于風機類負載。３.高次諧波的影響由于逆變器輸出電壓或電流中有較多的高次諧波分量，增加了電動機內(nèi)部的損耗。諧波損耗的增大將使電動機的溫升比電源為標準正弦波時增加許多，因此，在為轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)選電動機時，應適當加大電動機容量，或給電動機專設冷卻設備。另外，這些高次諧波分量也將產(chǎn)生一些噪聲，特別是當系統(tǒng)主回路中某些元件質(zhì)量不高時，這種現(xiàn)象可能會更嚴重。5－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)第五章3223235－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)轉(zhuǎn)速開環(huán)的變頻調(diào)速系統(tǒng)，雖然比較簡單，但是，調(diào)速精度差，機械特性軟，動態(tài)性能也不夠理想，又不可升速太快。因此，只適用于對調(diào)速精度和動態(tài)性能要求不高的場合，如風機、水泵等。如果要求調(diào)速系統(tǒng)具有較高的穩(wěn)態(tài)精度和動態(tài)性能，就要采用轉(zhuǎn)速閉環(huán)的變頻調(diào)速系統(tǒng)。由電力拖動系統(tǒng)的運動式：可知，對于一個電力拖動系統(tǒng)，轉(zhuǎn)速的控制是通過對電動機轉(zhuǎn)矩Ｔ的控制來實現(xiàn)的。直流雙閉環(huán)系統(tǒng)具有優(yōu)良的靜動態(tài)性能，正是因為直流電動機轉(zhuǎn)矩容易控制，只要調(diào)節(jié)電樞電流，就可以控制電動機的轉(zhuǎn)矩。也就是說，控制系統(tǒng)對轉(zhuǎn)矩的控制能力，可以決定系統(tǒng)靜動態(tài)性能的好壞。按照這一思路，提出了轉(zhuǎn)差頻率控制方式。3245－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)一、轉(zhuǎn)差頻率控制的基本原理１.轉(zhuǎn)差頻率控制的基本原理異步電動機的電磁轉(zhuǎn)矩Ｔ可表示為：Ｔ＝ＣＭΦｍＩ′２ｃｏｓφ２

（５－４）即電磁轉(zhuǎn)矩與氣隙磁通、轉(zhuǎn)子電流及轉(zhuǎn)子回路的功率因數(shù)有關，而這些量都不是獨立變量，又難于直接檢測與控制，這也就是異步電動機轉(zhuǎn)矩難于控制的原因。因此，如果不解決異步電動機轉(zhuǎn)矩的控制問題，即使采用轉(zhuǎn)速閉環(huán)，動態(tài)特性仍無法改善。3255－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)一、轉(zhuǎn)差頻率控制的基本原理１.轉(zhuǎn)差頻率控制的基本原理考慮到正常運行時，ｃｏｓφ２≈１，同時轉(zhuǎn)差率Ｓ很小，可以得到：Ｔ∝Ф２ｍωｓ

（５－５）由公式（５－５）可知，當Фｍ為常數(shù)時，異步電動機轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)差角頻率ωｓ（或轉(zhuǎn)差頻率ｆ２）成正比。因此，在磁通Фｍ恒定的條件下，控制轉(zhuǎn)差角頻率ωｓ（或ｆ２），也就控制了轉(zhuǎn)矩，這就是轉(zhuǎn)差頻率控制的基本思想。3265－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)２.轉(zhuǎn)差頻率控制的規(guī)律上面粗略分析了在恒磁通條件下，轉(zhuǎn)矩與轉(zhuǎn)差角頻率近似成正比關系。由Ｔ與ωｓ的確切函數(shù)關系式，可以畫出在Фｍ＝常數(shù)時的Ｔ＝ｆ（ωｓ）曲線，如圖５－３２所示。由圖可見，在ωｓ較小時，Ｔ∝ωｓ，當ωｓ＞ωｓｍａｘ后，Ｔ反而下降，為不穩(wěn)定運行區(qū)。所以在工作過程中，應保持電動機的轉(zhuǎn)差角頻率ωｓ＜ωｓｍａｘ。在控制系統(tǒng)中，只要對ωｓ的控制信號進行限幅即可保證。此外，在電動機參數(shù)不變時，Ｔｍａｘ只由Фｍ決定，ωｓｍａｘ與Фｍ無關。圖５－３２Ｔ與ωｓ的關系曲線3275－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)２.轉(zhuǎn)差頻率控制的規(guī)律由以上分析可以看出，與直流電動機調(diào)速系統(tǒng)用控制電樞電流來控制轉(zhuǎn)矩一樣，對異步電動機，只要能保持磁通Фｍ恒定，也可用轉(zhuǎn)差角頻率ωｓ來獨立控制轉(zhuǎn)矩Ｔ，其先決條件是Фｍ恒定。保持Фｍ恒定的方法，一種是根據(jù)圖５－１協(xié)調(diào)Ｕ１與ｆ１的關系，只要維持這一關系就可以保持Фｍ恒定。據(jù)此設計的轉(zhuǎn)差頻率控制的變頻調(diào)速系統(tǒng)可以用電壓型逆變器，也可以用電流型逆變器，但要增加一個電流調(diào)節(jié)內(nèi)環(huán)。這方面的控制方案很多，不一一列舉。另一種是利用電流型逆變器的控制方案，通過維持定子電流Ｉｌ和轉(zhuǎn)差頻率ωｓ的協(xié)調(diào)關系，來保持Фｍ恒定。異步電動機的磁通Фｍ是由勵磁電流Ｉ０決定的，只要Ｉ０不變，則Фｍ就為常數(shù)。3285－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)２.轉(zhuǎn)差頻率控制的規(guī)律因此，當利用轉(zhuǎn)差角頻率ωｓ控制轉(zhuǎn)矩時，應使定子電流Ｉ１與ωｓ按一定關系進行變化，這樣就能使Ｉ０不變，而滿足Фｍ恒定的先決條件。Ｉｌ與ωｓ的關系曲線，如圖５－３３所示。圖５－３３Ｉ１與ωｓ的關系曲線由圖５－３３可以看出，Ｉｌ＝ｆ（ωｓ）曲線是左右對稱的。當ωｓ＝０時，Ｉｌ＝Ｉ０。若ωｓ增大，Ｉｌ也隨之增大，這和異步電動機的工作原理是相對應的。綜上所述，轉(zhuǎn)差頻率的控制規(guī)律為：（１）在ωｓ＜ωｓｍａｘ范圍內(nèi)，保持Фｍ為常數(shù)，則轉(zhuǎn)矩Ｔ與ωｓ成正比。（２）按圖５－３３所示的Ｉｌ＝ｆ（ωｓ）曲線，控制定子電流Ｉｌ，就能保持Фｍ恒定。3295－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)二、異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制的變頻調(diào)速系統(tǒng)為了實現(xiàn)上述控制規(guī)律，轉(zhuǎn)差頻率控制的變頻調(diào)速系統(tǒng)原理圖，如圖５－３４所示。系統(tǒng)采用了電流型逆變器，這是轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)的特點之一。因為保持磁通Фｍ恒定是由保持勵磁電流恒定來實現(xiàn)的。采用電流型逆變器時，對電流的控制更為直接，可以使電流的動態(tài)響應更快，對提高系統(tǒng)的動態(tài)性能有利，而且也便于實現(xiàn)回饋制動。圖５－３４轉(zhuǎn)差頻率控制的變頻調(diào)速系統(tǒng)原理圖3305－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)二、異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制的變頻調(diào)速系統(tǒng)系統(tǒng)的另一個特點是定子頻率給定信號ω０*不是由轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器ＡＳＲ的輸出直接得到的，而是將轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的輸出與速度反饋電壓信號ω相加后得到ω０*，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的輸出則代表轉(zhuǎn)差頻率的給定信號ωｓ。根據(jù)控制規(guī)律可知，ω*ｓ就代表轉(zhuǎn)矩給定，體現(xiàn)出控制轉(zhuǎn)差角頻率ωｓ以控制轉(zhuǎn)矩的目的，這是系統(tǒng)的最大特點。只要調(diào)整得合理準確，就可以使轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的限幅輸出值，即轉(zhuǎn)差角頻率ωｓ的最大給定值對應電動機轉(zhuǎn)矩的最大值，從而在快速啟、制動過程中，可以始終保持最大轉(zhuǎn)矩。3315－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)二、異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制的變頻調(diào)速系統(tǒng)并且由于逆變器輸出頻率ｆ１，是由電動機實際旋轉(zhuǎn)角頻率ω與給定轉(zhuǎn)差角頻率ω*ｓ相加而得，ωｓ又被限制在最大轉(zhuǎn)差角頻率之內(nèi)，所以在任何時間、任何狀態(tài)下，電動機都工作在機械特性的線性段（對應０≤Ｓ≤Ｓｍ）。另外，隨著轉(zhuǎn)差角頻率ωｓ的變化，自動調(diào)節(jié)定子電流的大小，以維持Ｉ０（Фｍ）恒定。同時由于采用了轉(zhuǎn)速閉環(huán)，而且一般用比例積分（ＰＩ）調(diào)節(jié)器，系統(tǒng)可以做到穩(wěn)態(tài)無靜差。下面分析系統(tǒng)工作原理。3325－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)二、異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制的變頻調(diào)速系統(tǒng)在給定一個轉(zhuǎn)速給定信號ω*瞬間，由于電動機的機械慣性，電動機轉(zhuǎn)速為零，ω＝０，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器ＡＳＲ的輸入偏差信號很大，其輸出迅速達到限幅值，使轉(zhuǎn)差角頻率ωｓ＝ωｓｍａｘ，由圖５－３２可以看出，此時系統(tǒng)具有最大轉(zhuǎn)矩Ｔｍａｘ。一方面，經(jīng)函數(shù)發(fā)生器給出對應ωｓｍａｘ的定子電流Ｉ１的給定值Ｉ*１，維持電動機的磁通Фｍ＝常數(shù)；另一方面，壓頻變換器的輸入端，從絕對值運算器的輸出端得到給定信號，轉(zhuǎn)換成６ｆ１的脈沖列，經(jīng)環(huán)形分配器輸出后，產(chǎn)生此時異步電動機的同步旋轉(zhuǎn)磁場，電動機開始轉(zhuǎn)動。隨著電動機轉(zhuǎn)速的上升，其旋轉(zhuǎn)角頻率ω上升，但只要ω＜ω*，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器就一直飽和，轉(zhuǎn)速環(huán)處于開環(huán)狀態(tài)。１.啟動過程（理想空載情況）3335－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)二、異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制的變頻調(diào)速系統(tǒng)ＡＳＲ的輸出始終為限幅值，即電動機的轉(zhuǎn)矩始終為最大值Ｔｍａｘ，而且通過電流環(huán)，使電動機定子電流Ｉ１始終跟隨給定值，確保轉(zhuǎn)速過渡過程中Фｍ恒定，于是電動機在最大轉(zhuǎn)矩下加速。同時隨著ω的上升，ω０＝ωｓｍａｘ＋ω也不斷上升，對應壓頻變換器輸出的頻率增高，電動機旋轉(zhuǎn)磁場的轉(zhuǎn)速增加，電動機轉(zhuǎn)速上升，但是因為ωｓ始終為最大值，所以Ｔ＝Ｔｍａｘ，電動機沿著Ｔｍａｘ的特性曲線啟動，轉(zhuǎn)速上升很快。當ω上升到ω*且略有超調(diào)時，ＡＳＲ進入非飽和狀態(tài)，ωｓ從ωｓｍａｘ下降到ωｓ＝０，對應Ｉｌ＝Ｉ０，經(jīng)過轉(zhuǎn)速環(huán)的調(diào)節(jié)，使電動機穩(wěn)定運行于ω＝ω*。１.啟動過程（理想空載情況）3345－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)啟動過程的靜態(tài)特性，如圖５－３５ａ所示，路徑為ａ→ｂ→ｃ。圖５－３５轉(zhuǎn)差頻率控制變頻調(diào)速系統(tǒng)的調(diào)節(jié)過程ａ）啟動和負載變化ｂ）回饋制動3355－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)設原來負載轉(zhuǎn)矩為ＴＬ１，運行于圖５－３５ａ的Ａ點。如果負載轉(zhuǎn)矩突然增大到ＴＬ２，則由于電動機轉(zhuǎn)矩小于負載轉(zhuǎn)矩，使轉(zhuǎn)速降低，ω＜ω*，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器ＡＳＲ輸出開始上升，直到ωｓ＝ωｓｍａｘ，使Ｔ＝Ｔｍａｘ，電動機很快升速，同時經(jīng)函數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生對應于ωｓ的定子電流Ｉ１，而保持Фｍ恒定。當轉(zhuǎn)速恢復到原值時，ＡＳＲ反向積分，使其輸出由ωｓｍａｘ降至與負載相對應的數(shù)值，在Ｂ點進入穩(wěn)態(tài)。２.負載變化3365－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)如果給定信號突然減小到零，由于轉(zhuǎn)速不能突變，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的輸入極性改變，使其反向積分，直到負限幅值－ωｓｍａｘ，電動機轉(zhuǎn)矩為－Ｔｍａｘ，旋轉(zhuǎn)磁場的角頻率從ω０變?yōu)棣兀啊洌鐖D５－３５ｂ所示。由于ω０＞ω０′，Ｓ＜０，電動機運行于回饋制動狀態(tài)，而且只要ω＞０，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器輸出就一直為負限幅值，電動機就在－Ｔｍａｘ作用下很快減速，直至ω＝｜－ωｓｍａｘ｜后，ＡＳＲ退出飽和狀態(tài)，經(jīng)過轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)，使系統(tǒng)停車。３.回饋制動４.反轉(zhuǎn)過程反轉(zhuǎn)過程即為回饋制動加上反向啟動過程，這里不再贅述。3375－4異步電動機轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)三、轉(zhuǎn)差頻率控制變頻調(diào)速系統(tǒng)存在的問題Φｍ是通過函數(shù)發(fā)生器保證的，而函數(shù)發(fā)生器是根據(jù)圖５－３３中Ｉ１與ωｓ的函數(shù)關系設計的。由于該函數(shù)關系中有轉(zhuǎn)子電阻ｒ２和轉(zhuǎn)子漏感Ｌ２，轉(zhuǎn)子電阻ｒ２受溫度影響很大，而Ｌ２受磁飽和程度的影響，在實際運行中，ｒ２和Ｌ２都不是一