CMOS-模擬集成電路課件完整

CMOS模擬集成電路緒論MOSFET器件及模型2024/10/162Outline1.緒論2.MOS器件與模型2.1引言2.2MOSFET器件結(jié)構(gòu)2.3MOSFET器件的I/V特性2.4MOS器件模型2.5MOSFET電路的Spice仿真2024/10/1631.緒論電路理論基礎(chǔ):模擬電路,器件模型,集成電路基礎(chǔ)教材CMOS模擬集成電路，清華大學(xué)出版社，2020,03,ISBN978-7-302-54022-9參考文獻(xiàn):

P.R.Gray,P.J.Hurst,S.H.Lewis,andR.G.Meyer,AnalysisandDesignofAnalogIntegratedCircuits,FifthEdition.NewYork:Wiley,2009.B.Razavi,DesignofAnalogCMOSIntegratedCircuits.NewYork:McGraw-Hill,2001.P.E.Allen,D.R.Holberg,CMOSAnalogCircuitDesign,SecondEdition,OxfordUniversityPress,2002R.J.Baker,CMOSCircuitDesignLayoutandSimulation,ThirdEdition,JohnWiley&Sons,Inc.2010AdelS.Sedra,KennethC.Smith,MicroelectronicCircuits,SeventhEdition,NewYork,OxfordUniversityPress,2015BSIM3,/models/bsim3楊之廉，超大規(guī)模集成電路設(shè)計(jì)方法學(xué)導(dǎo)論，清華大學(xué)出版社，1999BSIMGroup,/models/Kenneth

S.

Kundert,TheDesigner’sGuidetoSpiceandSpectre,Springer,1995MuhammadH.Rashid著，王永生等譯，電子電路分析與設(shè)計(jì),第二版(MicroelectronicCircuitsAnalysisandDesign,SecondEdition)，清華大學(xué)出版社，2015（CengageLearning,2011）葉以正，來(lái)逢昌，集成電路設(shè)計(jì)，第二版，清華大學(xué)出版社，2016K.R.Laker,WillyM.C.Sansen,DesignofAnalogIntegratedCircuitsandSystems,McGraw-Hill,Inc.1994T.C.Carusone,D.A.Johns,K.W.Martin,AnalogIntegratedCircuitDesign,SecondEdition,JohnWiley&Sons,Inc.2011JohanF.Witte,KofiA.A.Makinwa,JohanH.Huijsing,DynamicOffsetCompensatedCMOSAmplifiers,Springer,2009.2024/10/1641.1模擬電路與數(shù)字電路

WhyCMOSAnalogIntegratedCircuits?WhyAnalogIntegratedCircuits?2024/10/1651.2電路抽象層次2024/10/1661.3模擬集成電路設(shè)計(jì)2024/10/167SystemsCircuitsDevicesCh1緒論Ch5單級(jí)放大器Ch6差分放大器Ch3電流源電流鏡Ch4基準(zhǔn)源Ch7頻率響應(yīng)Ch8噪聲Ch9反饋Ch10運(yùn)算放大器Ch11穩(wěn)定性和頻率補(bǔ)償Ch12比較器Ch13開(kāi)關(guān)電容電路ch2MOS器件Ch14DAC/ADCsimplecomplex1.4課程結(jié)構(gòu)Ch15版圖2024/10/1682.MOSFET器件和模型2.2MOSFET器件結(jié)構(gòu)柵（G:gate）、源（S:source）、漏（D:drain）、襯底（B:bulk）（NMOS）2024/10/169PMOSCMOS2024/10/1610MOS符號(hào)2024/10/16112.3MOSFET器件的I/V特性NMOS截止區(qū)(VGS<VTH)ID＝0當(dāng)VGS≥VTH,三極管區(qū)（線性區(qū)）（VDS<VGS-VTH）飽和區(qū)（VDS≥VGS-VTH）2024/10/1612PMOS截止區(qū)三極管區(qū)（線性區(qū)）飽和區(qū)

2024/10/1613

溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)漏-源電壓vDS會(huì)調(diào)制有效溝道長(zhǎng)度.二級(jí)效應(yīng)λ為溝道長(zhǎng)度調(diào)制系數(shù).2024/10/1614二級(jí)效應(yīng)

體效應(yīng)

反偏電壓將使耗盡區(qū)變寬，從而降低了有效溝道深度。因此，需要施加更大的柵極電壓以彌補(bǔ)溝道深度的降低，VSB偏壓會(huì)影響MOSFET的有效閾值電壓VTH。隨著VSB反偏電壓的增加導(dǎo)致VTH的增加，這種效應(yīng)稱為“體效應(yīng)”。這種效應(yīng)也稱為“襯底偏置效應(yīng)”

或“背柵效應(yīng)”。γ為“體效應(yīng)系數(shù)”或稱為“襯偏系數(shù)”2024/10/1615亞閾值導(dǎo)通當(dāng)vGS≈VTH時(shí)，仍然存在漏源電流,二級(jí)效應(yīng)其中，n是亞閾值斜率因子，典型情況大于1小于3，ID0是一個(gè)依賴于工藝的參數(shù)，k

是波爾茲曼常數(shù)，T是開(kāi)爾文溫度，q是電子電荷。MOSFET進(jìn)入弱反型區(qū)的點(diǎn)可以近似表示為2024/10/16162.4MOSFET器件模型2.4.1大信號(hào)模型MOSFET器件I/V特性襯底與源漏之間的PN結(jié)源/漏-襯底結(jié)、源/漏極歐姆接觸電阻柵/源/漏/襯底之間的寄生電容2024/10/16172.4MOSFET器件模型MOS器件的寄生電容CBD和CBS是漏區(qū)/源區(qū)與襯底之間的PN結(jié)耗盡區(qū)電C2是柵與溝道之間的氧化層電容C4是溝道與襯底之間的耗盡層電容，其會(huì)隨偏壓的變化而變化C1、C3和C5是多晶硅柵與源區(qū)或漏區(qū)交疊而產(chǎn)生的交疊電容2024/10/1618等效電容:2024/10/16192.4.2MOSFET小信號(hào)模型理解小信號(hào)模型2024/10/16202.4.2MOS小信號(hào)模型2024/10/1621思考：？gm∝ID還是∝ID1/22024/10/16222.4.3MOSFET噪聲模型2024/10/16232.4.4MOSSPICE模型SPICE:SimulationProgramWithIntegratedCircuit在仿真時(shí)，SPICE需要每個(gè)器件具有精確模型.發(fā)展歷程：1st

代：MOS1，MOS2，MOS3；2nd

代：BSIM(BerkeleyShort-ChannelIGFETModel)

，HSPICElevel＝28，BSIM23rd代：BSIM3，MOSmodel9，EKV(Enz-Krummenacher-Vittoz)BSIM3v3是目前工藝廠家提供最常用的SPICE模型.（UCBerkeley）BSIM網(wǎng)址:/~bsim3SPICE仿真器：HSPICE；SPECTRE；PSPICE；ELDOWinSPICE；SpiceOPUS2024/10/16242.5SPICE仿真2024/10/1625例子:采用SPICE仿真MOSFET的I/V特性*OutputCharacteristicsforNMOSM12100MNMOSw=5ul=1.0uVGS101.0VDS205.op.dcvds05.2Vgs130.5

.plotdc-I(vds).probe*model.MODELMNMOSNMOSVTO=0.7KP=110U+LAMBDA=0.04GAMMA=0.4PHI=0.7.end2024/10/1626例子:采用SPICE仿真MOSFET的I/V特性*OutputCharacteristicsforNMOSM12100MNMOSw=5ul=1.0uVGS101.0VDS205.op.dcvds05.2Vgs130.5

.plotdc-I(vds).probe*model.MODELMNMOSNMOSVTO=0.7KP=110U+LAMBDA=0.04GAMMA=0.4PHI=0.7.end←標(biāo)題←結(jié)束語(yǔ)句2024/10/1627例子:采用SPICE仿真MOSFET的I/V特性*OutputCharacteristicsforNMOSM12100MNMOSw=5ul=1.0uVGS101.0VDS205.op.dcvds05.2Vgs130.5

.plotdc-I(vds).probe*model.MODELMNMOSNMOSVTO=0.7KP=110U+LAMBDA=0.04GAMMA=0.4PHI=0.7.end←電路描述2024/10/1628DevicetypeKeywords電阻R電容C電感L二極管DNPN或PNP雙極型晶體管QN溝或P溝結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)晶體管JN型或P型MOS場(chǎng)效應(yīng)晶體管MGaAs場(chǎng)效應(yīng)晶體管B電壓控制開(kāi)關(guān)S電流控制開(kāi)關(guān)W互感KSPICE的器件關(guān)鍵字

2024/10/1629例子:采用SPICE仿真MOSFET的I/V特性*OutputCharacteristicsforNMOSM12100MNMOSw=5ul=1.0uVGS101.0VDS205.op.dcvds05.2Vgs130.5

.plotdc-I(vds).probe*model.MODELMNMOSNMOSVTO=0.7KP=110U+LAMBDA=0.04GAMMA=0.4PHI=0.7.end←分析語(yǔ)句2024/10/1630例子:采用SPICE仿真MOSFET的I/V特性*OutputCharacteristicsforNMOSM12100MNMOSw=5ul=1.0uVGS101.0VDS205.op.dcvds05.2Vgs130.5

.plotdc-I(vds).probe*model.MODELMNMOSNMOSVTO=0.7KP=110U+LAMBDA=0.04GAMMA=0.4PHI=0.7.end←控制選項(xiàng)描述2024/10/1631例子:采用SPICE仿真MOSFET的I/V特性*OutputCharacteristicsforNMOSM12100MNMOSw=5ul=1.0uVGS101.0VDS205.op.dcvds05.2Vgs130.5

.plotdc-I(vds).probe*model.MODELMNMOSNMOSVTO=0.7KP=110U+LAMBDA=0.04GAMMA=0.4PHI=0.7.end←SPICE模型2024/10/1632SPICE模型參數(shù)描述以.model開(kāi)頭,在本例中,.MODELMNMOSNMOSVTO=0.7KP=110U+LAMBDA=0.04GAMMA=0.4PHI=0.7

其中MNMOS是器件的模型名.NMOS

是N型MOSFET的關(guān)鍵字2024/10/1633*OutputCharacteristicsforNMOSM12100MNMOSw=5ul=1.0uVGS101.0VDS205.op.dcvds05.2Vgs130.5

.plotdc-I(vds).probe*model.MODELMNMOSNMOSVTO=0.7KP=110U+LAMBDA=0.04GAMMA=0.4PHI=0.7.end←title←devicedescription:（模型名為MNMOS的場(chǎng)效應(yīng)MOS管M1，漏結(jié)點(diǎn)2、柵結(jié)點(diǎn)1、源結(jié)點(diǎn)0、襯底結(jié)點(diǎn)0，柵寬5um，柵長(zhǎng)1um）←stimulussourcedescription:（連接在1和0結(jié)點(diǎn)之間的1V獨(dú)立電壓源VGS）（連接在2和0結(jié)點(diǎn)之間的5V獨(dú)立電壓源VDS）←analysis，直流工作點(diǎn)分析←analysis，直流掃描分析（VGS從1V變化到3V，步長(zhǎng)為0.5V；VDS從0V變化到5V，步長(zhǎng)為0.2V）←controlstatement，打印聲明

←controlstatement，打印輸出←devicemodel,定義模型名為MNMOS的NMOS類型的模型←Endofcircuits2024/10/1634例2：直流分析（DC）*DCanalysisforAMPM12100MOSNw=5ul=1.0uM22344MOSPw=5ul=1.0uM33344MOSPw=5ul=1.0uR130100KVdd40DC5.0Vin10DC5.0.op.dcvin050.1

.plotdcV(2).probe*model.MODELMOSNNMOSVTO=0.7KP=110U+LAMBDA=0.04GAMMA=0.4PHI=0.7.MODELMOSPPMOSVTO=-0.7KP=50U+LAMBDA=0.05GAMMA=0.57PHI=0.8.end2024/10/1635例3：交流分析（AC）*ACanalysisforAMPM12100MOSNw=5ul=1.0uM22344MOSPw=5ul=1.0uM33344MOSPw=5ul=1.0uR130100KCL205pVdd40DC5.0Vin10DC1.07AC1.0.op.acDEC20100100MEG.plotacVDB(2)VP(2).probe*model.MODELMOSNNMOSVTO=0.7KP=110U+LAMBDA=0.04GAMMA=0.4PHI=0.7.MODELMOSPPMOSVTO=-0.7KP=50U+LAMBDA=0.05GAMMA=0.57PHI=0.8.end2024/10/1636例4：瞬態(tài)分析（TRAN）*TRANanalysisforAMPM12100MOSNw=5ul=1.0uM22344MOSPw=5ul=1.0uM33344MOSPw=5ul=1.0uR130100K*CL205pVdd40DC5.0Vin10DC1.07sine(2v2v100KHz).op.tran.1u10u.plottranV(2)V(1).probe*model.MODELMOSNNMOSVTO=0.7KP=110U+LAMBDA=0.04GAMMA=0.4PHI=0.7.MODELMOSPPMOSVTO=-0.7KP=50U+LAMBDA=0.05GAMMA=0.57PHI=0.8.end2024/10/1637小結(jié)用“簡(jiǎn)單的”模型設(shè)計(jì)（design），用復(fù)雜的模型驗(yàn)證（verification）；模型用于：大信號(hào)靜態(tài)(dcvariables)小信號(hào)靜態(tài)(gains,resistances)小信號(hào)動(dòng)態(tài)(frequencyresponse,noise)大信號(hào)動(dòng)態(tài)(slewrate)計(jì)算機(jī)模型（spicemodel）用于計(jì)算機(jī)仿真驗(yàn)證，而非用于設(shè)計(jì)中的計(jì)算?；鶞?zhǔn)源CMOS模擬集成電路Outline1.引言2.電壓基準(zhǔn)源2.1分壓型電壓基準(zhǔn)源2.2有源電壓基準(zhǔn)源2.3帶隙基準(zhǔn)3.電流基準(zhǔn)源3.1基于電流鏡的簡(jiǎn)單基準(zhǔn)源3.2與電源無(wú)關(guān)的電流基準(zhǔn)源3.3PTAT電流基準(zhǔn)源2024/10/16391.引言基準(zhǔn)源設(shè)計(jì)基準(zhǔn)電路的目的是建立一個(gè)與電源和工藝無(wú)關(guān)、具有確定溫度特性的直流電壓或電流。溫度依賴性:與絕對(duì)溫度成正比(PTAT)與溫度無(wú)關(guān)2024/10/16402.電壓基準(zhǔn)源2.1分壓型電壓基準(zhǔn)

電阻分壓

二極管連接MOS晶體管分壓2.2有源電壓基準(zhǔn)源

MOS器件BJT器件更高的電壓基準(zhǔn)齊納二極管忽略流經(jīng)電阻上的電流忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)2.3帶隙基準(zhǔn)源

負(fù)溫度系數(shù)電壓2024/10/1644對(duì)于雙極型器件,其中計(jì)算VBE

溫度系數(shù)(假設(shè)

IC

為常數(shù))，Thus,例子：當(dāng)VBE750mV和T=300K時(shí),VBE/T-1.5mV/Km-3/2，VT=kT/q，硅帶隙能量Eg1.12eV正溫度系數(shù)電壓2024/10/1645兩個(gè)相同的雙極晶體管工作在不相等的電流密度下，它們的基極－發(fā)射級(jí)PN結(jié)正向電壓的差值就與絕對(duì)溫度成正比(Proportionaltoabsolutetemperature,PTAT).我們有例1:兩個(gè)一致的晶體管(Is1=Is2)偏置的集電極電流分別為mI0和I0,忽略基極電流,例2：體管Q2的發(fā)射極尺寸是晶體管Q1的發(fā)射極尺寸n倍(Is1=Is,Is2=nIs)偏置在相同的集電極電流，忽略基極電流,這樣溫度系數(shù)為2024/10/1646討論:與CMOS工藝的兼容性在標(biāo)準(zhǔn)N阱CMOS工藝中，可以形成PNP晶體管.2024/10/1647室溫下

1？2lnn？為了達(dá)到零溫度系數(shù)，可以計(jì)算得到

lnn＝17.2?零溫度系數(shù)電壓或者兼容于CMOS工藝，采用PNP晶體管,2024/10/1648討論為什么稱之為“帶隙”(“bandgap”)？曲率校正啟動(dòng)問(wèn)題以及在T0,2024/10/1649討論反饋穩(wěn)定性負(fù)反饋系數(shù)正反饋系數(shù)正反饋必須小于負(fù)反饋.2024/10/1650討論:運(yùn)放失調(diào)的影響3.電流基準(zhǔn)源3.1基于電流鏡的簡(jiǎn)單基準(zhǔn)源2024/10/1651依賴于電源!電阻

IREF？根據(jù)小信號(hào)模型,3.2與電源無(wú)關(guān)的電流基準(zhǔn)2024/10/1652自我復(fù)制——“自舉”忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng),問(wèn)題:電路中可以流過(guò)任何電流！增加一個(gè)約束：RS3.2與電源無(wú)關(guān)的電流基準(zhǔn)2024/10/1653問(wèn)題：“degenerate(簡(jiǎn)并)”偏置點(diǎn)電路可能會(huì)處于兩種工作狀態(tài)之一:Iout0支路為0電流,i.e.Iout=0需要增加一個(gè)啟動(dòng)電路使電路在上電時(shí)脫離零平衡點(diǎn)，啟動(dòng)電路的設(shè)計(jì)基本原則是：在電源上電時(shí)為基準(zhǔn)源提供一條直流通路以使其脫離零電流狀態(tài);當(dāng)完成啟動(dòng)后，基準(zhǔn)源提供正常的偏置電流后，啟動(dòng)電路應(yīng)停止工作以免影響基準(zhǔn)源的工作:為了應(yīng)對(duì)體效應(yīng)，在N阱CMOS工藝中，可以采用將Rs連接在電源和P管之間.為了降低溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)的影響，采用盡量大的溝道長(zhǎng)度.2024/10/1654PTAT電壓基準(zhǔn)電路可以形成PTAT電流基準(zhǔn)設(shè)M1～M2及M3～M4均為相同的MOS對(duì)管，使兩個(gè)支路電流相等，X點(diǎn)和Y點(diǎn)也必然相等,在此電路的基礎(chǔ)上可以構(gòu)建帶隙基準(zhǔn)電路.3.3PTAT電流基準(zhǔn)小結(jié)

與溫度無(wú)關(guān)的基準(zhǔn)結(jié)合負(fù)溫度系數(shù)電路和正溫度系數(shù)電路需要考慮：工藝兼容性；運(yùn)放失調(diào)；反饋；穩(wěn)定性；啟動(dòng)問(wèn)題與電源無(wú)關(guān)的基準(zhǔn)自舉——自我復(fù)制PTAT電流源可以進(jìn)一步改造為帶隙基準(zhǔn)2024/10/1655放大器的頻率響應(yīng)CMOS模擬集成電路2024/10/1657Outline7.1引言7.2放大器的頻率響應(yīng)7.3密勒定理7.4頻率響應(yīng)分析方法7.5單端放大器的頻率響應(yīng)7.6差分對(duì)的頻率響應(yīng)2024/10/1658電容(AC)耦合7.2放大器的頻率響應(yīng)直接(DC)耦合2024/10/16597.2.1低通7.2放大器的頻率響應(yīng)在s域,一般地，其中2024/10/16607.2.1低通s=jω對(duì)增益Av(jω)采用增益Avo進(jìn)行歸一化當(dāng)

ω<<ωH當(dāng)

ω=ωH當(dāng)

ω>>ωH2024/10/16617.2.2高通在s域,一般地,其中2024/10/16627.2.2高通s=jω對(duì)增益Av(jω)采用增益Avo進(jìn)行歸一化當(dāng)

ω<<ωL當(dāng)

ω=ωL當(dāng)

ω>>ωL2024/10/16637.2.3帶通在s域一般地,其中2024/10/16647.2.3帶通s=jω2024/10/16657.2.4伯德圖(BodePlot)1.幅頻特性曲線：每遇到一個(gè)極點(diǎn)頻率，幅頻特性曲線的斜率在原來(lái)的基礎(chǔ)上按–20dB/十倍頻程進(jìn)行變化；每遇到一個(gè)零點(diǎn)頻率，幅頻特性曲線的斜率在原來(lái)的基礎(chǔ)上按20dB/十倍頻程進(jìn)行變化。

2相頻特性曲線：對(duì)于復(fù)平面（s平面）中左半平面的極點(diǎn)ωp和零點(diǎn)ωz，對(duì)于極點(diǎn)ωp，相位在0.1ωp處開(kāi)始下降，在ωp處相位角為–45°，在大于10ωp處相位角達(dá)到近似–90°相位角；對(duì)于零點(diǎn)ωz，相位在0.1ωz處開(kāi)始上升，在ωz處相位角為+45°，在大于10ωz處相位角達(dá)到近似+90°相位角。而對(duì)于s平面中右半平面的極點(diǎn)ωp和零點(diǎn)ωz，對(duì)相位影響的情況正好和上述相反。2024/10/1666一個(gè)阻抗連接在電壓放大器的輸入側(cè)和輸出側(cè)之間，如果此阻抗可以被兩個(gè)等效阻抗代替——一個(gè)連接在輸入端的Zim，另一個(gè)連接在輸出端的Zom，則Zim=Zf/(1–Avo)，Zom=Zf/(1–1/Avo).7.3密勒定理2024/10/1667證明:

流經(jīng)Zf的電流為(Vi-Vo)/Zf，兩個(gè)電路是等效的，因此流經(jīng)等效電阻Zim的電流也與之相等，有,即,同理2024/10/1668關(guān)于密勒定理需要注意的事項(xiàng)

密勒定理并沒(méi)有規(guī)定這種轉(zhuǎn)換成立的條件。如果輸入輸出之間只有一條信號(hào)通路，則這種轉(zhuǎn)換通常是不成立的。？放大器是理想放大器而且開(kāi)路電壓增益Avo是在沒(méi)有連接阻抗Zf下的得出的增益，對(duì)于實(shí)際情況會(huì)產(chǎn)生一定的分析誤差，但誤差是可以接受的。在密勒定理中，其中的增益應(yīng)該在所關(guān)心的頻率下進(jìn)行計(jì)算，然而，這將使表達(dá)式變得非常復(fù)雜，因此，一般采用低頻的Avo來(lái)進(jìn)行計(jì)算，便于對(duì)電路的特性進(jìn)行分析。一般來(lái)講，在阻抗Zf與主信號(hào)通路并聯(lián)的情況下，密勒定理通常是有效的。只要放大器沒(méi)有獨(dú)立源，密勒定理被證明是適用的。2024/10/1669通常情況7.4頻率響應(yīng)分析方法2024/10/16707.4.1s域傳遞函數(shù)——高截止頻率

在直接耦合電路中,在s域表示,得到傳遞函數(shù)其中

R1=(Rs||ri)、

R2=(ro||RL)2024/10/1671對(duì)傳遞函數(shù)進(jìn)行討論

分母可以寫(xiě)出如下形式如果p2遠(yuǎn)離p1，即|p2|>>|p1|第一極點(diǎn)頻率第二極點(diǎn)頻率如果2024/10/16727.4.2s域傳遞函數(shù)——低截止頻率

在低頻處，放大器的寄生電容可以認(rèn)為是開(kāi)路的,在s域,得到傳遞函數(shù)為得到2024/10/16737.4.3密勒電容——高截止頻率

在直接耦合電路中，

電容Cf會(huì)使得傳輸函數(shù)的分析變得困難。為了簡(jiǎn)化分析，利用密勒定理，誤差較大!2024/10/16747.4.4零值方法——高截止頻率

假設(shè)放大器有兩個(gè)高拐點(diǎn)頻率,應(yīng)用

s=jω在高3dB頻率處，上式的分母使得或者如果

這樣，高3dB頻率可以通過(guò)所有電容的有效時(shí)間常數(shù)來(lái)確定,也稱“零值時(shí)間常數(shù)法”2024/10/1675在直接耦合電路中，

應(yīng)用零值方法,Cf和Co開(kāi)路的等效電路見(jiàn)圖，Ci處看到的電阻為Cf和Ci開(kāi)路的等效電路如圖，Co處面對(duì)的電阻為7.4.4零值方法——高截止頻率

2024/10/1676Ci和Co開(kāi)路的等效電路如圖(c)，用電壓源vx代替Cf，如圖(d)所示，其中vi=(Rs||ri)ix，應(yīng)用基爾霍夫電壓定律（KVL）Cf處看到的戴維南等效電阻為這樣，3dB頻率fH7.4.4零值方法——高截止頻率

在直接耦合電路中，

應(yīng)用零值方法,2024/10/16777.4.5短路方法——低截止頻率

假設(shè)交流耦合放大器電壓增益有兩個(gè)低拐點(diǎn)頻率,應(yīng)用

s=jω在低3dB頻率處，上式分母使得或如果

低3dB頻率可以通過(guò)所有電容的有效時(shí)間常數(shù)來(lái)確定,也稱“短路時(shí)間常數(shù)法”2024/10/16787.5.1共源極放大器7.5單端放大器的頻率響應(yīng)2024/10/16797.5.1共源極放大器s域傳遞函數(shù)忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)，即2024/10/16807.5.1共源極放大器密勒電容方法從X到地的密勒電容從輸出端口看到的密勒電容忽略如果忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)，即對(duì)照傳遞函數(shù)得出的結(jié)果2024/10/16817.5.1共源極放大器零值方法Cgs

看到的電阻Cdb看到的電阻Cgd看到的電阻采用零值方法得到的高截止頻率和s域傳遞函數(shù)方法得到的結(jié)果是一致的忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)2024/10/16827.5.2共漏極放大器S域傳遞函數(shù)這里忽略Cgd,Cgb

和

Csb.在s域,2024/10/16837.5.2共漏極放大器S域傳遞函數(shù)得到忽略

Cgd,Cgb

和

Csb.2024/10/16847.5.2共漏極放大器零值方法考慮Cgd,Cgb

和

Csb.得到2024/10/16857.5.3共柵極放大器S域傳遞函數(shù)在s域,得到,2024/10/16867.5.4共源共柵放大器從X點(diǎn)向上看到的電阻，即共柵級(jí)M2的輸入電阻,當(dāng)這樣從輸入到X的增益

共柵管具有“屏蔽”效果,2024/10/16877.6.1全差分放大器差分信號(hào)的頻率響應(yīng)

7.6差分對(duì)的頻率響應(yīng)對(duì)于差分信號(hào)，差分信號(hào)的頻率響應(yīng)與共源極放大器是一致的由于差分的兩個(gè)通路具有相同的傳遞函數(shù)，因此零極點(diǎn)的個(gè)數(shù)與單端的是一樣的(不是兩個(gè)通路的總和)。半邊等效2024/10/16887.6.1全差分放大器共模信號(hào)的頻率響應(yīng)

忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)當(dāng)

Rs

很小，而ZT

很大時(shí),2024/10/16897.6.1全差分放大器共模信號(hào)的頻率響應(yīng)

忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)當(dāng)

Rs

很小，而ZT

很大時(shí),2024/10/16907.6.2電流鏡負(fù)載的差分對(duì)

鏡像節(jié)點(diǎn)處電容的影響忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)，在s域,M4的柵源電壓等于M3的柵源電壓,以及2024/10/16917.6.2電流鏡負(fù)載的差分對(duì)

差分信號(hào)的頻率響應(yīng)

這樣忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)，在s域,2024/10/1692小結(jié)頻率響應(yīng)分析方法傳遞函數(shù);密勒電容;零值方法;短路方法。共柵極放大器的頻率響應(yīng)由于CGD的密勒倍乘項(xiàng)，影響頻率響應(yīng)。共漏極放大器的頻率響應(yīng)帶寬較大共柵極放大器的頻率響應(yīng)

可以采用節(jié)點(diǎn)和極點(diǎn)對(duì)應(yīng)關(guān)系進(jìn)行分析。共源共柵放大器的頻率響應(yīng)由于共柵管的屏蔽作用，降低了密勒電容乘積項(xiàng)—>提高了帶寬。差分對(duì)的頻率響應(yīng)和共源極放大器是一致的。在電流鏡負(fù)載差分對(duì)中，相比全差分對(duì)增加了極點(diǎn)

gmp/Cx

和左半平面的零點(diǎn)2gmp/Cx。CMOS模擬集成電路電流源與電流鏡2024/10/1694Outline3.1引言3.2MOS電流源3.2.1簡(jiǎn)單電流源3.2.2共源共柵電流源3.3MOS電流鏡3.3.1基本電流鏡3.3.2共源共柵電流鏡3.3.3大擺幅共源共柵電流鏡2024/10/16953.2

MOS電流源NMOS電流源:工作在飽和區(qū)的MOSFET3.2.1簡(jiǎn)單電流源2024/10/16963.2

MOS電流源PMOS電流源:工作在飽和區(qū)的MOSFET3.2.1簡(jiǎn)單電流源2024/10/16973.2

MOS電流源源極負(fù)反饋電阻3.2.2共源共柵電流源2024/10/16983.2

MOS電流源共源共柵

3.2.2共源共柵電流源2024/10/16993.3.1基本電流鏡為了獲得更為精確的電流，電流源的設(shè)計(jì)常常是基于對(duì)電流基準(zhǔn)的復(fù)制，電流鏡就是完成這樣的復(fù)制功能的電路結(jié)構(gòu)。兩個(gè)工作在飽和區(qū)且具有相同柵源電壓的相同晶體管傳輸相同電流，輸出IOUT將復(fù)制參考電流基準(zhǔn)IREF(λ=0)3.3

MOS電流鏡2024/10/16100更為通常的情況下，復(fù)制一定比例的電流(λ=0)WegetIOUT與IREF的比值由器件尺寸的比率決定，不受工藝和溫度的影響。設(shè)計(jì)者可以通過(guò)器件的尺寸比來(lái)調(diào)整輸出電流的大小。在λ=0的情況下

！2024/10/16101例子:在電流鏡電路的實(shí)際設(shè)計(jì)中，通常采用叉指MOS管，每個(gè)“叉指”的溝道長(zhǎng)度相等，復(fù)制倍數(shù)由叉指數(shù)決定，減小由于漏源區(qū)邊緣擴(kuò)散所產(chǎn)生的誤差，以減小器件的失配造成的電流失配。.如圖每個(gè)叉指的W為5±0.1μm,這樣,M1

和M2的寬為W1＝5±0.1μm,W2＝4(5±0.1)μm我們得到IOUT/IREF=4(5±0.1)/(5±0.1)=4IREFIOUT思考:如果不采用叉指結(jié)構(gòu)，將如何影響電流復(fù)制?2024/10/16102電流鏡分布

電壓分布電流分布2024/10/16103溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)給電流鏡復(fù)制帶來(lái)了很大的誤差.因此3.3.2共源共柵電流鏡2024/10/16104基于基本電流鏡的共源共柵電流源

為了抑制溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)，可以采用共源共柵電流源，共柵管可以屏蔽電流復(fù)制的共源管免受VOUT變化影響，但復(fù)制不精確。共源共柵電流鏡使VB=VGS+VY,采用共源共柵結(jié)構(gòu)可以使Vx=VY.

2024/10/16105為了能夠進(jìn)行精確復(fù)制，要保證VY=VX=VGS1，并且要保證所有MOS晶體管處于飽和區(qū)，其輸出節(jié)點(diǎn)處的電壓應(yīng)保證共源共柵電流源占用的輸出裕度共源共柵電流源占用最小的輸出裕度3.3.3大擺幅共源共柵電流鏡2024/10/16106低電壓(大輸出擺幅)共源共柵電流源

如圖所示，所有晶體管處于飽和區(qū),Vb應(yīng)滿足

.得到

，VB

有解所有晶體管處于飽和區(qū)并且采用恰當(dāng)尺寸比確保VGS2=VGS4,if

M2~M3占用最小的電壓裕度(M2加M3的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓),并且允許實(shí)現(xiàn)精確的電流復(fù)制。2024/10/16107如何產(chǎn)生Vb?

設(shè)計(jì)思路:

讓VB

等于(或者稍微大于)VGS0+(VGS1-VTH1),

例1：選擇I1以及器件尺寸，使得M5

的VGS5≈VGS0,并且使M4

和RB

一起產(chǎn)生VDS4＝VGS4-RBI1≈VGS1-VTH1。缺點(diǎn):①M(fèi)0有體效應(yīng)，而M5沒(méi)有②RBI1is不是很難精確控制.

例2：采用M6代替電阻，選擇足夠大尺寸(W/L)6

使得VGS6≈VTH6,因此VB=VGS5+VGS4-VTHM6

缺點(diǎn):雖然電路不需要電阻，但仍然由于體效應(yīng)而存在誤差因此，設(shè)計(jì)時(shí)需要留一些余量.2024/10/16108如何產(chǎn)生Vb?

例3：對(duì)于M0~M3

對(duì)于M4,

這樣,

例4：自偏置

增加R使得

IREFR=VOD，

VGS1=VTHN+VOD

這樣,

VB=VTHN+2VOD2024/10/16109小結(jié)工作在飽和區(qū)的MOS晶體管可以充當(dāng)電流源基本電流鏡—基于電流復(fù)制共源共柵電流鏡—提高復(fù)制精度

大輸出擺幅共源共柵電流源—使得輸出的下限等于兩個(gè)晶體管的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓之和。單級(jí)放大器CMOS模擬集成電路2024/10/16111Outline5.1引言5.2放大器基本分析方法5.3共源極放大器5.4共漏極放大器(源跟隨器)5.5共柵極放大器5.6共源共柵放大器5.2放大器基本分析方法放大器線性放大器非線性放大器增益電壓增益直流增益2024/10/16112線性放大器5.2放大器基本分析方法放大器線性放大器非線性放大器增益(交流)小信號(hào)增益2024/10/16113線性放大器5.2放大器基本分析方法放大器線性放大器非線性放大器增益電流增益功率增益2024/10/16114放大器非線性

2024/10/16115vIN(t)=VIN+vin(t)=VIN+VmsinωtvOUT(t)=VOUT+vout(t)vout(t)=Avvin(t)=AvVmsinωt2024/10/161165.3共源極(CS)放大器5.3.1采用電阻負(fù)載的共源極放大器大信號(hào)分析處于飽和區(qū)的MOS2024/10/16117小信號(hào)分析考慮溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)2024/10/16118討論增益與信號(hào)電平有關(guān)，造成了非線性.↑

W/L,或者

↑VRD

或者

↓ID,→↑Av,然而,器件尺寸更大，更大的器件寄生電容;高的

VRD會(huì)限制輸出擺幅;如果VRD

保持不變,想要降低

ID,RD必須增加,在輸出節(jié)點(diǎn)就會(huì)產(chǎn)生更大的時(shí)間常數(shù)，降低頻率特性.2024/10/161195.3.2二極管聯(lián)系MOS負(fù)載的共源極放大器MOS晶體管的二極管連接等效電阻:vgs2=–vtvbs2=–vt考慮體效應(yīng)2024/10/16120增益二極管連接的NMOSwhere沒(méi)有體效應(yīng)!二極管連接的PMOSID1=ID2Ro1和

ro2l很大，忽略2024/10/16121討論增益事器件尺寸的函數(shù)，與輸入信號(hào)無(wú)關(guān).然而，想要實(shí)現(xiàn)高增益會(huì)造成器件尺寸不平衡例子:欲實(shí)現(xiàn)20倍增益,，那么(W/L)1=200(W/L)2在本例中，M2的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓必須是M1的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓的20倍,如果VGS1–VTHN=100mV,|VTHP|=0.7V，那么有|VGS2|=2.7V,嚴(yán)重地限制了輸出擺幅.降低了可允許的輸出擺幅.2024/10/16122另一種二極管連接MOS負(fù)載的共源極放大器優(yōu)點(diǎn)？缺點(diǎn)？2024/10/16123另一種二極管連接MOS負(fù)載的共源極放大器優(yōu)點(diǎn)只有NMOS一種晶體管沒(méi)有體效應(yīng)匹配性好，增益精確PSRR性能好缺點(diǎn)功耗更高2024/10/161245.3.3電流源負(fù)載的共源極放大器討論可以獲得更高增益長(zhǎng)溝器件可以得到更高增益.同時(shí)提高W,L會(huì)引入更多的節(jié)點(diǎn)寄生電容.↑ID→AV↓輸出電阻與M2的|VDS|關(guān)系較弱,這樣對(duì)輸出擺幅得限制較小?？紤]溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng),2024/10/161255.3.4推挽放大器大信號(hào)分析M1和M2互為負(fù)載.輸出擺幅范圍:2024/10/161265.3.4推挽放大器小信號(hào)分析M1和M2互為負(fù)載.2024/10/161275.4共漏極放大器(源跟隨器)5.4.1大信號(hào)分析當(dāng)Vin<VTH,M1截止,Vout=0；Vin

增加并超過(guò)VTH，M1將會(huì)處于飽和區(qū);Vin

進(jìn)一步增加,Vout

跟隨

Vin,并且保持一個(gè)VGS的差距.2024/10/161285.4.2小信號(hào)分析考慮體效應(yīng),2024/10/161295.4.2小信號(hào)分析討論增益<1；當(dāng)Vin≈VTH,增益開(kāi)始從0單調(diào)增加;隨著gm

增加,Av

接近gm/(gm+gmb)=1/(1+η),η=gm/gmb

隨著Vout(VSB上升)增加而下降，Avwould將最終趨近于1。不考慮驅(qū)動(dòng)的阻性負(fù)載，即

RL=∞當(dāng)

RL=∞以及

ro=∞2024/10/16130討論

MOS晶體管的體效應(yīng)使轉(zhuǎn)移特性表現(xiàn)出一些非線性，對(duì)于大擺幅信號(hào)將會(huì)引起信號(hào)失真。如果將MOS晶體管的源和襯底能夠連接在一起，則可消除由體效應(yīng)帶來(lái)的非線性。源跟隨器也會(huì)使信號(hào)的直流電平產(chǎn)生VGS的電平平移，因此會(huì)消耗電壓裕度，限制輸出擺幅。但從另一個(gè)角度來(lái)看，源跟隨器可以作為電平平移電路使用。2024/10/161315.5共柵極放大器5.5.1大信號(hào)分析（vIN從某一個(gè)大值減小.）對(duì)于

vIN

≥VBIAS–VTHN,M1截止，vOUT=VDD對(duì)于更小的vIN,M1處于飽和區(qū),隨著

vIN

下降,vOUT也下降，

最終驅(qū)動(dòng)M1

進(jìn)入三極管區(qū)2024/10/161325.5.2小信號(hào)分析（考慮rO

以及輸入信號(hào)源的內(nèi)阻Rs）增益vin=-vgs1=-vbs12024/10/16133輸入電阻如果(gm1＋gmb1)ro1>>1降低輸入阻抗（電阻）2024/10/16134輸出電阻首先，考慮沒(méi)有ro2的情況考慮時(shí)ro2，提高輸出阻抗（電阻）2024/10/161355.6共源共柵放大器偏置M1，M2

應(yīng)處于飽和區(qū),大信號(hào)分析vIN

≤VTHN1，M1、M2截止,vOUT=VDD，以及

vX≈VBIAS–VTHNvIN>VTHN1,電流出現(xiàn),晶體管進(jìn)入飽和區(qū)

vOUT下降,Vx

下降.當(dāng)

vIN足夠大時(shí)，M1或M2

先后進(jìn)入線性區(qū).（由器件尺寸、

RD

和

VBIAS決定）VBIAS≥VGS2+vIN–VTHN1vOUT

≥vIN–VTHN1+VGS2–VTHN22024/10/16136折疊共源共柵放大器共源管M1和共柵管M2偏置在兩個(gè)支路上.小信號(hào)電流“折疊”到共柵通路上，如圖所示，這種結(jié)構(gòu)也叫做折疊式共源共柵放大器.2024/10/16137小信號(hào)分析增益所有晶體管處于飽和區(qū)。如果

λ＝0,M1管的小信號(hào)漏極電流全部都流經(jīng)共柵器件，并在負(fù)載RD上產(chǎn)生壓降轉(zhuǎn)換為輸出電壓信號(hào),Av=vout/vin=-gm1v1RD/vin如果忽略溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)時(shí)，共源共柵放大器的低頻電壓增益和共源極放大器一樣的。Av=vout/vin=-gm1RDv1=vin,thus2024/10/16138輸出電阻（考慮兩個(gè)晶體管的溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)）vbs2＝v2If(gm2+gmb2)ro2>>12024/10/16139討論

由于共柵管M2晶體管的存在，使輸出電阻比原本的共源極放大器輸出電阻至少大了(gm2+gmb2)ro2倍?？梢杂行У靥岣叻糯蠹?jí)的輸出電阻，進(jìn)而可以有效地增加放大器的電壓增益。如果采用理想電流源（輸出電阻為無(wú)窮大）作為負(fù)載。2024/10/16140討論共源共柵電路結(jié)構(gòu)具有很大輸出電阻這一特性同樣可以運(yùn)用到電流源電路中。

PMOS晶體管M3和M4構(gòu)成共源共柵電流源，則輸出電阻近似表達(dá)為整個(gè)放大器電路的等效跨導(dǎo)仍為gm1，因而其電壓增益近似為這種結(jié)構(gòu)將消耗較大的輸出電壓擺幅裕度，最大的輸出電壓擺幅是VDD

–(VGS1

–VTH1

)

–

(VGS2

–VTH2

)

–|VGS3

–VTH3

|–|VGS4

–VTH4|2024/10/16141小結(jié)

DC或低頻下差分放大器CMOS模擬集成電路2024/10/16143Outline6.1引言6.2差分工作方式6.3基本MOS差分對(duì)6.4共模響應(yīng)6.5采用有源負(fù)載的差分對(duì)2024/10/161446.2差分工作方式差分信號(hào)定義為兩個(gè)結(jié)點(diǎn)電位之差，且這兩個(gè)結(jié)點(diǎn)的電位相對(duì)某一固定電位大小相等，極性相反，兩個(gè)結(jié)點(diǎn)與固定電位結(jié)點(diǎn)的阻抗也相等，其中固定電位稱為共模電平。差分工作方式的優(yōu)點(diǎn)：可以抑制共模噪聲；對(duì)偏置要求較低；輸出有效擺幅增加；線性度也相應(yīng)提高。2024/10/16145差分輸入單端輸出2024/10/16146差分輸入差分輸出(全差分)2024/10/161476.3基本差動(dòng)對(duì)理解差分對(duì)偏置電流和輸出電平受VIN,CM影響！vIN,CM=1.5VvIN,CM=2V2024/10/161486.3基本差分對(duì)“差分對(duì)”ID1+ID2獨(dú)立于VIN,CM如果vIN1=vIN2,ID1=ID2=ISS/2,輸出共模電平為VDD-RISS/22024/10/161496.3基本差分對(duì)6.3.1大信號(hào)分析差模特性(假設(shè)vD=vIN1–vIN2從-

變化到+）當(dāng)vD足夠負(fù)，M1管截止，M2管導(dǎo)通，iD2=ISS，此時(shí)，vOUT1=VDD，vOUT2=VDD–RiD2=VDD–RISS當(dāng)vIN1變化到與vIN2接近時(shí)，M1管導(dǎo)通，出現(xiàn)iD1電流，因此vOUT1下降，由于iD1+iD2=ISS，因此，iD2下降，vOUT2上升。當(dāng)vD=vIN1–vIN2=0時(shí)，iD1=iD2=ISS/2，因而有vOUT1=vOUT2=VDD–RISS/2。當(dāng)vD為正時(shí)，流經(jīng)M1管的電流大于流經(jīng)M2管的電流，vOUT1將小于vOUT2。對(duì)于足夠正的vD，所有ISS都流經(jīng)M1，此時(shí)，vOUT1=VDD–RiD1=VDD–RISS，而vOUT2=VDD.2024/10/16150vOUT1-vOUT2=R(ID2-ID1)，根據(jù)Vin1

和Vin2,可以計(jì)算ID2

和ID1(假設(shè)電路是對(duì)稱的,M1和M2都處于飽和區(qū),忽略

λ=0)得到2024/10/16151可以得到最大差分電壓范圍,則差分增益當(dāng)vIN1＝vIN2,(假設(shè)電路是對(duì)稱的,M1和M2都處于飽和區(qū),忽略

λ=0)2024/10/16152共模特性ISS

采用NMOS實(shí)現(xiàn),vIN,CM

從0增加到VDD,當(dāng)vIN,CM＝0,ID1=ID2=ID3=0vIN,CM增加,M3

導(dǎo)通并進(jìn)入三極管區(qū)；

當(dāng)

vIN,CM

增加足夠大,M3

進(jìn)入飽和