模擬集成電路設(shè)計 魏廷存 第2-4章習(xí)題（附答案）

第2章習(xí)題2.1已知pn結(jié)的反向飽和電流，求在室溫（°K）下，當(dāng)V和V時的pn結(jié)電流。參考答案：當(dāng)=0.7V時，pn結(jié)為正偏置，因此當(dāng)=-0.7V時，pn結(jié)為反偏置，因此盡管很小，只要pn結(jié)上加很小的正偏壓，就可產(chǎn)生適當(dāng)?shù)慕Y(jié)電流。加反偏壓時，結(jié)電流幾乎為0。在圖2.68所示電路中，假定所有二極管均為理想二極管（忽略二極管的正向?qū)▔航担?，電源電?3V，限流電阻R=4.7k?，兩個輸入信號Vi1和Vi2取值為0V或3V。試分析當(dāng)Vi1和Vi2在不同取值的組合情況下，電路輸出電壓V0之值，并分析輸入與輸出信號之間的邏輯關(guān)系。圖2.68參考答案：輸入與輸出信號之間的邏輯關(guān)系為：2輸入與門關(guān)系。圖2.68所示電路的輸入-輸出真值表Vi1Vi2二極管工作狀態(tài)V0D1D20V0V導(dǎo)通導(dǎo)通0V0V3V導(dǎo)通截止0V3V0V截止導(dǎo)通0V3V3V截止截止5V2.3在圖2.69所示電路中，假定所有二極管均為理想二極管（忽略二極管的正向?qū)▔航担?，判斷D1和D2是否導(dǎo)通，并求出V0的值。圖2.69參考答案：設(shè)D1、D2截止，則VA=9V，VB=3V，VC=8V，因此，初步判定D1導(dǎo)通，D2導(dǎo)通，但是由于D1導(dǎo)通時VB=9V，此時D2不可能導(dǎo)通。最后確定D1導(dǎo)通，D2截止，V0=8V。2.4圖2.70所示為三個晶體管的直流偏置電路，計算并判斷晶體管的工作狀態(tài)（設(shè)VBE=0.7V）。若不在線性放大區(qū)，如何調(diào)整偏置電阻使其工作在線性放大區(qū)？圖2.70參考答案：（a）因偏置電路的電源為-6V，使發(fā)射結(jié)兩端加有電壓，所以管子處于截止?fàn)顟B(tài)，即發(fā)射結(jié)、集電結(jié)均反偏。要使放大電路正常放大，應(yīng)將偏置電路的負電源改為正電源，調(diào)整R1，R2使發(fā)射結(jié)正偏，集電結(jié)反偏即可。（b）VCE是負值，說明管子工作在飽和區(qū)。要退出飽和區(qū)進入線性放大區(qū)，應(yīng)增大Rb，即減小IB的值。（c）算法與上相同。，，說明集電結(jié)已經(jīng)近似為零偏置（），管子處于臨界飽和，不能正常放大。應(yīng)增大Rb使管子進入線性放大區(qū)。2.5設(shè)晶體管的共射極電流放大系數(shù)，基極電流，晶體管工作在線性放大區(qū)。試求出集電極電流、發(fā)射極電流和共基極電流放大系數(shù)。參考答案：集電極和基極電流之間的關(guān)系為發(fā)射極和基極電流之間的關(guān)系為共基極電流放大系數(shù)為2.6圖2.71為共射極放大電路，參數(shù)如圖中所示。已知，晶體管的厄爾利電壓V，熱電壓V，C1和C2是輸入和輸出信號的耦合電容。請近似估算電路的直流工作點Q（即IC和VCE），并計算該共射極放大器的低頻電壓增益（忽略寄生電容和耦合電容，設(shè)VBE=0.7V）。圖2.71參考答案：(1)由于電容的“隔直”作用，對于靜態(tài)偏置電路，它們相當(dāng)于開路。因此，計算Q點時只需考慮由VDD、Rb、Rc和晶體管組成的直流通路就可以了。對于硅晶體管，VBE約為0.7V左右，所以，因此，，(2)低頻小信號模型如下圖所示，其中忽略了寄生電容和信號耦合電容。，其中，，根據(jù)公式(2.29),，根據(jù)公式(2.30),所以，2.7假定晶體管工作在線性放大區(qū)，飽和電流=10-16A，=0.75V，=3pF，=6pF，熱電壓V。不考慮厄爾利效應(yīng)，求晶體管的單位增益頻率。參考答案：由公式(2.14)得（不考慮厄爾利效應(yīng)），由公式(2.25)得，由公式(2.45)得，2.8假定晶體管的保持不變，已知當(dāng)=1V時，=1。求當(dāng)=10V時，在以下厄爾利電壓的條件下相應(yīng)的值：(a)=75V，(b)=150V。參考答案：理解的意義，作圖可容易得到結(jié)論：(a)IC=1.12mA，(b)IC=1.06mA2.9已知CMOS管的寬長比=50/0.5μm，漏極電流0.5mA，分別計算NMOS和PMOS的跨導(dǎo)和輸出電阻，以及的值。假設(shè)A/V2，A/V2，V-1。 參考答案：，2.10對于NMOS管，推導(dǎo)出用漏極電流和寬長比表示的的表達式，并畫出以為參數(shù)的與之間的關(guān)系曲線。參考答案：，；假設(shè)，則，其中k為常量。2.11一個工作在線性區(qū)的NMOS管，=0.1V。當(dāng)=2V時，=40μA；當(dāng)=3V時，=80μA。求：閾值電壓。如果=40μA/V2，則的值是多少？如果=2.5V，=0.15V，則漏極電流為多大？如果=2.5V，為多大時NMOS管的導(dǎo)電溝道開始夾斷？此時的漏極電流為多大？參考答案：1）NMOS管工作在線性區(qū)，有：。分別將=0.1V，當(dāng)=2V時，=40uA；當(dāng)=3V時，=80uA代入上式有：兩式相除可得：，可知0.95V。2）如果=40μA/V2，則，可得W/L=10。3）=88.5uA。4）當(dāng)時，NMOS管的導(dǎo)電溝道開始夾斷，可得1.55V，此時漏極電流為：=480.5uA。假定NMOS管工作在飽和區(qū)。在以下條件下，畫出過驅(qū)動電壓與寬長比之間的關(guān)系曲線。1）漏極電流恒定；2）跨導(dǎo)恒定。參考答案：在飽和區(qū)：由于，因此，=，因此，=2.13對于圖2.72（a）和（b）所示電路，當(dāng)從0到變化時，分別畫出與之間的關(guān)系曲線。設(shè)NMOS管的閾值電壓為，不考慮體效應(yīng)和溝道長度調(diào)制效應(yīng)。圖2.72參考答案：（a）當(dāng)<-時，M1處于飽和區(qū)，，其中=-。當(dāng)-<<時，M1進入截止區(qū)。（b）假設(shè)>。當(dāng)0<<2+時，M1工作在飽和區(qū)：=，當(dāng)>2+時，M1進入線性區(qū)：=，由以上公式計算可得：可見，隨著的增加，在減小。當(dāng)足夠大時，會成為負值。最后，繪出隨著的變化曲線：2.14對于圖2.73所示電路，假定PMOS工作在線性區(qū)，NMOS工作在飽和區(qū)，試推導(dǎo)與之間的關(guān)系（設(shè)λ=0）。圖2.73參考答案：2.15對于圖2.74所示電路，1）求ID與VGS和VDS之間的函數(shù)關(guān)系（設(shè)λ=γ=0），并證明該電路與一個寬長比為W/2L的NMOS管等效。2）為了使M1和M2都工作在飽和區(qū)，它們之間的閾值電壓應(yīng)滿足什么關(guān)系？圖2.74參考答案：2.16分別仿真NMOS和PMOS的直流特性：1）（以為參數(shù)）；2）（以為參數(shù)）。假定μm，μm，VDD=3.3V，采用0.35μmCMOS工藝模型。參考答案：（以為參數(shù)）：**HspicenetlistforNMOS,Vbs=0VsweepVds**Vds10Vgs20Vbs300.dcVds03.50.1Vgs03.50.5.optionacctpostnomodwlscale=1.0e-6.Temp25.paramll=0.35ww=5.lib"~/model.lib"TTmn1203nchl=llw=ww.printdcI1(mn).alter.paramll=0.35ww=10.alter.paramll=0.35ww=15.alter.paramll=0.35ww=20.end2.17圖2.75為由單個NMOS器件實現(xiàn)的CMOS電容，分析并仿真總的等效電容C與VC之間的關(guān)系：C~VC（VC從-VDD到+VDD變化）。假定W=10μm，L=5μm，m=5，VDD=3.3V，采用0.35μmCMOS工藝模型。圖2.75參考答案（Hspice仿真語句）：….optionsDCCAPVVCHVCHgnd0VVCSgnd00.dcVVCH-3.33.30.1.plot‘CG-TOT_N’=LX18(md0)md0gndVCHgndgndnchw=10ul=5um=5…………….如果用Cadence的Spectre仿真，可用AC仿真或DC仿真求出等效電容。1）DC仿真：求MOS管的Cgg等效電容（掃描VC）。2）AC仿真：V/I=1/ωC=1/2πfC，如果令f=1，掃描直流電壓部分，即可得到等效電容C。2.18圖2.76為由兩個相同的NMOS電容反向并聯(lián)形成的兩端懸浮電容，分析并仿真總的等效電容C與VC之間的關(guān)系：C~VC（VC從-VDD到+VDD變化）。假定W=10μm，L=5μm，m=5，VDD=3.3V，采用0.35μmCMOS工藝模型。圖2.762.19圖2.77為由兩個相同的PMOS電容反向并聯(lián)形成的兩端懸浮電容，1）分析并仿真總的等效電容C與VC之間的關(guān)系：C~VC（VC從-VDD到+VDD變化）。假定W=2μm，L=1μm，VDD=3.3V，采用0.18μmCMOS工藝模型。2）如果去掉其中一個PMOS管，等效電容C將如何變化？3）與圖2.76所示電路相比，圖2.77所示電路有何優(yōu)點？圖2.77答案：1）總的等效電容C與VC之間關(guān)系的仿真結(jié)果（采用0.18μmCMOS工藝，3.3VPMOS管），圖中縱軸為等效電容C，其單位為fF。2）如果去掉其中一個PMOS管，等效電容C減半。3）圖2.76所示電路中，NMOS的襯底通常需要接地，形成不了電容的“累積效應(yīng)”。而圖2.77所示電路中，PMOS的襯底可以很容易地接任何電位，三個端子可以連接在一起，因而可形成電容的“累積效應(yīng)”，因此等效電容較大。2.20一個多晶硅電阻的μm，μm。假設(shè)多晶硅的電阻率，厚度=3000?，忽略接觸孔電阻。求方塊電阻、該電阻的方塊數(shù)和總電阻值。參考答案：首先計算方塊電阻：?/□電阻的方塊數(shù)N為：求得總電阻為：2.21一個厚度為7k?的鋁薄膜電阻的電阻率，求其方塊電阻值。參考答案：0.04?/□第3章習(xí)題3.1圖3.56所示的鏡像電流源電路中，，假定NMOS管M1和M2的特性和尺寸完全對稱，，求鏡像電流源的輸出電阻，并計算當(dāng)M2的電壓變化0.5V時的變化量。圖3.56解：因為M1和M2的相同，特性對稱，所以等于為。這樣，我們得到輸出電流的變化可以利用推算為：換句話說，如果原來的值為100μA，輸出電壓增加0.5V時增加到大約104μA。注意：這個估算并沒有考慮諸如實際上隨著輸出電流改變這樣的二級效應(yīng)。在圖3.57所示電路中，如果所有CMOS管都工作在飽和區(qū)，各管子的寬長比如圖中所示。試推導(dǎo)M4的漏極電流的表達式（忽略溝道長度調(diào)制效應(yīng)）；當(dāng)從0V開始逐漸增大時，試畫出隨變化的草圖。圖3.57解：（1）我們有。同時，且。因此，，其中，。選擇合適的與可以確定與之間的比率。例如，如果，則產(chǎn)生一個等于25的放大因子。類似地，如果，可以用來產(chǎn)生一個小的精確電流。（2）假定所有管子的寬長比均相同。當(dāng)時，M3、M4截止，M2工作在深度線性區(qū)并且M1開啟。當(dāng)，將會慢慢的升高，直到，M2進入飽和區(qū)。此時有，隨著的增大，將緩慢的有所上升（考慮到溝道長度調(diào)制效應(yīng)）。其中，。3.3在圖3.58所示的鏡像電流源中，，M1和M2的特性對稱且尺寸相同，，。假設(shè)，，。求鏡像電流源的輸出電阻。圖3.58解：上圖的小信號模型如下圖所示：由上圖可得：又由題3.1可得：所以輸出阻抗為：注意：這個結(jié)果幾乎是題3.1中簡單鏡像電流源的輸出阻抗的8倍。3.4圖3.59所示電路中，，，，=100，=0.7V，，=0.9V。為了使所有管子都工作在飽和區(qū)，試確定VX的值和Vb的最小值。圖3.59解：=0.23V，，所以有由于體效應(yīng)，0.23+0.23+0.74=1.2V（）隨著Vb的進一步增加，最終M2和M4將會進入線性區(qū)，將低于。3.5圖3.60（a）和（b）所示電路為常用的自偏置寬擺幅共源共柵電流鏡，假定所有管子的閾值電壓均相同。為了使所有管子都工作在飽和區(qū)，試分析電阻R的取值范圍。假定兩條支路中的電流相等（均為I）。（b）圖3.60答案：首先考慮圖（a）所示電路：對于PMOS管，其飽和區(qū)工作的條件是：VSD>VSG-|VTHP|。為了使M1工作在飽和區(qū)，應(yīng)滿足Vb+|VTH|>VDD-|VGS2|，而為了使M2工作在飽和區(qū)，應(yīng)滿足VDD-(Vb+|VGS1|)>|VGS2|-|VTH|，因此Vb應(yīng)滿足以下條件：VDD-|VGS2|-|VTH|<Vb<VDD-|VGS2|+|VTH|-|VGS1|由于Vb=VDD-|VGS2|-IR，代入上式，可得：|VGS1|-|VTH|<IR<|VTH|，即要求電阻R上的壓降大于M1的過驅(qū)動電壓，同時要小于PMOS管的閾值電壓。在電流I確定的前提下，通過增大M1的寬長比W/L，可減小M1的過驅(qū)動電壓。對于圖（b）所示電路，請讀者參考上述推導(dǎo)過程。3.6圖3.61所示電路中，假定M2和M3的特性和尺寸均相同，如果忽略所有管子的溝道長度調(diào)制效應(yīng)，試推導(dǎo)電路的小信號電壓增益。如果M2和M3的特性對稱，但尺寸不相同，假定>1，此時小信號電壓增益有何變化？圖3.61解：如果忽略溝道長度調(diào)制效應(yīng)，則M1的小信號漏極電流等于。因為且，M3的小信號漏極電流等于，可得電壓增益等于。3.7圖3.62所示為電阻負載的共源極放大器，請分析M1的漏極電流和跨導(dǎo)與輸入直流電壓之間的關(guān)系（在0~之間變化），并畫出關(guān)系曲線的草圖。圖3.62解：當(dāng)時，≈0，≈0。當(dāng)時，漏極電流顯著增大，如果，它將最終接近。當(dāng)時，跨導(dǎo)將開始增大，在飽和區(qū)，，隨著線性增加。在線性區(qū)，，當(dāng)Vin超出Vin1之后，將會下降。3.8如圖3.63所示，M1和M2構(gòu)成二極管負載的共源放大器，假定M1被偏置在飽和區(qū)，其漏極電流為。（1）如果在M2的兩端并聯(lián)一個理想電流源，求此時的小信號電壓增益（忽略溝道長度調(diào)制效應(yīng)），并與時相比較；（2）試畫出當(dāng)從增加時，小信號電壓增益隨的變化曲線。圖3.63解：（1）因為，所以又，在飽和區(qū)，由此可得即因此，要得到10倍的電壓增益，M2管子上的過驅(qū)動電壓只需是M1的2.5倍即可。另一方面，對于給定的過驅(qū)動電壓比，與未加電流源時相比，該電路的電壓增益可以提高到原來的4倍。直觀上，這是因為對于給定的，如果電流減小為原來的1/4，那么必須按比例減小，因此，也按相同的比例減小為原來的1/4。（2）3.9在圖3.64所示電路中，，，，，V-1，V-1。計算該電路的小信號電壓增益。圖3.64解：，同理可得所以，3.10在圖3.65所示的源極跟隨器中，已知，μAQUOTEI1=200μA，μA/V2，V，=0.7VQUOTE2?F=0.7V，QUOTEγ=0.4V2V1/2。忽略溝道長度調(diào)制效應(yīng)。（1）對于圖3.65（a），計算當(dāng)V時的值。（2）如果圖3.65（a）中的I1用圖3.65（b）中的M2來實現(xiàn)，求出使M2工作在飽和區(qū)的最小值。（a）（b）圖3.65解（a）因為M1的閾值電壓和Vout有關(guān)，我們做一個簡單的迭代。注意到我們首先假設(shè)QUOTEVTH≈0.6V，可以計算出此時QUOTEVout=0.27V?，F(xiàn)在我們計算新的VTH值為這表明Vout比上面算出的結(jié)果約小59mV，即QUOTEVout≈0.211V。（b）因為M2的漏-源電壓等于0.211V，所以只有QUOTE（VGS-VTH）2≤0.211V，M2才能處于飽和區(qū)。當(dāng)電流QUOTEI1=200μA時，可以求出QUOTE（W/L）23.11圖3.66所示電路中，I1和I2均為理想電流源，且假定在所關(guān)心的頻率范圍內(nèi)電容C1可視為交流短路。（1）計算電路的小信號電壓增益。要使M1工作在飽和區(qū)，允許輸入的最大直流電平是多少？（2）為了使允許輸入的最大直流電平接近，在圖3.66（a）電路的基礎(chǔ)上增加一個源極跟隨器，如圖3.66（b）所示。此時M2和M3的柵-源電壓應(yīng)滿足什么關(guān)系才能保證使M1工作在飽和區(qū)？（a）（b）圖3.66解：（1）小信號電壓增益由下式給出（C1對地交流短路）因為QUOTEVout=VDD-VGS2，所以Vin最大允許直流電平為QUOTEVDD-（2）如果QUOTEVin=VDD，則圖中X點的電位是QUOTEVX=VDD-VGS3。要保證M1工作在飽和區(qū)，QUOTEVDD-VGS3-VTH1≤VDD3.12假設(shè)QUOTEγ≠0，，試推導(dǎo)圖3.67所示電路的小信號電壓增益。圖3.67解：（a）（b）首先畫出M1的戴維南等效電路，如圖（a）所示。M1在此處作為一個源極跟隨器。等效戴維南電壓為等效戴維南電阻為原電路等效為圖（b），可得增益為3.13圖3.68所示共柵放大器中，如果輸入電流源的等效電阻為Rin，試推導(dǎo)該電路的小信號增益和輸出電阻。圖3.68解：為了求出QUOTEVout/Iin，我們用戴維南等效代替Iin和Rin，可得電路的輸出電阻等于3.14試推導(dǎo)圖3.69所示PMOS源極跟隨器的小信號電壓增益、輸出電阻，以及輸入/輸出電壓范圍。圖3.69解：源極跟隨器的低頻小信號等效電路如下圖所示。M1的小信號等效電路中考慮了體效應(yīng)的影響，電流鏡的等效電阻為M2的等效電阻rds2。源極跟隨器的小信號等效電路源極跟隨器小信號電壓增益為：QUOTEAV=VoutV輸出電阻為：QUOTERout=1gm1源極跟隨器的輸入電壓范圍是：，相應(yīng)的輸出電壓范圍是：QUOTE|VGS1|≤Vout<3.15圖3.70所示電路中，假定，，，，V-1，V-1。管子都工作在飽和區(qū)，計算小信號電壓增益。圖3.70解：，3.16對于圖3.71所示共源放大器，假定，=0.7V，V-1，，，=3V。（1）如果M1工作在飽和區(qū)，而且，求電路的小信號電壓增益；（2）如果M1工作在線性區(qū)的邊緣，輸入電壓應(yīng)為多少？并求此時的小信號電壓增益。圖3.71解：，-7.5在線性區(qū)邊緣有，，1.2V-83.17圖3.72所示電路中，假定CMOS管都工作在飽和區(qū)，且，QUOTEλ≠0，γ=0。試畫出各電路的低頻小信號等效電路，并求它們的小信號電壓增益。圖3.72（a）（b）（c）3.18圖3.73所示的共源共柵放大器中，假定輸入直流電壓大于M1的閾值電壓。試分析當(dāng)偏置電壓從0到變化時，小信號電壓增益的變化趨勢，并畫出草圖。假設(shè)，QUOTEλ≠0，γ=0。圖3.73解：當(dāng)Vb<Vth2時，M1和M2的電流都為0。不同的是，M1工作在深度線性區(qū)，M2工作在截止區(qū)。當(dāng)Vb>Vth2時，有一個固定電流在電路中。M1工作在線性區(qū)，M2工作在飽和區(qū)。并且隨著的增大，的值也在增大，M1的漏源電壓增大，導(dǎo)致輸出阻抗增加，小信號電壓增益也增大。M1和M2都工作在飽和區(qū)，最大的小信號電壓增益在這個區(qū)域內(nèi)獲得。曲線有輕微的增加是因為隨著的值增大，M1的跨導(dǎo)增加。M2進入線性區(qū)。輸出阻抗的值也隨之降低，但是總大于。小信號增益隨輸出阻抗變化。3.19對于圖3.74所示PMOS放大管型套筒式共源共柵放大器，試分析該放大器的大信號特性、輸出擺幅以及小信號電壓增益等。圖3.743.20對于圖3.75所示折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，假定CMOS管均工作在飽和區(qū)，試推導(dǎo)該電路的輸出電阻，假設(shè)，QUOTEλ≠0，γ=0。圖3.753.21對于圖3.45所示PMOS輸入NMOS輸出的折疊式共源共柵放大器，試分析該放大器的大信號特性、輸出擺幅以及小信號電壓增益等。3.22試推導(dǎo)圖3.76所示各電路的小信號電壓增益，并分別給出低頻和高頻時的近似表達式。假定。圖3.76第4章習(xí)題4.1圖4.62所示差動放大器中，M1和M2的，，，。（1）如果輸入共模電壓=1.2V，求輸出電壓的擺幅；（2）求滿足上面條件的，如果，求此時的小信號電壓增益。假設(shè)，QUOTEλ≠0，γ=0。圖4.62解：（1）輸出電壓最大擺幅為：（2）為得到最大的輸出電壓擺幅有：，則所以4.2對于圖4.63所示差動放大器，在下列兩種情況下，試推導(dǎo)共模輸入-差動輸出時的小信號電壓增益。（1）M1和M2的特性完全對稱，但兩邊的負載電阻失配；（2）負載電阻對稱，但M1和M2的跨導(dǎo)失配。圖4.63解：（1）A（2）由式4.10,A4.3對于圖4.64所示二極管負載的差動放大器，若尾電流，，，，，且所有CMOS管的寬長比相同，。（1）求小信號電壓增益；（2）為了使，求偏置電壓的值；（3）如果尾電流上的電壓降至少為0.3V，求差動輸出電壓的擺幅。圖4.64解：（1）A（2）V(3)其中，，同理可求。所以差動輸出電壓的最大擺幅為0.64V。4.4對于圖4.65所示電流鏡負載的差動放大器，假設(shè)兩邊電路完全對稱，輸入共模電壓=1.5V。當(dāng)從3V變化到0V時，請概略地畫出輸出電壓的變化曲線。假設(shè)=3V時，所有的器件都工作在飽和區(qū)。圖4.65解：由電路的對稱性可得，。隨著的下降，與也以近似為1的斜率下降。當(dāng)與下降到低于1.5V-時，M1與M2進入線性區(qū)，只要M5仍飽和，漏電流將保持不變。以及與的進一步下降使得和增大，最終使M5進入線性區(qū)。此后，所有晶體管的偏置電流下降，使得的下降變緩慢。當(dāng)<時，有=0。4.5對于圖4.66所示的普通兩級運算放大器，設(shè)電源電壓=5V，所有CMOS管的過驅(qū)動電壓||=0.3V，閾值電壓||=0.7V，試計算輸入共模電壓范圍和輸出電壓的擺幅。解：,即0.3+0.7+0.3<Vcm<5-(0.7+0.3)+0.7即1.3V<Vcm<4.7V圖4.66對于圖4.66所示的普通兩級運算放大器，試計算低頻時的小信號電壓增益。假定兩級放大器的偏置電流均為0.1mA，其它參數(shù)為：=134μA/V2，=38μA/V2，=0.1V-1，=0.2V-1，=100，=200。答案：54.6729.04.7對于圖4.66所示的普通兩級運算放大器，假定單位增益頻率=60MHz，且位于主極點頻率之后，其它零極點頻率之前。如果要求擺率=120V/μs，則輸入級的過驅(qū)動電壓應(yīng)是多少？若輸入級的偏置電流μA，是多少？4.8考察圖4.24及圖4.26（交流小信號模型）所示的兩級運算放大器。假設(shè)mA/V，mA/V，KΩ，KΩ，，pF。（1）求相位補償（加入）后的第一個非主極點的頻率。（2）為了消除由補償電容所形成的右半平面的零點，串聯(lián)一個補償電阻（如圖4.17所示）使該零點移至無窮大處，計算的值。（3）利用（2）中右半平面零點的消除結(jié)果，若要求相位裕度為，單位增益頻率盡量大，計算的值和主極點頻率。答案：(1)(2)(3)900若要單位增益帶寬盡量大，必須使第二個極點位于單位增益頻率之后，也就是說：，那么=0.5773，那么，，4.9對于圖4.34所示電路，若5pF，50fF，mA/V，試估算源極跟隨器加入前后右半平面零點的變化情況。答案：定義第一級放大器的輸出結(jié)點為V1，源極跟隨器加入前有：源極跟隨器加入后有通過加入源極跟隨器，使零點移至12Grad/s，在很大頻域內(nèi)，可以不考慮其對放大器的影響了。4.10考慮圖4.67所示放大器，其中μm，mA，=134μA/V2，=0.1V-1，=0.2V-1。（1）假設(shè)=0.5pF，估算結(jié)點X、Y處的極點頻率，并通過估算的極點寫出電壓傳輸函數(shù)=/。（2）計算放大器的相位裕度。（3）如果=0.5pF，若要求相位裕度至少為60°，則的最大允許值為多少？圖4.67