模擬集成電路設(shè)計(jì) 課件 第4章 運(yùn)算放大器

魏廷存/2017年1

第4章運(yùn)算放大器（OperationalAmplifier：OPAMP）運(yùn)算放大器是模擬集成電路設(shè)計(jì)的核心！！24.1差動(dòng)放大器4.1.1電阻負(fù)載差動(dòng)放大器4.1.2二極管負(fù)載差動(dòng)放大器4.1.3電流源負(fù)載差動(dòng)放大器4.1.4電流鏡負(fù)載差動(dòng)放大器4.2運(yùn)算放大器的構(gòu)成和實(shí)例4.3穩(wěn)定性和相位補(bǔ)償4.4運(yùn)算放大器的性能分析4.5運(yùn)算放大器的特性解析4.6兩級(jí)運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)實(shí)例

第4章運(yùn)算放大器單級(jí)差動(dòng)放大器3

OPAMP的應(yīng)用領(lǐng)域OPAMP

高增益的差動(dòng)放大器，通常在閉環(huán)（負(fù)反饋）下使用。

應(yīng)用領(lǐng)域：各種微弱電信號(hào)的放大、讀出、濾波、處理信號(hào)處理—加，減，微分，積分，峰值檢測(cè)/保持，等基準(zhǔn)電壓電流的產(chǎn)生（直流偏置，誤差放大器）負(fù)載驅(qū)動(dòng)buffer（接口電路，片內(nèi)電源）時(shí)鐘信號(hào)產(chǎn)生電路……4

4.1.1

電阻負(fù)載差動(dòng)放大器

M1和M2是共源放大管，M3是電流鏡的一部分，給M1和M2提供恒定的偏置電流，稱為尾電流源。RD是負(fù)載電阻。為了使左右兩邊電路完全對(duì)稱，放大管M1和M2的特性應(yīng)盡可能保持一致（包括尺寸相同，并且在版圖設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)考慮兩個(gè)管子的匹配，以保證閾值電壓相同）。

:輸入的差模小信號(hào)電壓

:輸入的共模電壓

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大信號(hào)特性共模輸入-輸出特性曲線（截止區(qū)~飽和區(qū)）

1)當(dāng)Vcm<VTH時(shí)，M1和M2均截止，ID1=ID2=0，ID3=0，因此，M3處于深度線性區(qū)，VS=0，此時(shí)，Vout1=Vout2=VDD

2)當(dāng)Vcm>VTH時(shí)，M1和M2導(dǎo)通并最終進(jìn)入飽區(qū)，M3也進(jìn)入飽和區(qū)，VS隨Vcm增大，此時(shí)，ID1=ID2=ID3/2，3)當(dāng)

時(shí)，M1和M2進(jìn)入線性區(qū)。6

輸入共模電壓范圍尾電流源開(kāi)始進(jìn)入飽和區(qū)輸入MOS差動(dòng)管開(kāi)始進(jìn)入線性區(qū)小信號(hào)差動(dòng)增益與共模輸入電壓之間的關(guān)系輸入共模電壓的允許范圍（ICMR：InputCommonModeRange）：7

大信號(hào)特性

輸入-輸出電壓關(guān)系

V1<<V2時(shí)，M2優(yōu)先導(dǎo)通（尾電流全部流入M2），M1截止。反之亦然。Vout1與Vout2的輸出范圍：(VDD-RDIss)~VDD

V1-V2較小時(shí)（小振幅差動(dòng)信號(hào)），小信號(hào)差動(dòng)增益較大，且在線性范圍。M2截止M1截止8

差模小信號(hào)等效電路

對(duì)于差動(dòng)交流小信號(hào)而言，由于左右兩邊電路完全對(duì)稱，電路的相連結(jié)點(diǎn)（S）可看作是“交流接地”，即vs=0。因此M1和M2的體效應(yīng)不影響差動(dòng)放大器的小信號(hào)特性。

9

差模小信號(hào)特性1）差動(dòng)輸入-差動(dòng)輸出時(shí)的小信號(hào)電壓增益:3）輸入電阻：4）輸出電阻(雙端輸出)：2）差動(dòng)輸入-單端輸出時(shí)的小信號(hào)電壓增益:10

共模小信號(hào)特性半邊等效電路

對(duì)于半邊等效電路，由于M1和M2并聯(lián)，其等效的寬長(zhǎng)比變?yōu)閱喂艿?倍，同時(shí)由于偏置電流也增大為單管的2倍，因此跨導(dǎo)增大為單管的2倍。

gm11

共模小信號(hào)特性12

共模小信號(hào)特性共模輸入-單端輸出時(shí)的小信號(hào)共模電壓增益（忽略rds1,2）：

共模電壓增益的大小取決于尾電流源的輸出電阻rds3，rds3越大，共模電壓增益越小。如果尾電流源為理想電流源，即輸出電阻rds3為無(wú)窮大時(shí)，共模電壓增益為零。

1）對(duì)于兩邊完全對(duì)稱的理想差動(dòng)放大器：

差動(dòng)輸出：共模電壓增益為零（相互抵消）

單端輸出：共模電壓增益不為零（Avc≈-RD/2rds3）

不論雙端或單端輸出，輸入共模電壓會(huì)影響電路的直流偏置工作點(diǎn)，因而可能會(huì)影響輸出電壓的擺幅。13

共模小信號(hào)特性2）對(duì)于實(shí)際的差動(dòng)放大器，其兩邊電路是不可能完全對(duì)稱的，原因有：

M1和M2的尺寸和閾值電壓的失配，將會(huì)導(dǎo)致跨導(dǎo)不同

兩邊的負(fù)載電阻也會(huì)產(chǎn)生失配

在以上情況下，即使采取雙端差動(dòng)輸出，共模輸入電壓也會(huì)在輸出電壓中產(chǎn)生差模分量，這種現(xiàn)象稱為共模電壓到差模電壓的轉(zhuǎn)換，導(dǎo)致輸出電壓出現(xiàn)誤差。

例如，假定負(fù)載電阻對(duì)稱，只是M1和M2的跨導(dǎo)相差Δgm，對(duì)于共模輸入電壓vic，相應(yīng)的差動(dòng)輸出電壓vout為：14

共模小信號(hào)特性共模抑制比（CMRR：CommonModeRejectedRatio）

這里，Avd為差動(dòng)輸入-差動(dòng)輸出時(shí)的小信號(hào)電壓增益；Avc為共模輸入-差動(dòng)輸出時(shí)的小信號(hào)電壓增益。理想情況下，Avc=0，CMRR為無(wú)窮大。但對(duì)于實(shí)際的差動(dòng)放大器，由于兩邊電路的不對(duì)稱以及尾電流源的輸出電阻（rds3）為有限值，使得CMRR減小。

15

4.1.2二極管負(fù)載差動(dòng)放大器

電壓增益較低，但電壓增益的線性度好，另外具有較低的輸出電阻和較好的高頻特性（頻帶較寬，通常用作放大器或比較器的輸入級(jí)，以提高動(dòng)作速度）。為了提高電壓增益，可減小M3和M4的寬長(zhǎng)比，但將導(dǎo)致|Vgs3,4|增加，從而使輸出電壓的擺幅減小。二極管負(fù)載由于電壓增益低，M1的Cgd密勒電容小，輸入端極點(diǎn)頻率高。另外，由于輸出電阻小，輸出端極點(diǎn)頻率高。16

4.1.2二極管負(fù)載差動(dòng)放大器

輸入共模電壓的允許范圍（ICMR：InputCommonModeRange）：17

4.1.2二極管負(fù)載差動(dòng)放大器

通過(guò)加入IS，使得流過(guò)M3（M4）的電流減小，gm3,4也相應(yīng)減小，則可以提高電壓增益。由于加入IS不影響輸出電阻和輸出端極點(diǎn)，該電路通常用作比較器的前置放大器（希望高增益、大帶寬、高速度）。

二極管負(fù)載IS=(3/4)I1,2Ids3,4=(1/4)I1,2IS：理想電流源18

4.1.3電流源負(fù)載差動(dòng)放大器

與二極管負(fù)載差動(dòng)放大器相比，它的小信號(hào)電壓增益高；另外，由于M3和M4不再是二極管連接，共模輸入電壓范圍以及輸出電壓擺幅均增大。但需要外接偏置電源，且頻率特性較二極管負(fù)載差（輸出電阻大）。

電流源負(fù)載19

4.1.3

電流源負(fù)載差動(dòng)放大器

該電路具有很高的差模電壓增益，但付出的代價(jià)是消耗了更多的電壓余度，使ICMR及輸出電壓的擺幅減小。頻帶較窄（輸出端的極點(diǎn)頻率?。?/p>

電流源負(fù)載套筒式共源共柵差動(dòng)放大器

試分析該電路的ICMR及輸出電壓擺幅？Vb1~Vb4如何確定？20

4.1.4電流鏡負(fù)載差動(dòng)放大器差動(dòng)輸入-單端輸出作為OPAMP的第一級(jí)放大器用M3和M4組成的電流鏡作為有源負(fù)載電壓增益與差動(dòng)輸入-差動(dòng)輸出時(shí)相同有源負(fù)載不需要外加偏置電壓電流鏡負(fù)載（M3和M4對(duì)稱）輸入共模電壓的最小值：輸入共模電壓的最大值：左邊電路：右邊電路：由于(取最壞情況)21

4.1.4

電流鏡負(fù)載差動(dòng)放大器輸入共模電壓的允許范圍是：

對(duì)于確定的直流偏置電流：

輸出電壓的允許范圍是：

由于兩邊管子尺寸和物理參數(shù)完全對(duì)稱，且均工作在飽和區(qū)，靜態(tài)時(shí)，則有Ids1=Ids2=Ids3=Ids4=Ids5/2，且由于Vgs3=Vds3=Vgs4，則有Vds3=Vds4，即VA=VB（直流電平）。或：ISS22

差動(dòng)小信號(hào)電壓放大原理如果Vout從M1的漏極A點(diǎn)輸出，電壓放大倍數(shù)會(huì)發(fā)生什么變化？±Δv

→±Δi：小信號(hào)電流分析法基于小信號(hào)等效電路的直觀分析法。當(dāng)Vin(=V1-V2)變化時(shí)，M2與M4的漏極電流同時(shí)變化（變化極性相反），共同流入M2，M4的rds導(dǎo)致Vout變化。23

放大差動(dòng)電壓信號(hào)的物理解釋

加入差動(dòng)信號(hào)時(shí)，由于Iss始終保持恒定，因此Vs電位保持不變。1)V1↑→Vgs1↑→Id1↑→Id3↑

→|Vgs3|↑→|Vgs4|↑2)V2↓→Vgs2↓→Id2↓→Id4↓（Vgs3=Vgs4不變）以上分析中，未考慮rds1,rds3和rds2的影響，考慮這些因素后，放大倍數(shù)會(huì)有所下降。|Vds4|↓→Vout↑以上分析中，分別單獨(dú)考慮V1增加和V2減小導(dǎo)致的輸出電壓變化情況。24

小信號(hào)差模電壓增益差模電壓增益：

單端輸出時(shí)的電壓增益與前面討論的差動(dòng)輸出時(shí)的電壓增益相同。從以上分析中可以看出，由于電流鏡負(fù)載的鏡像耦合作用，將左邊電路的小信號(hào)電流耦合到輸出端，并與右邊電路產(chǎn)生的小信號(hào)電流疊加，共同產(chǎn)生輸出電壓，因而提高了電壓增益。輸出電阻為：

25

小信號(hào)共模電壓增益共模電壓增益為（假定電路完全對(duì)稱，并忽略體效應(yīng)）：

假定并且忽略了與的影響。

26

小信號(hào)共模電壓增益

即使電路完全對(duì)稱，單端輸出信號(hào)也會(huì)隨輸入共模電壓（例如電源電壓、溫度等波動(dòng)引起）變化，這是由于單端輸出的結(jié)果，而在全差動(dòng)電路中不存在。在實(shí)際的電路中，還存在由于電路不對(duì)稱導(dǎo)致的輸出共模電壓信號(hào)分量。共模抑制比（電路完全對(duì)稱）：為了提高，需要增大尾電流源的輸出電阻通常Ibias確定，為了增大rds5，可通過(guò)同時(shí)增加W5和L5，保持(W5/L5)不變，但寄生電容和電路面積增大。27

單端輸出差動(dòng)放大器的等效電路差模增益：輸出電阻：，負(fù)載阻抗28

輸入端差動(dòng)對(duì)管的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓設(shè)定時(shí)的考慮1.

ΔVth—閾值電壓的變動(dòng)（隨工藝、溫度）

ΔID—由Vth變動(dòng)所引起的ID變化量

(Vgs-Vth)↑→ΔID↓（ID對(duì)Vth變化的靈敏度小，偏置電流精度高）

2.在ID固定的情況下，(Vgs-Vth)↑→W/L↓（結(jié)電容減?。?.在ID固定的情況下，(Vgs-Vth)↑→gm↓4.(Vgs-Vth)↑→輸出電壓的擺幅減小，共模輸入電壓范圍減小。在飽和區(qū)：29單端輸出差動(dòng)放大器（工程實(shí)用電路）采用共源共柵電流鏡做有源負(fù)載，且不需要外接偏置電壓

對(duì)于左圖所示的由PMOS管M3~M6組成的共源共柵電流鏡，假定所有管子的閾值電壓均相同（|VTH|）。試分析電阻R的取值范圍。假定兩條支路中的電流相等（均為I）。30單端輸出差動(dòng)放大器（工程實(shí)用電路）

對(duì)于PMOS管，其飽和區(qū)工作的條件是：VSD>VSG-|VTHP|。為了使M3工作在飽和區(qū)，應(yīng)滿足Vb+|VTH|>VDD-|VGS5|，而為了使M5工作在飽和區(qū)，應(yīng)滿足VDD-(Vb+|VGS3|)>|VGS5|-|VTH|，因此Vb應(yīng)滿足以下條件：VDD-|VGS5|-|VTH|<Vb<VDD-|VGS5|+|VTH|-|VGS3|由于Vb=VDD-|VGS5|-IR，代入上式，可得：|VGS3|-|VTH|<IR<|VTH|，即要求電阻R上的壓降大于M3的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓，同時(shí)要小于PMOS管的閾值電壓。在電流I確定的前提下，通過(guò)增大M3的寬長(zhǎng)比W3/L3，可減小M3的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓。31

4.1.5

差動(dòng)放大器的頻率特性CL為外接負(fù)載電容結(jié)點(diǎn)①的對(duì)地總電容為結(jié)點(diǎn)①的對(duì)地總電阻近似為M3的等效電阻對(duì)應(yīng)于結(jié)點(diǎn)①的極點(diǎn)頻率為32

4.1.5

差動(dòng)放大器的頻率特性CL為外接負(fù)載電容輸出結(jié)點(diǎn)②的對(duì)地總電容為結(jié)點(diǎn)②的對(duì)地總電阻為結(jié)點(diǎn)②的極點(diǎn)頻率為33

4.1.5

差動(dòng)放大器的頻率特性CL為外接負(fù)載電容通常情況下，

即輸出端的極點(diǎn)為主極點(diǎn)，它決定了差動(dòng)放大器的帶寬，尤其當(dāng)外接負(fù)載電容較大的情況下。34

4.2

運(yùn)算放大器的構(gòu)成和實(shí)例3級(jí)構(gòu)成（適應(yīng)于大電容負(fù)載/低阻負(fù)載）A3為Sourcefollower，其作用是隔離大電容CL和低電阻負(fù)載RL。對(duì)于大電容負(fù)載，加入A3后輸出端的極點(diǎn)頻率增大。對(duì)于小電阻負(fù)載，加入A3后可防止由負(fù)載電阻引起的電壓放大倍數(shù)下降。同時(shí)由于A3的輸出電阻較低，可與低負(fù)載電阻實(shí)現(xiàn)有效的匹配。另外，可給負(fù)載提供較大的驅(qū)動(dòng)電流。相位補(bǔ)償電容35

源極跟隨器的作用

如果在共源放大器的輸出端直接接大電容負(fù)載CL，由于共源放大器的輸出電阻rout較大，則輸出端產(chǎn)生的極點(diǎn)頻率非常?。é?1/(rout×CL)，主極點(diǎn)）。如果在共源放大器與大電容負(fù)載之間插入源極跟隨器，則由于源極跟隨器的輸出電阻很小，使得輸出端的極點(diǎn)頻率增大，有利于擴(kuò)展放大器的帶寬。電壓緩沖器36

源極跟隨器的作用

如果在共源放大器與低阻抗負(fù)載之間插入源極跟隨器，則可以起到隔離低阻抗負(fù)載的作用，使總的電壓增益保持近似不變。源極跟隨器的輸出電阻愈小，其電壓損失也愈小，總的電壓增益就愈大。理想情況下，如果源極跟隨器的輸入電阻為無(wú)窮大，輸出電阻為零，電壓增益為1，則共源放大器的輸出電壓可以無(wú)損耗地傳輸?shù)捷敵龆耍ɡ?，Spice模型中的E器件）。電壓緩沖器E器件37

4.2運(yùn)算放大器的構(gòu)成和實(shí)例A1:

差動(dòng)輸入—單端輸出，提供高增益。同時(shí)采用差動(dòng)輸入可抑制共模噪聲。A2:

共源放大器，提供高增益和大擺幅。A3:

源極跟隨器(outputbuffer)，隔離小電阻負(fù)載，與負(fù)載電阻實(shí)現(xiàn)有效的阻抗匹配，同時(shí)提供負(fù)載驅(qū)動(dòng)能力；或隔離大電容負(fù)載，擴(kuò)展放大器的帶寬。Cc:

相位補(bǔ)償電容，增加運(yùn)算放大器的相位裕度，以提高負(fù)反饋工作時(shí)的穩(wěn)定性。38

CMOS運(yùn)算放大器實(shí)例1（PMOS差動(dòng)對(duì)）Vgs3=Vgs4=Vgs7=Vgs939上述OPAMP的低頻增益（不考慮補(bǔ)償電容Cc的影響）差動(dòng)輸入級(jí)：

共源放大器：源極跟隨器：40

CMOS運(yùn)算放大器實(shí)例2（NMOS差動(dòng)對(duì)）Vgs3=Vgs4=Vgs6小電容負(fù)載41

CMOS運(yùn)算放大器實(shí)例3（NMOS差動(dòng)對(duì)）由兩級(jí)放大器組成:1)Vin+→M2,M4(第1級(jí)放大，Av2≈-gm2/gm4≈-1)→M5,M6(第2級(jí)共源放大器)2)Vin-→M1,M3(第1級(jí)放大，Av1

≈-gm1/gm3≈-1)→M7,M8(Av7

≈-1)→M6,M5(第2級(jí)共源放大器)可用小信號(hào)電流分析法進(jìn)行分析M5和M6形成共源推挽放大器M5和M6除了作為放大管使用外，還相互作為對(duì)方的有源負(fù)載。M3、M4和M8屬于二極管連接的有源負(fù)載，具有較小的交流等效電阻，因此第一級(jí)放大器具有較高頻率的極點(diǎn)，即寬帶放大器。42

4.3穩(wěn)定性和相位補(bǔ)償

閉環(huán)（負(fù)反饋）下使用的OPAMP

A(s)：開(kāi)環(huán)增益（openloopgain）AF(s)：閉環(huán)增益（closedloopgain）β：反饋系數(shù)（β≤1，與頻率無(wú)關(guān)的常數(shù)）βA(s)：環(huán)路增益（loopgain）

當(dāng)βA(s)=-1時(shí)，負(fù)反饋?zhàn)優(yōu)檎答?，產(chǎn)生自激振蕩。β=1時(shí)為全反饋，屬于系統(tǒng)穩(wěn)定性最壞的情況，因此通常分析開(kāi)環(huán)增益A(s)的振幅和相位特性。這里假定β與頻率無(wú)關(guān)。43

環(huán)路增益的頻率特性閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定工作條件：PM>0，GM<0，通常要求PM>45度或60度PM:相位裕度44環(huán)路增益βA(s)的頻率特性（β≤1）：20log[βA(jω)]=20logβ+20log|A(jω)|20logβ—小于零的常量，與頻率無(wú)關(guān)

開(kāi)環(huán)增益的頻率特性由左圖可知，由于β≤1，環(huán)路增益βA(s)的PM比開(kāi)環(huán)增益A(s)的PM更大。因此，通常只要確保開(kāi)環(huán)增益A(s)的PM滿足設(shè)計(jì)要求即可（相當(dāng)于β=1最壞的情況）。45

相位補(bǔ)償方法必須對(duì)運(yùn)放的開(kāi)環(huán)增益A(jω)進(jìn)行修正，以使閉環(huán)系統(tǒng)能穩(wěn)定工作（即使β=1時(shí)，最壞情況），同時(shí)要求具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性（即希望運(yùn)放盡可能具有較大的帶寬）。相位補(bǔ)償?shù)脑恚洪_(kāi)環(huán)增益A(jω)的相移接近-180°之前，使其幅值|A(jω)|下降至小于1（0dB）。相位補(bǔ)償方法（見(jiàn)下頁(yè)圖）：

1）極點(diǎn)分離法（密勒電容補(bǔ)償法）

降低高頻增益，使主極點(diǎn)移向更低頻領(lǐng)域。這種方法能保持低頻增益和輸出擺幅不變，但在更低的頻率就使增益開(kāi)始下降，導(dǎo)致運(yùn)放的帶寬變窄，高頻特性變差。犧牲帶寬提高閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

2）輸出端零點(diǎn)補(bǔ)償法

在運(yùn)算放大器的輸出端串聯(lián)一個(gè)相位補(bǔ)償電阻，利用該電阻與容性負(fù)載形成的左半平面的零點(diǎn)，抵消第2個(gè)主極點(diǎn)的影響，從而實(shí)現(xiàn)相位補(bǔ)償。不需要密勒補(bǔ)償電容，可以節(jié)省芯片面積。46

相位補(bǔ)償方法—極點(diǎn)分離法極點(diǎn)分離法（密勒電容補(bǔ)償法）47

相位補(bǔ)償方法-輸出端零點(diǎn)補(bǔ)償法

輸出端零點(diǎn)補(bǔ)償法48

極點(diǎn)分離法（密勒電容補(bǔ)償法）密勒電容補(bǔ)償—由于密勒效應(yīng)，用一個(gè)較小的電容值Cc可以實(shí)現(xiàn)一個(gè)較大的等效電容，即Ceq=(1+A2)Cc，從而實(shí)現(xiàn)一個(gè)低頻極點(diǎn)，可以節(jié)省補(bǔ)償電容占用的芯片面積。結(jié)點(diǎn)B和結(jié)點(diǎn)C是兩個(gè)主極點(diǎn)，結(jié)點(diǎn)A是非主極點(diǎn)（由于M3的等效電阻小，因而A點(diǎn)處的極點(diǎn)頻率高）。

49

極點(diǎn)分離法（密勒補(bǔ)償法）假定兩個(gè)極點(diǎn)均為實(shí)數(shù)，且相距較遠(yuǎn)（<<），則兩個(gè)極點(diǎn)可推導(dǎo)如下：

50

極點(diǎn)分離法（密勒補(bǔ)償法）有相位補(bǔ)償（當(dāng)CC較大時(shí)）

無(wú)相位補(bǔ)償（當(dāng)CC=0時(shí)）

有相位補(bǔ)償時(shí)，使極點(diǎn)P1和P2分離（稱為“極點(diǎn)分裂”，分裂程度與gm6有關(guān)，即與第2級(jí)的跨導(dǎo)有關(guān)），將P1推向低頻領(lǐng)域，P2推向高頻領(lǐng)域，從而增加了相位裕度（參照下頁(yè)）。（位于右半S平面的零點(diǎn)）pole-splitting

結(jié)點(diǎn)B結(jié)點(diǎn)C51

相位補(bǔ)償前后比較（暫不考慮零點(diǎn)的影響）

補(bǔ)償后開(kāi)環(huán)電壓增益的單位增益頻率近似為：<52

相位補(bǔ)償前后比較（暫不考慮零點(diǎn)的影響）

加入相位補(bǔ)償電容Cc后，兩個(gè)主極點(diǎn)發(fā)生分離的原因:第一個(gè)主極點(diǎn)頻率ωp1（對(duì)應(yīng)結(jié)點(diǎn)B），由于Cc的密勒效應(yīng)使得該結(jié)點(diǎn)處的等效電容增大，因而ωp1減小。第二個(gè)主極點(diǎn)頻率ωp2（對(duì)應(yīng)結(jié)點(diǎn)C），由于高頻時(shí)Cc將放大管M6的柵-漏極之間近似短接（M6變?yōu)槎O管連接），M6的等效電阻為1/gm6，此時(shí)結(jié)點(diǎn)C處的對(duì)地總電阻近似為1/gm6，與低頻時(shí)的總電阻（rds6//rds7）相比顯著減小，因而導(dǎo)致ωp2增大。顯然，這兩個(gè)主極點(diǎn)分離的程度主要取決于gm6的大小，gm6愈大,

Cc的密勒效應(yīng)更顯著，同時(shí)M6的等效電阻1/gm6變得更小，反之亦然。而相位補(bǔ)償電容Cc的大小，只影響密勒等效電容的大小，而與結(jié)點(diǎn)C處的總電阻大小幾乎無(wú)關(guān)（但與總電容有關(guān)），因此，增大Cc將使ωp1變得更小，而ωp2幾乎保持不變。53

OPAMP的單位增益頻率估算（有補(bǔ)償電容Cc）54補(bǔ)償電容產(chǎn)生的零點(diǎn)對(duì)相位裕度的影響由于位于右半平面，它產(chǎn)生的相移為負(fù)值，即為滯后相位，與極點(diǎn)產(chǎn)生的相移具有相同的性質(zhì)，因而使總相移增加；另一方面，該零點(diǎn)的存在減緩了振幅的下降斜率（由于零點(diǎn)在分子上，它在頻率為處貢獻(xiàn)了一個(gè)20dB/dec的上升分量）。

以上兩方面影響的綜合結(jié)果，使得相位裕度明顯減小甚至消失。

由于通常情況下，，而ωp2≈gm6/(C1+C2)，ωz=gm6/Cc，因此可以認(rèn)為零點(diǎn)位于兩個(gè)極點(diǎn)之間，即55零點(diǎn)對(duì)相位裕度的影響（假定）如果則零點(diǎn)的影響可忽略不計(jì)。位于右半平面的零點(diǎn)減緩振幅下降的同時(shí)，產(chǎn)生滯后相位，可能導(dǎo)致相位裕度變小或消失。56

右半平面零點(diǎn)的消除（Cc+Rc）

如果使RC=1/gm6，則零點(diǎn)位于無(wú)限大處，其影響可被消除。另一方面，如果選擇RC>1/gm6，則零點(diǎn)將出現(xiàn)在左半平面，這時(shí)我們可以利用該零點(diǎn)去抵消第二個(gè)極點(diǎn)ωp2。

(Rc=0時(shí))用工作在線性區(qū)的CMOS管實(shí)現(xiàn)57右半平面零點(diǎn)的消除（Cc+Rc）零點(diǎn)的產(chǎn)生原理

當(dāng)信號(hào)頻率等于ωZ時(shí)，分別由前饋通路和放大管的gm6產(chǎn)生的兩個(gè)輸出電流分量幅度相等、相位相反，因此相互抵消，使得小信號(hào)輸出電壓vout變?yōu)榱恪Ｓ捎诋?dāng)ω=

ωZ時(shí)，小信號(hào)輸出電壓vout=0

58

Rc的實(shí)現(xiàn)方法M6為PMOS放大管（共源放大器）,

M7為有源負(fù)載Rcgm6與工藝和溫度無(wú)關(guān)，而僅由管子的尺寸決定，這樣就使得相位補(bǔ)償?shù)男Ч浑S工藝誤差和溫度而變化。M9工作在深度線性區(qū)，Ids=0，|Vgs|>|Vth|59

Rc的實(shí)現(xiàn)方法60

Rc的實(shí)現(xiàn)方法M6為NMOS放大管（共源放大器）,

M7為有源負(fù)載M9工作在深度線性區(qū)，Ids=0，|Vgs|>|Vth|61

右半平面零點(diǎn)的消除（前饋通路阻斷法）

右半平面的零點(diǎn)是由前饋通路形成的，如果從V1到Vout（前饋通路）不能傳輸電流，而只能從Vout到V1傳輸電流（負(fù)反饋），則右半平面的零點(diǎn)可以徹底消除。AV=1CCV1VoutA1A2Sourcefollower62

輸出端零點(diǎn)補(bǔ)償法密勒補(bǔ)償電容（數(shù)pF）占用大量的芯片面積，尤其是需要大量的OPAMP時(shí)（例如LCDdriverIC）；對(duì)于大容性負(fù)載CL，可以利用容性負(fù)載與輸出端的串聯(lián)電阻Rf形成的零點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)相位補(bǔ)償，從而取消密勒補(bǔ)償電容；相位補(bǔ)償?shù)脑硎牵豪肦f與CL形成的零點(diǎn)，抵消第2個(gè)主極點(diǎn)的影響。但由于負(fù)載電容值通常是變化的，一般不能做到完全抵消；該方法只適應(yīng)于大電容負(fù)載的情況。同時(shí)應(yīng)注意，串聯(lián)電阻Rf的引入會(huì)降低輸出端的瞬態(tài)響應(yīng)特性。63

輸出端零點(diǎn)補(bǔ)償法零點(diǎn)：Rf=3KΩCL=50~170pF

如果負(fù)載電容較大（通常為pF級(jí)），則第1個(gè)主極點(diǎn)的頻率可近似為，而第2個(gè)主極點(diǎn)的頻率近似為，由與串聯(lián)形成的零點(diǎn)頻率為。通常選擇零點(diǎn)頻率略大于第2個(gè)主極點(diǎn)頻率（見(jiàn)下圖）。64

輸出端零點(diǎn)補(bǔ)償法65

4.4

運(yùn)算放大器的性能分析4.4.1直流或低頻特性（交流小信號(hào)特性）輸入共模電壓范圍

輸入失調(diào)電壓

輸出擺幅

直流或低頻增益

共模抑制比

/電源抑制比

4.4.2高頻特性（交流小信號(hào)特性）交流小信號(hào)帶寬（單位增益頻率）

相位裕度PM4.4.3時(shí)域瞬態(tài)響應(yīng)特性（包括大信號(hào)特性）擺率SR

建立時(shí)間ST66

4.4.1直流或低頻特性

1.

輸入共模電壓范圍（ICMR：InputCommonModeRange）

為了將差動(dòng)放大器的所有CMOS管均偏置在飽和區(qū)，必須在運(yùn)算放大器的同相和反相輸入端加入適當(dāng)?shù)闹绷髌秒妷?，該偏置電壓的合理取值范圍就是輸入共模電壓范圍?/p>

Vcm：輸入共模電壓67

4.4.1直流或低頻特性2．輸入失調(diào)電壓（InputOffsetVoltage）

對(duì)于理想的差動(dòng)輸入-單端輸出運(yùn)算放大器，當(dāng)輸入差模電壓信號(hào)為零時(shí)，輸出直流電平位于某一確定的靜態(tài)工作點(diǎn)（差動(dòng)輸出時(shí)，輸出應(yīng)為0）。但在實(shí)際的運(yùn)放中，即使輸入差模電壓信號(hào)為零，輸出直流電平也會(huì)偏離靜態(tài)工作點(diǎn)。為了使輸出直流電平回到靜態(tài)工作點(diǎn)，需要在同相和反相輸入端之間加入電壓來(lái)進(jìn)行補(bǔ)償，這個(gè)補(bǔ)償電壓就叫做運(yùn)算放大器的輸入失調(diào)電壓。

1）隨機(jī)失調(diào)電壓：由于制造工藝的隨機(jī)誤差導(dǎo)致CMOS元器件的閾值電壓和尺寸失配，使得差動(dòng)放大器的兩邊電路不完全對(duì)稱（蒙特卡洛仿真）。

2）系統(tǒng)失調(diào)電壓：當(dāng)電路中CMOS元器件的設(shè)計(jì)尺寸不恰當(dāng)時(shí)，也會(huì)導(dǎo)致輸出直流電平偏離靜態(tài)工作點(diǎn)，甚至被箝位在電源（或地）電平。68

4.4.1直流或低頻特性

系統(tǒng)失調(diào)電壓產(chǎn)生的原因

假定M6工作在飽和區(qū)時(shí)的漏極電流稍大于M7工作在飽和區(qū)時(shí)的漏極電流，則當(dāng)兩個(gè)管子串聯(lián)起來(lái)時(shí)，為了滿足ID6=ID7，ID6必須減小，而ID6減小的唯一途徑就是迫使M6離開(kāi)飽和區(qū)而進(jìn)入線性區(qū)，這就導(dǎo)致M6工作在線性區(qū)而M7工作在飽和區(qū)，反之亦然。使得輸出直流電平偏離靜態(tài)工作點(diǎn)（偏向于電源VDD或VSS一側(cè)）。69

4.4.1直流或低頻特性

3.共模抑制比（CMRR：CommonModeRejectedRatio）

對(duì)于實(shí)際的運(yùn)算放大器，由于差動(dòng)放大器兩邊電路的不對(duì)稱（由工藝誤差引起）、尾電流源的輸出電阻為有限值（針對(duì)差動(dòng)輸入-單端輸出的情況），使得CMRR減小。在高頻時(shí)，由于并聯(lián)在尾電流源兩端的寄生電容的阻抗降低，使得CMRR顯著減小。

4.電源抑制比（PSRR：PowerSupplyRejectedRatio）

電源電壓的波動(dòng)（電源本身的紋波以及電源線上的電流流過(guò)其寄生電阻時(shí)產(chǎn)生的波動(dòng)）將反映在運(yùn)算放大器的輸出端，導(dǎo)致輸出電壓產(chǎn)生誤差。

Avd是差模電壓增益，Add是當(dāng)輸入差模電壓為零時(shí)從電源紋波到輸出端的電壓增益。對(duì)于正電源VDD和負(fù)電源VSS，分別用PSRR+和PSRR-表示相對(duì)于它們的電源抑制比。70

電源紋波耦合到輸出端的傳輸路徑

正電源的紋波電壓傳輸有兩條路徑：1）對(duì)于輸入級(jí)的差動(dòng)放大器，在低頻時(shí)由于二極管連接的M3具有相對(duì)電源VDD箝位的功能（由于Id3不變，因而Vgs3=Vds3保持不變），使得差動(dòng)放大器的輸出電壓Vout1近似跟隨VDD的紋波電壓進(jìn)行變化，并經(jīng)第二級(jí)進(jìn)一步放大后（或經(jīng)CC）傳輸?shù)捷敵龆耍?）對(duì)于輸出級(jí)的共源放大器，由于流過(guò)M6的電流恒定（由M7的電流源決定），使得M6的柵-源電壓Vgs6保持不變。這就迫使M6的柵極電壓跟隨VDD的紋波電壓而變化，這個(gè)變化通過(guò)相位補(bǔ)償電容CC耦合到輸出端。低頻時(shí)的電源紋波傳輸路徑負(fù)電源的紋波電壓傳輸路徑：主要是由于M7管的柵-源電壓Vgs7跟隨VSS的紋波電壓而變化（Vb恒定），并經(jīng)M7管放大后反映在輸出端。輸入級(jí)的差動(dòng)放大器對(duì)VSS的紋波電壓具有較大的抑制能力（相當(dāng)于共模信號(hào)）。

Vb71

電源紋波耦合到輸出端的傳輸路徑

電源紋波通過(guò)輸入級(jí)的差動(dòng)放大器以及輸出級(jí)的共源放大器均可以耦合到輸出端，尤其在高頻時(shí)由于寄生電容以及相位補(bǔ)償電容的阻抗減小，提供了從電源到輸出端的直接小信號(hào)傳輸路徑，這種耦合效應(yīng)更顯著，因此，隨著頻率的升高，PSRR將會(huì)顯著降低。

高頻時(shí)的電源紋波傳輸路徑72

4.4.2高頻特性（交流小信號(hào)特性）交流小信號(hào)帶寬假定運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)差模電壓增益A(jω)具有一個(gè)極點(diǎn)ωp1：

=

單位增益頻率

（增益帶寬積）增益帶寬積越大，放大器的頻帶越寬73

4.4.2高頻特性（交流小信號(hào)特性）交流小信號(hào)帶寬與時(shí)域響應(yīng)特性的關(guān)聯(lián)

為了提高運(yùn)算放大器的瞬態(tài)響應(yīng)速度，必須增大其單位增益頻率

74

4.4.3時(shí)域瞬態(tài)響應(yīng)特性（包括大信號(hào)特性）

1.SlewRate（SR：V/us）：大信號(hào)特性（非線性）

當(dāng)buffer的輸入電壓大幅度變化時(shí)，輸出電壓的最大變化速率。當(dāng)輸入電壓大幅度變化時(shí)，CMOS差動(dòng)對(duì)管M1和M2只有其中一個(gè)導(dǎo)通，偏置電流Ibias給CL（包括CC）充電或放電，輸出電壓Vout表現(xiàn)出具有固定斜率的線性斜坡。只有當(dāng)輸出電壓（即反相端輸入電壓）上升或下降到一定值（與正相輸入電壓接近）時(shí)才恢復(fù)到線性小信號(hào)特性（指數(shù)變化規(guī)律）。

小振幅信號(hào)大振幅信號(hào)75

SlewRate的形成原因（例1-無(wú)補(bǔ)償電容）VinVoutSR=ID5/CLVout初始電壓為V0L，電容兩端電壓不能躍變V0L當(dāng)輸入電壓Vin發(fā)生正向大幅度跳變時(shí)，由于電容兩端電壓不能發(fā)生躍變，輸出電壓暫時(shí)保持V0L不變。由于此時(shí)M1的Vgs1突然增大，使得Vgs1>Vgs2，導(dǎo)致ID1遠(yuǎn)大于ID2（M1與M2是競(jìng)爭(zhēng)關(guān)系），尾電流I5幾乎全部流過(guò)M1，并經(jīng)過(guò)M3和M4的鏡像作用，使ID4(≈ID5)給CL充電，Vout開(kāi)始直線上升。此時(shí)由于M2中的電流幾乎為零，M2處于深度線性區(qū)。隨著Vout上升，M2的Vgs2逐漸增大，ID2相應(yīng)增加，當(dāng)Vout接近Vin時(shí)，ID1≈ID2，差動(dòng)放大器回到線性工作狀態(tài)（交流小信號(hào)工作狀態(tài)）。

假定Vin的跳變?cè)谳斎牍材ｋ妷悍秶鷥?nèi)。V0LV0HV0H76

SlewRate的形成原因（例1-無(wú)補(bǔ)償電容）VinVout初始電壓為V0H，電容兩端電壓不能躍變當(dāng)輸入電壓Vin發(fā)生負(fù)向大幅度跳變時(shí)，由于電容兩端電壓不能發(fā)生躍變，輸出電壓暫時(shí)保持V0H不變。由于此時(shí)M1的Vgs1突然減小，Vgs1<Vgs2，導(dǎo)致ID2遠(yuǎn)大于ID1，尾電流I5幾乎全部流過(guò)M2，ID2(≈ID5)使CL放電，Vout開(kāi)始直線下降。此時(shí)由于M1中的電流幾乎為零，M3和M4的電流也為零。隨著Vout下降，M2的Vgs2逐漸減小，ID1相應(yīng)增加，當(dāng)Vout接近Vin時(shí)，ID1≈ID2，差動(dòng)放大器回到線性工作狀態(tài)（交流小信號(hào)工作狀態(tài)）。

假定Vin的跳變?cè)谳斎牍材ｋ妷悍秶鷥?nèi)。VoutV0HSR=ID5/CLV0H對(duì)于M3，由于ID3=K(Vgs3-Vth3)=0，則Vgs3=Vth3。對(duì)于M4，由于Vgs4=Vgs3=Vth4=Vth3，故ID4=0V0LV0L77

SlewRate的形成原因（例2-有補(bǔ)償電容）VinVoutSR=I5/CCVout初始電壓為V0L，電容兩端電壓不能躍變V0L假定Vin的跳變?cè)谳斎牍材ｋ妷悍秶鷥?nèi)。V0L對(duì)于M3和M4，由于Vgs3=Vgs4=Vth3=Vth4，故ID3=ID4=0在起始階段：I6=I5+I7+ICL，I5給CC充電，Vout直線上升（由于輸出級(jí)的增益足夠高，M6的柵極可視為虛地）。這里假定M6可以瞬間提供很大的電流I6(VX電位降低，|Vgs6|增大)，且I6>>I5（輸出級(jí)具有較大的負(fù)載驅(qū)動(dòng)能力）。VXV0HV0H78

SlewRate的形成原因（例2-有補(bǔ)償電容）當(dāng)輸入電壓Vin發(fā)生正向大幅度跳變時(shí)，輸出電壓暫時(shí)保持V0L不變。由于此時(shí)M2的Vgs2突然增大，使得Vgs2>Vgs1，導(dǎo)致ID2遠(yuǎn)大于ID1，尾電流I5幾乎全部流過(guò)M2，ID2(≈I5)給CC充電，Vout開(kāi)始直線上升。此時(shí)由于M1中的電流幾乎為零，則M3和M4中的電流也為零。隨著Vout上升，M1的Vgs1逐漸增大，ID1相應(yīng)增加，當(dāng)Vout接近Vin時(shí)，ID1≈ID2，差動(dòng)放大器回到線性工作狀態(tài)（交流小信號(hào)工作狀態(tài)）。

VoutSR=I5/CCV0LV0H79

SlewRate的形成原因（例2-有補(bǔ)償電容）VinVout初始電壓為V0H，電容兩端電壓不能躍變假定Vin的跳變?cè)谳斎牍材ｋ妷悍秶鷥?nèi)。VoutV0HSR=I5/CCV0H在起始階段：為了使電流滿足關(guān)系I7=I5+I6+ICL，由于I7不變（Vgs7不變），迫使I6=0（迫使Vx電位升高，|Vgs6|減?。琁5使CC放電，Vout直線下降。SR-=min[I5/CC,(I7-I5)/CL]=I5/CC假定I7>>I5（通常輸出級(jí)具有較大的負(fù)載驅(qū)動(dòng)能力）V0LV0L80

SlewRate的形成原因（例2-有補(bǔ)償電容）當(dāng)輸入電壓Vin發(fā)生負(fù)向大幅度跳變時(shí)，輸出電壓保持V0H不變。由于此時(shí)M2的Vgs2突然減小，使得Vgs1>Vgs2，導(dǎo)致ID1遠(yuǎn)大于ID2，尾電流I5幾乎全部流過(guò)M1，經(jīng)過(guò)M3和M4鏡像后，ID4(≈I5)使CC放電，Vout開(kāi)始直線下降。此時(shí)由于M2中的電流幾乎為零，M2處于深度線性區(qū)。隨著Vout下降，M1的Vgs1逐漸減小，導(dǎo)致ID1減小，ID2相應(yīng)增加，當(dāng)Vout接近Vin時(shí)，ID1≈ID2，差動(dòng)放大器回到線性工作狀態(tài)（交流小信號(hào)工作狀態(tài)）。

VoutV0HSR=I5/CCV0L81對(duì)于大振幅輸入信號(hào)，其響應(yīng)速度將受到OPAMP的SlewRate限制，原因是沒(méi)有足夠的電流對(duì)電路中的補(bǔ)償和/或負(fù)載電容進(jìn)行充電或放電，導(dǎo)致輸出電壓不能跟隨輸入電壓發(fā)生變化，而是按照固定的速率上升或下降，從而形成所謂的“轉(zhuǎn)換”現(xiàn)象。由于轉(zhuǎn)換期間輸入-輸出關(guān)系是非線性的（擺率與輸入電壓的幅度大小無(wú)關(guān)），輸出電壓表現(xiàn)出較大的失真（大信號(hào)瞬態(tài)響應(yīng)特性）。例如，如果buffer的輸入信號(hào)為大振幅正弦信號(hào)Vin=V0sinω0t，則為了使輸出電壓能夠跟隨輸入電壓變化(即具有相同的瞬態(tài)響應(yīng)速度)，OPAMP的SlewRate必須滿足：SR>V0ω0因?yàn)閐Vin/dt(max)=V0ω0

OPAMP的SlewRate82

OPAMP的SlewRateOPAMP(Buffer)的SlewRate(SR)<V0ω0InputVoltage:

Vin=V0sinω0t83

4.4.3時(shí)域瞬態(tài)響應(yīng)特性2.建立時(shí)間ST（SettlingTime）

如果輸入階躍信號(hào)的幅度較小，則輸出不會(huì)發(fā)生“擺率”現(xiàn)象，運(yùn)算放大器表現(xiàn)出線性電路的特性，此時(shí)建立時(shí)間為交流小信號(hào)穩(wěn)定時(shí)間；如果輸入階躍信號(hào)的幅度足夠大，建立時(shí)間就包括“擺率”時(shí)間以及小信號(hào)穩(wěn)定時(shí)間。在“擺率”期間的上升或下降速度由擺率決定，而小信號(hào)穩(wěn)定期間的建立時(shí)間則與相位裕度的大?。O點(diǎn)和零點(diǎn)位置）有關(guān)。84

相位裕度與小信號(hào)瞬態(tài)響應(yīng)的關(guān)系補(bǔ)償電容Cc增大時(shí)，相位裕度PM增加，穩(wěn)定性能變好。但是，單位增益頻率ωta（gm1/CC）和SR（I5/CC）均減小，導(dǎo)致小信號(hào)和大信號(hào)動(dòng)作速度均減小，瞬態(tài)響應(yīng)速度變差。輸入電壓（小振幅階躍信號(hào)）輸出電壓85如果輸入階躍信號(hào)的幅度變化很?。ㄍǔＰ枰∮?.5V），輸出端不會(huì)出現(xiàn)“轉(zhuǎn)換”現(xiàn)象，此時(shí)瞬態(tài)響應(yīng)為線性響應(yīng)，輸出電壓的上升/下降速度與輸入電壓的幅度成正比。小幅度變化信號(hào)對(duì)應(yīng)的ST間接地反映了OPAMP的相位裕度大小，而相位裕度的大小是由極點(diǎn)和零點(diǎn)的位置所決定的。ST的大小決定了OPAMP的響應(yīng)速度（ST決定了能夠處理的信號(hào)最小周期—即最小等待時(shí)間，即信號(hào)的最大頻率）。注意SR與ST的概念不要混淆，前者反映大信號(hào)特性，而后者反映的是SR與小信號(hào)特性的綜合結(jié)果。為了提高測(cè)量精度，SR與ST應(yīng)分別仿真和測(cè)量（測(cè)量時(shí)應(yīng)加入實(shí)際電容負(fù)載）。在保證OPAMP穩(wěn)定工作的前提下，應(yīng)盡量增大SR和減小ST。

相位裕度與小信號(hào)瞬態(tài)響應(yīng)的關(guān)系86運(yùn)算放大器的基本特性總結(jié)直流或低頻增益:DCGain，Av(f)|f=0單位增益頻率ωta:UnityGainFrequency增益帶寬積:GBW=ωta=A0×ω-3dB輸入共模電壓范圍ICMR:無(wú)失真放大范圍輸入失調(diào)電壓（Inputoffset）:輸入差模信號(hào)為0時(shí)，輸出差模電壓不為0共模電壓抑制比CMRR（CommonModeRejectionRatio）電源變動(dòng)抑制比PSRR（PowerSupplyRejectionRatio）轉(zhuǎn)換速率SR（SlewingRate）穩(wěn)定時(shí)間ST（SettlingTime）相位裕度PM（PhaseMargin，β=1—最壞情況）輸入/輸出電阻（input/outputimpedance）輸出電壓的擺幅（outputswing）帶負(fù)載能力（sink/sourcecurrent）輸入等效噪聲電壓（Noise）87

理想運(yùn)放與實(shí)際運(yùn)放的性能比較例性能指標(biāo)增益帶寬積(VDD=5V)88

4.5運(yùn)算放大器的特性解析(Hspice)

1.Offset電壓在輸入電壓等于0或VDD的附近，超出OPAMP的輸入共模電壓范圍，導(dǎo)致放大倍數(shù)下降，輸入Offset電壓（VOS）增加。

而在運(yùn)放的輸入共模電壓范圍內(nèi)，輸入失調(diào)電壓主要由制造工藝的隨機(jī)誤差導(dǎo)致CMOS元器件的閾值電壓和尺寸失配所引起，而仿真中如果使用的CMOS元器件模型是對(duì)稱的，此時(shí)失調(diào)電壓的仿真結(jié)果只是由于運(yùn)放的增益不是無(wú)窮大引起的（如果增益為無(wú)窮大，則此時(shí)失調(diào)電壓為0）。DC解析：Vininp00.DCVin050.01Voff=Vout-Vin89

4.5運(yùn)算放大器的特性解析(Hspice)

1.Offset電壓因此，實(shí)際電路的失調(diào)電壓（測(cè)試結(jié)果）要比以上輸入失調(diào)電壓的仿真結(jié)果大。用蒙特卡洛模型（MonteCarloModel）仿真可得到接近實(shí)際電路的失調(diào)電壓（該模型中，考慮了制造工藝導(dǎo)致的元器件特性的隨機(jī)誤差）。902.輸入共模電壓范圍ICMR

(InputCommonModeRange)

如果輸入共模電壓太小，尾電流源工作在深度線性區(qū)，偏置電流不正常。相反當(dāng)輸入共模電壓超過(guò)一定的限度后，輸入端的差動(dòng)對(duì)管進(jìn)入線性區(qū)。這兩種情況均導(dǎo)致OPAMP的增益下降。

將運(yùn)放接成Buffer形式，對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行DC掃描，測(cè)試相應(yīng)的輸出電壓，同時(shí)監(jiān)測(cè)運(yùn)放差分對(duì)的尾電流。

輸出電壓能夠跟隨輸入電壓變化，同時(shí)運(yùn)放差分對(duì)的尾電流達(dá)到穩(wěn)定值時(shí)所對(duì)應(yīng)的輸入電壓范圍就是運(yùn)放的輸入共模電壓范圍。912.

輸入共模電壓范圍ICMR

(InputCommonModeRange)理想值與實(shí)際值之差92

3.

動(dòng)態(tài)特性（時(shí)域響應(yīng)特性）

如果輸入階躍信號(hào)的幅度足夠大，建立時(shí)間就包括“擺率”時(shí)間以及小信號(hào)穩(wěn)定時(shí)間。在“擺率”期間的上升或下降速度由擺率決定，而小信號(hào)穩(wěn)定期間的建立時(shí)間則與相位裕度的大小有關(guān)。仿真時(shí)應(yīng)加入實(shí)際負(fù)載模型。93

4.相位裕度PM直流等效電路交流等效電路

PM(GM)的仿真結(jié)果與輸入直流電壓DC（Vcm電壓）和負(fù)載（RL，CL）有關(guān)，應(yīng)加入適當(dāng)?shù)呢?fù)載模型。10GΩ電阻開(kāi)路，1F電容短路。94

相位裕度PM的HSPICE仿真例振幅（dB）相位（度）95

5.

共模抑制比（CMRR）

典型的減法電路，R可取20KΩ（或其他合適值），輸出電壓為同相輸入信號(hào)與反相輸入信號(hào)的差值。仿真電路1CMRR（dB）高頻時(shí)CMRR變差：差模電壓增益減小，共模電壓增益增大交流小信號(hào)電壓：Vout1=(1+R/R)Vin/2=Vin（共模信號(hào)）Vout2=-(R/R)Vin=-Vin（差模信號(hào)）96

5.

共模抑制比（CMRR）

仿真電路2交流等效電路97

6.

電源抑制比（PSRR）

將運(yùn)放接成Buffer形式，其正相輸入端加入輸入共模電壓范圍內(nèi)的某一直流電壓，在運(yùn)放的正電源與地之間加入直流分量DC和交流分量AC，其直流分量等于電源電壓，交流分量為有效值等于1、初相角等于0的正弦電壓信號(hào)。此時(shí)，輸出交流信號(hào)電壓的幅值和相位就等于輸出端與電源紋波之間的電壓增益的幅值和相位。

PSRR（dB）高頻時(shí)PSRR變差98

7.

振蕩解析（抗輸出大電流信號(hào)能力）99

7.振蕩解析（抗電源噪聲能力）模擬電源線上的噪聲100

4.6兩級(jí)運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)實(shí)例設(shè)計(jì)輸入：工藝參數(shù)；電源電壓；工作溫度性能要求：直流或低頻時(shí)的差模電壓增益Avd

輸入共模電壓范圍ICMR輸出電壓擺幅單位增益頻率ωta，相位裕度PM共模抑制比CMRR，電源抑制比PSRR擺率SR，建立時(shí)間ST靜態(tài)功耗設(shè)計(jì)輸出：電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)靜態(tài)電流（功耗）管子W/L尺寸無(wú)源器件的值（R，C）101

4.6兩級(jí)運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)實(shí)例12102

4.6兩級(jí)運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)實(shí)例

設(shè)計(jì)性能指標(biāo)要求

對(duì)于上圖所示兩級(jí)運(yùn)算放大器，假定VDD=3V，VTHN=|VTHP|=0.6V，

μnCox=110μA/V2，μpCox=55μA/V2，λp=0.05V-1，λn=0.04V-1。假設(shè)管子的柵長(zhǎng)均為L(zhǎng)=1um（通常選L=(4~8)

Lmin），且M1與M2對(duì)稱，M3與M4對(duì)稱。負(fù)載電容CL=15pF。

要求運(yùn)算放大器的性能指標(biāo)滿足下列條件：直流或低頻時(shí)的小信號(hào)差模電壓增益Avd

=4000V/V（72dB）輸入共模電壓范圍：Vcm,min=1V，Vcm,max=2.5V輸出電壓擺幅：0.5V≤Vout≤2.5V單位增益頻率ωta=

6.28×107rad/s(fta=10MHz)相位裕度PM=60°擺率SR=15V/μs靜態(tài)功耗P≤2mW103

相關(guān)公式（1）差動(dòng)輸入級(jí)的小信號(hào)差模電壓增益：（2）共源放大器的小信號(hào)電壓增益：（3）輸入共模電壓的最小值：（4）輸入共模電壓的最大值：（5）輸出電壓的擺幅（允許范圍）：（6）擺率：（7）開(kāi)環(huán)電壓增益的單位增益頻率：（