移相全橋軟開關(guān)電源論文

1、摘要 隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，對(duì)電源的要求也越來越高。模擬電路固有的精度差、溫度漂移大以及器件老化等問題，使得它在一些要求較高或者對(duì)接口、兼容要求高，溫度、噪聲敏感的場(chǎng)合難以達(dá)到令人滿意的效果。而隨著電路集成技術(shù)的提高，各種高性能微處理器的迅猛發(fā)展，已經(jīng)可以滿足實(shí)時(shí)控制的要求；體積小重量輕，可用于小型化、便攜電源；而其價(jià)格的降低，使得數(shù)字控制系統(tǒng)有了更為普及的應(yīng)用。本文采用microchip公司的16位dspic33f系列單片機(jī)作為移相全橋軟開關(guān)電源的主控制芯片。通過片內(nèi)的a/d轉(zhuǎn)換單元，將電流、電壓的采樣值轉(zhuǎn)換為數(shù)字量，利用增量式pid控制算法進(jìn)行反饋，通過片內(nèi)pwm輸出控制高頻開關(guān)，從而實(shí)

2、現(xiàn)基準(zhǔn)值與采樣值之間的誤差調(diào)節(jié)。本設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)的是一款為輸入單相交流220v；輸出直流電壓0100v連續(xù)可調(diào)；最大輸出電流為10a；最大輸出功率為1000w的開關(guān)電源。本文首先簡(jiǎn)單介紹一下系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)，然后深入研究移相全橋zvs pwm變換器原理和分析相關(guān)問題；接著是1000w開關(guān)電源的主電路硬件設(shè)計(jì)，包括主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，功能電路以及各電路參數(shù)的計(jì)算與元器件的選擇；最后研究移相全橋電源的數(shù)字控制方案，包括軟硬件的設(shè)計(jì)。本設(shè)計(jì)方案穩(wěn)定可靠，控制精度高，紋波系數(shù)小，能夠滿足應(yīng)用的需要。關(guān)鍵詞：移相全橋；軟開關(guān)；開關(guān)電源；pid控制；dspic33fabstract第1章 緒論1.1 課題研究背景及意

3、義隨著電子技術(shù)的高速發(fā)展，電子系統(tǒng)的應(yīng)用領(lǐng)域越來越廣泛，電子設(shè)備的種類也越來越多，電子設(shè)備與人們的工作、生活的關(guān)系日益密切。任何電子設(shè)備都離不開可靠的電源，它們對(duì)電源的要求也越來越高。電子設(shè)備的小型化和低成本化使電源以輕、薄、小和高效率為發(fā)展方向。目前，在dc/dc變換器中，全橋移相控制軟開關(guān)pwm變換器的研究十分活躍。它是直流電源實(shí)現(xiàn)高頻化的理想拓?fù)渲?，尤其是在中、大功率的?yīng)用場(chǎng)合。國內(nèi)外對(duì)全橋移相零電壓軟開關(guān)變換器的研究比較成熟，但目前研究熱點(diǎn)已轉(zhuǎn)向同時(shí)實(shí)現(xiàn)零電壓零電流軟開關(guān)。在數(shù)字控制方面，據(jù)文獻(xiàn)看來基本是dsp比較多，而用microchip公司的dsc高性能16位數(shù)字控制器在控制方面

4、可以比dsp更優(yōu)越。因此移相全橋軟開關(guān)電源還有更大的研究空間。本課題基于dspic33f的移相全橋軟開關(guān)電源能夠達(dá)到以上優(yōu)點(diǎn)，損耗小、感性關(guān)斷電壓尖峰和容性開通電流尖峰小、電磁干擾輕微、便于控制、低成本和高精度等，是目前研究的熱點(diǎn)課題。1.2移相全橋零電壓pwm（psc fb zvs-pwm）變換器在移相控制基礎(chǔ)上，利用功率mosfet的輸出電容和輸出變壓器的漏感作為諧振元件，使fb pwm變換器四個(gè)開關(guān)管依次在零電壓下導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)恒頻開關(guān)，稱為psc fb zvs-pwm變換器。由于減少了開關(guān)過程損耗，可保證變換器效率達(dá)80-90%，并且不會(huì)發(fā)生開關(guān)應(yīng)力過大的問題?，F(xiàn)在fb zvs-pwm開關(guān)

5、變換器已廣泛應(yīng)用于通信ac-dc一次電源、分布式軍用電源系統(tǒng)中。psc fb zvs-pwm變換器的優(yōu)點(diǎn)：開關(guān)管在zvs條件下運(yùn)行，開關(guān)損耗小，可實(shí)現(xiàn)高頻化；控制簡(jiǎn)單（脈寬恒定，只控制移相）；恒頻運(yùn)行；無需吸收電路；電流、電壓應(yīng)力小，類似pwm變換器。psc fb zvs-pwm變換器的缺點(diǎn)：當(dāng)負(fù)載很輕時(shí)尤其是滯后橋臂開關(guān)管的zvs條件難以滿足；原邊有較大環(huán)流，使導(dǎo)電損耗增大；輸出整流二極管不能實(shí)現(xiàn)零開關(guān)，其開關(guān)損耗大。早在1988年ge公司r.a.fisher等就報(bào)導(dǎo)了三路輸出（5v、15v、25v）的250w fb zvs-pwm 開關(guān)電源變換器，fa=500khz，功率密度37w/，效率

6、90%。1989年ibm公司walters、polivka等報(bào)導(dǎo)了在分布式軍用計(jì)算機(jī)電源中高密度模塊使用 fb zvs-pwm dc-dc變換器，輸出220w ,5v,輸入 270v。開關(guān)頻率200khz。設(shè)計(jì)要求功率密度10w/。mtbf17000小時(shí)。對(duì)損耗的分析有如下結(jié)果：總損耗約55w，包括：功率mos管及驅(qū)動(dòng)電路9.3w；磁元件8.5w；肖特基二極管27w；輸出濾波器1.5w；控制電路1.4w；其它3.7w。滿載時(shí)變化器效率分析值為79.8%，實(shí)驗(yàn)值為77%。1993年美國unitrode公司報(bào)導(dǎo)研制了 fb zvs-pwm dc-dc變換器，輸出48.8v，500w，輸入360v，

7、開關(guān)頻率200khz。1990年vpec j.a.sabate等設(shè)計(jì)試驗(yàn)了輸出2kw、360v的 fb zvs-pwm dc-dc變換器。輸入600v，開關(guān)頻率100khz,效率94.5%。總損耗113w，包括：功率mosfet46.3w；二極管21.8w；磁元件24.6w；吸收網(wǎng)絡(luò)和控制電路等20w。設(shè)計(jì)參數(shù)如下：dmax=0.8，d=0.67。cmax=82pf,c1=100pf，llk=52uf；負(fù)載小于額定值48%時(shí)，變化器失去zvs條件。1994年加拿大北方電信公司開發(fā) fb zvs-pwm dc-dc變換器型開關(guān)整流器。輸出1.5kw，54v；輸入電壓175-264v ac；輸入端

8、功率因數(shù)0.99.電流諧波畸變率（thd）0.9，重7kg，功率密度1.95w/。與同類pwm開關(guān)整流器相比，尺寸、重量下降40%。我國臺(tái)北delta(臺(tái)達(dá))電子公司推出fb zvs-pwm型100a/48v ac-dc開關(guān)整流器，主要技術(shù)指標(biāo)如下：開關(guān)頻率50khz，重30kg，功率密度183w/kg，效率90%，輸入端功率因數(shù)0.9，噪音2mv，輸出紋波28mv（pp），mtbf約10萬小時(shí)。1.3 本文內(nèi)容安排本文分為四章。第一章緒論中主要介紹本文的研究的背景及意義，同時(shí)介紹了研究的重點(diǎn)拓?fù)洌阂葡嗳珮蛄汶妷鹤儞Q器以及它國內(nèi)外發(fā)展。第二章簡(jiǎn)單介紹一下電源系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)。第三章研究了移相全橋

9、zvs pwm變換器原理，兩種不同的諧振過程是本章分析的重點(diǎn)，從中得出了實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)的條件，為選擇電路元器件提供依據(jù)。第四章是1000w移相全橋零電壓開關(guān)電源的主電路硬件設(shè)計(jì)，包括主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，功能電路以及各電路參數(shù)的計(jì)算與元器件的選擇。第五章研究移相全橋電源的數(shù)字控制方案，包括軟硬件的設(shè)計(jì)。主要采用microchip公司的16位dspic33f系列單片機(jī)作為移相全橋軟開關(guān)電源的主控制芯片。通過片內(nèi)的a/d轉(zhuǎn)換單元，將電流、電壓的采樣值轉(zhuǎn)換為數(shù)字量，利用增量式pid控制算法進(jìn)行反饋，通過片內(nèi)pwm輸出控制高頻開關(guān)，從而實(shí)現(xiàn)基準(zhǔn)值與采樣值之間的誤差調(diào)節(jié)。第2章 系統(tǒng)總體方案 2.1 系統(tǒng)整

10、體結(jié)構(gòu)在中大功率的開關(guān)電源電路中，一般采用全橋變換器，它的控制方式比較多。本設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)的是一款為輸入單相交流220v；輸出直流電源0100v可調(diào)；最大輸出電流為10a；最大輸出功率為1000w的開關(guān)電源，因此其dc/dc拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)為全橋。系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖如圖2.1所示。 整流濾波emi保護(hù)dc/dc全橋變換器輸出濾波負(fù)載驅(qū)動(dòng)電路dspic33f164gp206輸出電壓電流反饋輔助電源 ac 220v dc 50hz pwm1 pwm2 圖2.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖2.2 系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)概述和總電路圖 2.2.1 系統(tǒng)總設(shè)計(jì)概述dc/dc全橋變換器由四個(gè)功率開關(guān)管構(gòu)成，主變壓器只需要一個(gè)原邊繞組，通過正反

11、向的電壓得到正反向磁通，變壓器鐵芯和繞組得到最佳的利用，使效率和功率密度得到提高。本設(shè)計(jì)通過軟件設(shè)置pwm波形，利用pwm波形交替驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷的時(shí)間，完成對(duì)輸出電壓的穩(wěn)定，通過a/d轉(zhuǎn)換完成對(duì)開關(guān)電源輸出電壓和電流的采樣。開關(guān)電源工作時(shí)，采用電壓反饋由pwm控制實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的穩(wěn)壓功能。為了精確控制開關(guān)電路的電壓輸出，把單片機(jī)的高頻脈沖信號(hào)分頻后變成適宜的開關(guān)脈沖信號(hào)，作為dspic33f的計(jì)數(shù)脈沖和門控信號(hào)，單片機(jī)把給定值與采集的信號(hào)進(jìn)行比較，產(chǎn)生誤差信號(hào)。根據(jù)增量式pid算法設(shè)置dspic33f產(chǎn)生不同占空比的方波信號(hào)，經(jīng)過驅(qū)動(dòng)電路控制開關(guān)調(diào)整輸出電壓，以達(dá)到電壓的穩(wěn)定。2.2

12、.2 移相全橋軟開關(guān)電源總電路圖 基于dspic33f164gp206的移相全橋軟開關(guān)電源總電路圖見附錄。 第三章 移相全橋電路基本原理3.1 移相全橋零電壓pwm軟開關(guān)電路的工作原理3.1.1 基本結(jié)構(gòu)及工作過程圖2.1示出移相全橋型電路。ui為直流輸入電壓，uo 為輸出電壓。與普通全橋電路相比，電路中增加了一個(gè)諧振電感l(wèi)r 和與四個(gè)開關(guān)(s1s4) 并聯(lián)的電容(c1 c4) ,它不僅是獨(dú)立的電容元件,還包括開關(guān)器件中寄生的結(jié)電容。圖2.2 示出s1s4 的開關(guān)控制波形。除死區(qū)時(shí)間外,電路中總有兩個(gè)開關(guān)同時(shí)導(dǎo)通,其組合為s2和s3、s3和s1、s1和s4、s4和s2 ,周而復(fù)始,其中s2和s

13、3、s1和s4組合時(shí),全橋電路輸出能量；s3和s1、s4和s2 組合時(shí),全橋電路處于續(xù)流狀態(tài)，不輸出能量。改變這兩類組合的時(shí)間比例，即改變移相角，就能實(shí)現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)。圖3.1 移相全橋型電路 圖3.2 開關(guān)控制波形 根據(jù)輸出濾波電感l(wèi)o的電流是否連續(xù),電路的工作模式可分成連續(xù)和不連續(xù)兩種。在不連續(xù)工作模式下，s1s4 都不能實(shí)現(xiàn)零電壓開通,開關(guān)損耗大，這是應(yīng)該盡量避免的一種情況。鑒于在通常應(yīng)用(如開關(guān)電源、逆變焊機(jī))中，lo 的電流基本上都能連續(xù)，因此本文的討論僅限于連續(xù)工作模式。另外，在分析中假定開關(guān)、電容、電感和變壓器都是理想的。 諧振是移相全橋型電路實(shí)現(xiàn)開關(guān)的零電壓開通的關(guān)鍵。電路的

14、諧振過程發(fā)生在四種組合相互轉(zhuǎn)換的死區(qū)時(shí)間內(nèi)，每一開關(guān)周期有四次。由于諧振過程兩兩對(duì)稱,可分為: 1.輸出能量狀態(tài)s2和s3 、s1和s4 向續(xù)流狀態(tài)s3 和s1、s4 和s2 轉(zhuǎn)換的諧振過程,即超前橋臂s1、s2 的換流過程。2.續(xù)流狀態(tài)s3和s1、s4 和s2 向輸出能量狀態(tài)s1和s4、s2和s3轉(zhuǎn)換的諧振過程，即滯后橋臂s3、s4 換流過程。3.1.2 超前橋臂轉(zhuǎn)換的諧振過程以s2和s3向s3和s1 轉(zhuǎn)換為例,考慮到s2 關(guān)斷后, vd6 仍然導(dǎo)通, 所以諧振電路應(yīng)含lr、諧振電容c1和c2、變壓器t、輸出濾波電容co、lo ,將co、lo 折算到t 的初級(jí),并將co等效為電壓源,這時(shí)等效

15、的諧振電路見圖2.3a。因在諧振電路中電容可等效為零初值等值電容與電壓是電容初值電壓的電壓源串聯(lián)(見圖2.3b) ,所以諧振電路可化簡(jiǎn)為圖2.3c。根據(jù)圖2.3c 可得這一次諧振過程的微分方程為: （1）式中n 變壓器變比 c=c1+c2 l=lr+lo。初始狀態(tài):電容電壓(0) = ui ,諧振電流(0) = io/ n ,諧振過程開始于s2 關(guān)斷時(shí)刻,結(jié)束于s1 開通時(shí)刻,如果在諧振結(jié)束時(shí)滿足 = 0 ,s1 即為零電壓開通。 (a) 諧振過程等效電路 (b) 電容等效變換 (c) 簡(jiǎn)化等效電路圖3.3 超前橋臂轉(zhuǎn)換諧振過程等效電路 由于很大的lo 參與諧振,所以幾乎不衰減, (t) 可近

16、似為線性下降。為了使(t)能在t1 時(shí)間內(nèi)降至零,應(yīng)滿足以下條件:t1 kcui/io (2) 其中t1為s1和s2交換死區(qū)時(shí)間。相似的諧振過程發(fā)生在s1和s4 向s4 和s2 轉(zhuǎn)換的死區(qū)時(shí)間內(nèi),所以s1、s2實(shí)現(xiàn)零電壓開通的條件相同均為式(2)。3.1.3 滯后橋臂轉(zhuǎn)換的諧振過程 以s3 和s1 向s1 和s4 轉(zhuǎn)換為例，考慮到vd5、vd6 同時(shí)導(dǎo)通，t 的次級(jí)被短路，則諧振電路包含lr 、c1 、c2 和vd4 ,如圖2.4a 所示。采用電壓源等效的方法，電路可簡(jiǎn)化為圖2.4c。諧振過程中,lr 的電流減小，c的電壓升高,當(dāng)升高至ui時(shí),vd4 導(dǎo)通,諧振過程結(jié)束,這便為vd4對(duì)應(yīng)s4的

17、零電壓開通條件。這一次諧振過程的微分方程為: （3）式中c=c1+c2 l=lr 初始狀態(tài): (0) = 0 , (0) = io/n ,諧振過程開始于s3 關(guān)斷時(shí)刻,結(jié)束于s4 開通時(shí)刻。如果在諧振結(jié)束時(shí)滿足= ui ,s4 即為零電壓開通,諧振周期 ,諧振峰值。 死區(qū)選取t2 = tr/ 4 ,即諧振電壓達(dá)到峰值時(shí)結(jié)束換流為最好,它可作為選取t2 的依據(jù)。滯后橋臂s3 、s4 實(shí)現(xiàn)零電壓開通的條件是up ui ,即: ui (4)這一不等式是設(shè)計(jì)lr 的依據(jù)。t2為s3和s4交換的死區(qū)時(shí)間。(a) 諧振過程等效電路(b) 電容等效變換(c) 簡(jiǎn)化等效電路圖3.4 滯后橋臂轉(zhuǎn)換的諧振過程等效

18、電路3.2 移相全橋零電壓電路占空比丟失現(xiàn)象 fb-zvs-pwm電路的一個(gè)特殊現(xiàn)象就是占空比丟失，它總是發(fā)生在輸出能量狀態(tài)( s2和s3 、s1和s4 ) 的開始，如圖2.2 。這時(shí)s3 剛開通，lr 的電流剛剛衰減至零或尚未衰減至零，t的次級(jí)處于續(xù)流狀態(tài),其兩端的電壓為零，lr承受電壓ui ,其電流反向并逐漸增大，只有當(dāng)其電流增大至io/ n 時(shí)，t 的次級(jí)才退出續(xù)流狀態(tài)，兩端的電壓才升高至ui ,lr 的電流增加變慢，其上升率主要由lo 決定。這樣，從s3 開通到t退出續(xù)流狀態(tài)，t 并不輸出電壓,這一段時(shí)間就是丟失的占空比: ?？梢?，lr 越大、io 越大，的丟失現(xiàn)象也越嚴(yán)重。3.3 分

19、析總結(jié) 本章介紹了移相全橋軟開關(guān)電路中的兩種諧振過程，得出了超前和滯后橋臂的零電壓條件，并對(duì)兩個(gè)不同的諧振過程進(jìn)行了比較,得出以下結(jié)論: 1.超前橋臂的零電壓條件主要取決于死區(qū)時(shí)間；滯后橋臂的零電壓條件主要取決于lr 的大小。同時(shí)兩者都與 的大小有關(guān)。 2.滯后橋臂的死區(qū)時(shí)間應(yīng)取tr 的1/ 4 。 3.超前和滯后橋臂的死區(qū)相等時(shí),滿足滯后橋臂零電壓條件的 一定也滿足超前橋臂的零電壓條件，即超前橋臂的零電壓開通比滯后橋臂容易。第四章 1000w開關(guān)電源主電路設(shè)計(jì)4.1 開關(guān)電源性能指標(biāo)的確定本文設(shè)計(jì)的一款輸出功率可達(dá)1000w的高頻開關(guān)電源，其具體的性能指標(biāo)如下：輸入交流電壓：ac 220v

20、50hz 輸入直流電壓：dc 180350v 輸出直流電壓：dc 5100v可調(diào)輸出額定電流：10a輸出額定功率：1000w開關(guān)頻率：100khz4.2 主電路結(jié)構(gòu)本電源主電路結(jié)構(gòu)包括輸入整流濾波電路；移相全橋主功率電路；輸出整流濾波電路等組成。 4.2.1 輸入整流濾波電路開關(guān)電源的輸入電路主要由電磁干擾（emi）濾波器和保護(hù)元件所組成，它置于交流電源進(jìn)線與整流電路之間。隨著對(duì)開關(guān)電源性能要求與安全要求的不斷提高，尤其是對(duì)大功率高頻率的開關(guān)電源而言，輸入電路的設(shè)計(jì)已成為不可忽略的問題。開關(guān)電源輸入電路中的emi濾波器有c型（純電容）、l型（一個(gè)電感、一個(gè)電容）、t型（兩只電感、一個(gè)電容）、型

21、（一個(gè)電感、兩只電容）、雙型（對(duì)稱繞在同一鐵芯上的兩個(gè)電感、兩只電容）等。對(duì)于較大功率的開關(guān)電源，其輸入電路中的emi濾波器大多采用以雙型濾波器為基礎(chǔ)的復(fù)式混合型結(jié)構(gòu)。本設(shè)計(jì)采用的emi濾波器電路如圖4.1所示。 圖4.1 開關(guān)電源輸入端emi濾波器電路 在圖4.1中，l1與l2、c1與c2和c3與c4組成emi濾波器，用于差模-共模方式的emi/rfi的抑制。本設(shè)計(jì)在元器件數(shù)值上，l1=l2=0.8mh，c1=c2=0.33uf，c3=c4=2200pf。l1和l2對(duì)共模干擾信號(hào)呈現(xiàn)高阻抗，而對(duì)差模信號(hào)和電源電流呈現(xiàn)低阻抗，這樣就保證了對(duì)電源電流的衰減甚微，而同時(shí)又抑制了電流噪聲。通常l1、

22、l2對(duì)稱地繞在同一磁芯上，這樣可以在正常工作電流范圍內(nèi)，由于磁性材料產(chǎn)生的磁性互相補(bǔ)償，從而能避免磁通飽和。但是對(duì)于不對(duì)稱干擾信號(hào)來說，這兩個(gè)線圈產(chǎn)生的磁場(chǎng)是相互加強(qiáng)的，對(duì)外呈現(xiàn)出的總電感明顯加大，于是，對(duì)稱的干擾信號(hào)就被l1、l2和c1、c2大大地抑制了。emi濾波器后接全橋整流濾波電路。vd1vd4和電解電容c5組成了橋式整流濾波電路。4.2.2 移相全橋主功率電路 移相全橋主功率電路如圖4.2所示。全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由q1q4四個(gè)主功率igbt組成。高壓瓷片電容c1c4并聯(lián)igbt兩端?？旎謴?fù)二極管vd1vd4反并聯(lián)igbt兩端以提供無功返回通道。通過dspic33f輸出移相pwm控制信號(hào)對(duì)四

23、個(gè)igbt驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行控制，驅(qū)動(dòng)igbt導(dǎo)通和關(guān)斷，從而在a、b端得到脈寬可調(diào)的高頻交流方波電壓。可以通過改變超前橋臂和滯后橋臂的相位差來調(diào)節(jié)輸出電壓，具體方法見第五章的控制電路設(shè)計(jì)。高頻變壓器t1起到隔離和降壓的作用，它有一個(gè)原邊繞組，兩個(gè)帶中心抽頭的副邊繞組。在高頻變壓器的原邊串聯(lián)阻斷電容c5和諧振電感l(wèi)r。阻斷電容在環(huán)流期間加速環(huán)流衰減，使得滯后臂容易實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，保證原邊電流回零，防止變壓器直流偏磁，以實(shí)現(xiàn)變壓器磁芯的磁感應(yīng)復(fù)位。附加諧振電感l(wèi)r，為開關(guān)管的并聯(lián)電容器充放電提供足夠的磁場(chǎng)能量，可促進(jìn)變換器滯后橋臂實(shí)現(xiàn)zvs。超前橋臂諧振過程與副邊單個(gè)整流管導(dǎo)通期，其輸出濾波電感反射到原邊，參與串聯(lián)諧振的電感量很大：（），在一定負(fù)載電流時(shí)可讓超前橋臂并聯(lián)電容迅速完成充放電過程，比較容易實(shí)現(xiàn)大范圍負(fù)載電流 變化的零電壓開關(guān)。而滯后橋臂的諧振過程發(fā)生在副邊兩只整流管的同時(shí)導(dǎo)通期間，它切斷了副邊反射電感，使參與滯后橋臂諧振電感量減到只剩下lr，所以在相同負(fù)載電流時(shí)滯后橋臂更難實(shí)現(xiàn)zvs。圖4.2 主功率電路及輸出濾波電路但如果附加諧振電感l(wèi)r過大，會(huì)延長(zhǎng)原邊電流在正負(fù)半周的轉(zhuǎn)換時(shí)間，也