非線性失真定義

1、編輯本段非線性失真定義非線性失真亦稱波形失真、 非線性 畸變，表現(xiàn)為音響系統(tǒng)輸出信 號與輸入信號不 成線性關(guān)系，由電子元 器特性：曲線的非線性所引起，使輸出信號中產(chǎn)生新的諧波成分，改變了原 信號頻譜，包括諧波失真、瞬態(tài) 互調(diào)失真、 互調(diào)失真等，非 線性失真 不僅會破壞 音質(zhì)，還有可能由于過量 的高頻諧波和直流分量燒毀 音箱高音揚聲器和低 音揚聲器。失真對音 質(zhì)的影響極大。 當(dāng)音響設(shè) 備存在非線性失真時，會造成聲音渾濁， 發(fā)毛、發(fā)沙、發(fā)破、發(fā)炸或者發(fā)硬，真實感變差。音 響系統(tǒng)的非線性失真包括削波失真、諧波失真、互 調(diào)失真以及瞬態(tài)失真等，音箱過載時，也同樣會聲音產(chǎn)生非線性失真。非線性失真存在 于音

2、響系統(tǒng)的各個環(huán)節(jié)中，無論采取何種技術(shù)措施，想要完全消除它是不可能的。編輯本段非線性失真解析一個理想的放 大器，其輸出信號應(yīng)當(dāng)如實的反映輸入信號，即他們盡管在幅度上不同，時間上也可能有延遲，但波形應(yīng)當(dāng)是相同的。但是，在實際放大器中，由于種種原因，輸入信號不可能與輸入信號的波形完全相同，這種現(xiàn)象叫做失真。放大器產(chǎn)生失真的原因主要有2個： 放大器件的工作點進入了特性曲線的非線性區(qū)，使輸入信號和輸出信號不再保持線性關(guān)系，這樣產(chǎn)生的失真稱為非線性失真。 放大器的頻率特性不好，對輸入信號中不同頻率成分的增益不同或延時不同，這樣產(chǎn)生的失 真成為線性失真。非線性失 真產(chǎn)生的主要原因來自兩個方面： 晶體管等特性

3、的非線性； 靜態(tài)工作等位置設(shè)置的不合適或輸入信號過大 由于放大器件工作在非線性區(qū)而產(chǎn)生的非線 性失真有4種：飽和失真、截止失真、交越失真和不對稱失真。在共發(fā)射 極放大電路中，設(shè)輸入信號V i為正弦波，并且工作點選擇在輸入特性曲線的直線部 分，這樣它的輸入電流ib也將是正弦波 。如果由于 電路元件參數(shù)選擇不當(dāng)，使靜態(tài)工作點（Q點）電流ICQ比較高，則對輸入電流的負 半周，基極總電 流iB和集電極總電 流iC都減小，使集電極電 壓V C 升 高，形成輸出 電壓的正半周，這個輸出電壓仍然是正弦波，沒有失 真。但是在輸入電 流的正半周中 ，當(dāng)iB由iBQ = 30 S 增加到40叭時，iCQ隨之由IC

4、Q 增大到 iCmax ,這樣形 成的輸出電壓的負半周的底部被削，不再是正弦波， 產(chǎn)生了失真。這種由于放大器件工作到特性曲線的飽和區(qū)產(chǎn)生的失真，成為飽和失真。相反地，如果靜態(tài)工作點電流ICQ 選擇的比較低，在輸入電流正半周時，輸出電壓無失真。但是，在輸入電流的負半周，晶體管將工作到截止區(qū)，從而使輸出電壓的正半周的頂部 被削，產(chǎn)生了失真。這種失真是由于放大器工作到特性曲線的截止區(qū)產(chǎn)生的，稱為截如果所使止失真。出現(xiàn)削底。若為避免產(chǎn)生這用的放大器件是PNP型的，則飽和失真時將輸入信號幅度過大，有可能同時出現(xiàn)飽和失真和截止失真。2種失真，靜態(tài)工作點 Q應(yīng)位于交流負載線的中出現(xiàn)削頂，而截止失真將 不難看

5、出， 點,并要求輸入信號幅度不要過大。交越失真是乙類推挽放大器所特有的失真。在推挽放大器中,由2只晶體管分別在輸入信號的不給晶體管建管的輸入特性正、負半周導(dǎo)通，對正、負半周信號進行放大。而乙類 立靜態(tài)偏置，使其導(dǎo)通的時間恰好為信號的半個周期。曲線在 V B E較小時是彎曲的，晶 體管基本上不導(dǎo)通，即存在死區(qū)電壓放大器的特點是但是，由于晶體2只晶體管基本上都不導(dǎo)通。這樣，當(dāng)輸入時，輸出信號將不再是正弦波，即產(chǎn)生了失真這種失真是由于 2只晶作時 交接”不好而 產(chǎn)生的，稱為交越失 真消除交越失真 靜態(tài)偏置，使它的基極電壓始終不小于死區(qū)電壓。為了明顯降低,起始靜態(tài)偏置電流不應(yīng)太大。這樣就把乙類推挽放大

6、器變甲乙類推挽放大器。V r。當(dāng)輸入信號電壓小于死區(qū)電壓時, 信號為正弦波體管在交替工體管建立起始太大。的辦法是給晶不使電路的效率成了經(jīng)常使用的不對稱失真也是推挽放大器所特有的失真，它是由于推挽管特性不對稱，而使輸入信號的正、負半周不對稱，這種失真稱為不對稱失真。消除辦法是選用特性對稱的是在O TL與OCL電路中，互補管應(yīng)選用同一種材料的，就是說都選都選用硅管，以保證其輸入特性的對稱。非線性失真時，輸入正弦信號，輸出將變成非推挽管。尤其用鍺管，或者當(dāng)電路有正弦信號。而該非正弦信號是由基波和大小，常用非 電壓幅度的百一系列諧波組成的，這就是非線性失真的特點。一個電路非線性失真的線性失真系數(shù) r來

7、衡量.r的定義 為：輸出信號中諧波電壓幅度與基波分比。 顯然r的值越小，電路 的性能也就越好。編輯本段減小非線性失真當(dāng)放大器輸入一個正弦信號時，由于放大器本身的非線性以及靜態(tài)工作點選擇不適當(dāng)就會使輸 出變?yōu)橐粋€非正弦信號，產(chǎn)生了非線性失真。使正負半周不對稱。引入負反饋以后可減小放大器的非線性失真。放大電路 中，由于晶體管等器件的非線性，當(dāng)輸入信號幅度較大時，放大電路的輸出波形將產(chǎn) 生失真。輸入信號 Ui為正弦波，輸出信號 Uo變成了上 大下小的失真波 形。引人負反 饋后，輸出波形有所改善，如圖中Uof所示。以電壓串聯(lián)負反饋為例，由于反饋網(wǎng)絡(luò) 是線性網(wǎng)絡(luò)， 所以，反饋電壓波形與輸出電壓波形一樣，

8、也是上大下小o該波形與原輸 入波形（正弦波）迭加，結(jié)果使凈輸入電壓波形產(chǎn)生了 ”預(yù)失真即Ube變成了上小下 大。預(yù)失真”正好抵消了部分因晶體管特性引起的非線性失真，從而使輸出波形比較 接近正弦波并得到改善。需要指出的是，由于負反饋的引入，在減小非線性失真的同時，降低了輸出幅度 ,而且對輸入信 號的固有失真，負反饋是無能為力的。編輯本段輸出電壓的最大幅度與非線性失真分析在給定電路參數(shù)的條:值或峰峰值來放大電路 輸出信號電壓的幅度受到飽和區(qū)和截止區(qū)的限制。件下，輸 出電壓不產(chǎn)生明顯失真時的幅值稱為最大輸出幅度，常用峰表示。受飽和區(qū) 的限制，輸出電壓的最大幅度只限制，最大輸出電壓幅度只能達到IC。因

9、此,為(UCEQ - UCES )與IC中較小值的二倍(靜態(tài)工作 點的設(shè)置對最大輸出幅度有很大能達至 U( UCEQ -UCES實際能達到的輸出電壓),受截止區(qū)的的最大幅度只能峰-峰值)。的影響。，要想 獲得較大的輸出幅度,應(yīng)把Q點設(shè)置在交流負載線的中點附近。二、放大 電路中的非線性失真晶體管工作在非線性區(qū)所引起的失真稱為非線性失真。產(chǎn)生非線性失真的原因來是晶體管特性的非線性；二是表明因Q點選擇的過高或過低而導(dǎo)致在輸入自兩個方面:Q點設(shè)置不合適或輸入信號過大。區(qū)或截止區(qū)而產(chǎn)生的失真，分別稱為飽和失真為了避免 瞬時工作點進入截止區(qū)而引起截信號部分時間內(nèi)，晶體管進入飽 和截止失真。止失真，則應(yīng)使:

10、IC ICm +ICEO GS0218為了避免瞬時工作點進入飽和區(qū)而引起飽和失真，則應(yīng)使:UCE MJom+ UCES GS021合的OFDM非線性失真編輯本段OFDM系統(tǒng)非線性失真自適應(yīng)補償技術(shù)摘要:提出了一種將部分傳輸序列與遞歸最小二乘法相結(jié)自適應(yīng)補償技 術(shù)。利用部分傳輸序列降低法擬合高功率 放大器的幅度/幅度和幅度，相位特性 處理，以補償系統(tǒng)的非線性失真。仿真結(jié)果袁明,功率放大器引入的非線性失真進行有效的補償關(guān)鍵詞:正交頻分復(fù)用非線性失真部分傳無線通信業(yè)務(wù)的多媒體化是其未來發(fā)展的數(shù)據(jù)傳輸來支撐，因此寬帶傳輸是無線通信發(fā)OFDM信號的 峰均比；使用遞歸最小二乘曲線，對0FDM所提出的方法收

11、斂速輸序列遞歸最小二乘法信號進行預(yù)失真度快，能對高方向之一，而多媒體業(yè) 展的必然趨勢。正交頻分復(fù)用務(wù)要求有高速的技術(shù)可以有效地對抗信號波形間 聲性能和抗多徑衰落的能力，頻譜利用率高，適合于存在多徑頻移的無線移動信道中高速傳輸數(shù)據(jù)。目前，OFDM技術(shù)憑借其固有的成為研究的焦點.成為下一代無線通信OFDM(0rthogo nM Freque ncy Divisio n Multiplex ing)干擾，具有優(yōu)異的抗噪傳播和多普勒對抗時延擴展的能力和較高的頻譜利用率迅速的核心技術(shù)。眾所周知,OFDM信號具有很高的峰均功率比，對高功率放大器 HPA(High PowerAmplifier)的線性度要求

12、很高，否則就會產(chǎn)生非線性失真，造成頻譜擴展以及帶內(nèi)信號畸變，使系 統(tǒng)的性能惡化，因此必須對系統(tǒng)的非線性失真進行抑制。本文提出 了一種將部分傳輸序列PTS(Partial Transmlt Sequences)與遞 歸最小二乘法RLS(Recursive Least Squares)相結(jié)合的失真補償技術(shù)，可以有效地減小高功率放大器的非 線性失真。1傳輸系統(tǒng)結(jié)構(gòu)OFDM的基本思想是將高速率的數(shù)據(jù)流變換成多路數(shù)據(jù)子流，然后用相互正交的子載波對數(shù)據(jù)子流分別進行調(diào)制。本文討論的發(fā)射系統(tǒng)框圖如圖I所示。由于重點分析OFDM信號的基帶自適 應(yīng)補償技術(shù)，為簡單起見，系統(tǒng)省略了加入保護間隔和上變頻部分。2自適應(yīng)

13、補償技術(shù)2 . 1部分傳輸序列部分傳輸序列(PTS )先將每個 OFDM符號分為 V個子塊，給每個子塊乘上一個相位因子，再對X(k)進行IFFT運算，得到 x (n)。相位因子 bi的選取應(yīng)使 x (n)的峰均功率比最低。2 . 2自適應(yīng)補償因此，幅度預(yù)失真通過對HPA的AM / AM特性曲線求逆實現(xiàn)，相位預(yù)失真則通過從原始信號的相位中減去 HPA的AM / PM響應(yīng)實現(xiàn)。3仿真結(jié)果分析考慮子載波數(shù)N=256的OFDM系統(tǒng)，子載波采用16QAM調(diào)制，PTS分塊數(shù) V=4 , 相鄰分割方式，采用4倍過采樣產(chǎn)生 OFDM時域信號，8=0. 004,入=1 , oA(O)=0 , 3P(0) = 0

14、。在通信系統(tǒng)中，預(yù)失真性能通常與多徑衰落無關(guān)，因此假設(shè)信道為理想的加性高斯白噪 聲信道，不存在符號間干擾，收發(fā)端時鐘精確同步。其中，Pmax表示放大器的最大輸出功率，Po表示放大器輸出信號的平均功率。圖2給出了不同的輸出功率回退條件下，無預(yù)失真和 有預(yù)失真時接收端的信號星座圖。從中可以看出，預(yù)失真可以有效地補償功率放大器引起的非線性失真(圖2(a)、(b)。同時也可看到，隨著輸出功率回退的減小，高功率放大器進入了限幅區(qū)，這時，即使預(yù)失真也無法 完全消除功率放大器引入的非線性失真(圖2(c)、(d)。在OBO=4 . 5dB時，有，無預(yù)失真系統(tǒng)的誤比特率曲線如圖3所示。要使高功率放大器最有效地工作，需要在放大器最大輸出功率與OFDM信號最小非線性失真之間進行折中，為此，定義系統(tǒng)的總退化TD(TotalDegTadatio n)為：其中，Eb/No ( HPA)表示在特定的誤碼率條件下，使用非線性功率放大器時所需的攝低 Eb/No ; Eb/No(AWGN)表示在相同的誤 碼率條件下，不使用菲線性功率放大器對所需的 最低Eb/No。系統(tǒng)總退化 隨輸出功率回退的改變而改變，存在一個最小值，對應(yīng)的OBO值稱為最優(yōu)功率回退，其值通常用來評估失真補償算法性能的好壞。本文提出了一種將部分傳輸序列與預(yù)失真相結(jié)合來補償 OFDM系統(tǒng)非線