軌至軌遲滯比較器

1、摘要摘要隨著許多運(yùn)算放大器被應(yīng)用于便攜設(shè)備，低電壓運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)已成為研究的熱點(diǎn)。允許放大器在電源電壓降低的情況下，保持一個(gè)可接受的性能水平，這樣的設(shè)計(jì)技術(shù)往往有著巨大的需求。在低電壓放大器設(shè)計(jì)中最重要的特點(diǎn)之一，是確保放大器在整個(gè)輸入共模變化范圍內(nèi)保持恒定的行為。在本文中介紹了幾種實(shí)現(xiàn)恒跨導(dǎo)軌至軌輸入級的設(shè)計(jì)思想和方法，并對這些技術(shù)作了總結(jié)和對比。在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)并用hspice仿真了一個(gè)單電源3.3v供電的軌至軌輸入運(yùn)算放大器 ，該放大器的結(jié)構(gòu)旨在實(shí)現(xiàn)放大器在整個(gè)輸入共模范圍內(nèi)有著恒定的輸入級跨導(dǎo)。另外，本文對設(shè)計(jì)的運(yùn)算放大器取消了頻率補(bǔ)償設(shè)計(jì)部分，使之成為兩級開環(huán)比較器。同時(shí)對比較器采用了

2、反饋電路以實(shí)現(xiàn)遲滯環(huán)的特性。關(guān)鍵字： 軌至軌，穩(wěn)定跨導(dǎo)，運(yùn)算放大器，兩級開環(huán)比較器，遲滯環(huán) iiiabstractlow voltage operational amplifier design has become an increasingly interesting subject as many applications switch to portable battery powered operations. the need for design techniques to allow amplifiers to maintain an acceptable level of p

3、erformance when the supply voltages are decreased is immense. one of the most important features in low voltage amplifier designs is ensuring that the amplifier maintains constant behavior in the presence of rail-to-rail input common-mode variations. in this work several design ideas and methods whi

4、ch aim at achieving constant transconductor of input-stage in low voltage operational amplifiers are introduced and compared with each other for technique summarization.on this basis, an operational amplifier, of the structure designed to achieve the constant transconductor of the input-stage over t

5、he entire input common-mode voltage, working in signal 3.3v supply source, is designed and simulated by hspice. in addition, in this work a two-stages open-loop camparator is designed under the condition that the operational amplifier designed to cancel the part of frenquency compensation. and compa

6、rator uses a positive feeback circuit in order to acheive the characteristics of the hysteresis behavior.keywords：rail-to-rail, constant transconductor, operational amplifier, two-stages open-loop camparator, hysteresis loop. 目錄目 錄第1章 緒論11.1 前言11.2 放大器和遲滯比較器的性能指標(biāo)21.3 研究現(xiàn)狀和本文主要內(nèi)容4第2章 軌至軌輸入級穩(wěn)定跨導(dǎo)技術(shù)62.1

7、 軌至軌輸入62.2 實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定跨導(dǎo)的意義92.3 軌至軌輸入級穩(wěn)定跨導(dǎo)相關(guān)實(shí)現(xiàn)技術(shù)122.3.1 控制流過輸入差分對的尾電流132.3.2 最大/最小電流選擇電路實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定跨導(dǎo)192.3.3 使用直流電平位移電路重疊n-p過渡區(qū)232.4 穩(wěn)定跨導(dǎo)相關(guān)實(shí)現(xiàn)技術(shù)的比較和總結(jié)29第3章 兩級開環(huán)比較器及遲滯環(huán)303.1 比較器靜態(tài)與動態(tài)特性303.2 兩級開環(huán)比較器343.3 遲滯比較器403.4 施密特觸發(fā)器電路45第4章 具有全輸入范圍的遲滯比較器設(shè)計(jì)及仿真484.1 設(shè)計(jì)指標(biāo)和設(shè)計(jì)思路484.2 兩級運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)及仿真484.3 遲滯比較器的設(shè)計(jì)及仿真59第5章 總結(jié)65參考文獻(xiàn)67致謝6

8、9外文資料原文70外文資料譯文76 第1章 緒論第1章 緒論1.1 前言運(yùn)算放大器是模擬和數(shù)字電路設(shè)計(jì)中最常使用的模塊單元之一。在通信信號發(fā)送器和接收器、醫(yī)學(xué)設(shè)備和多媒體電子等諸多應(yīng)用中都能看到放大器的存在。20世紀(jì)90年代以來，隨著亞微米、深亞微米技術(shù)的發(fā)展和片上系統(tǒng)芯片（soc）技術(shù)的日益成熟，在這些應(yīng)用中，由于大多設(shè)備逐漸向便攜式和電池供電下工作的方向轉(zhuǎn)變，對于低電壓和低功耗的放大器設(shè)計(jì)正穩(wěn)步增長。低功耗放大器設(shè)計(jì)的主要目標(biāo)是保持其性能隨著供電電壓的持續(xù)降低能夠處于一個(gè)可接受的水平。總體來說，對于cmos vlsi技術(shù)而已，隨著供電電壓和電流的降低，晶體管的性能也會降低。這使得研究和探索

9、低電壓和低功耗設(shè)計(jì)技術(shù)成為必要，以至于來彌補(bǔ)由于供電電壓和電流降低而造成性能上的損失。隨著模擬電路中供電電壓和電流的降低，衡量電路性能的大多指標(biāo)會降低。例如，對于較低的供電電壓，電路的的性噪比降低，因?yàn)殡娐纷畲蟮妮斎牒洼敵鲂盘柗秶S之變得更小。與此同時(shí)，隨著供電電壓和總的電流的降低，電路所能獲得的帶寬也降低。擺幅的降低使靠使用類似共源共柵的結(jié)構(gòu)來增加輸出阻抗的方法不可用。對于最小可用的供電電壓來說，它需要滿足以下表達(dá)式：（1-1）這里，vdsat是晶體管最小的飽和電壓；vsignal_swing是電路的信號擺幅；k 代表堆疊的晶體管數(shù)目。因此，隨著供電電壓的降低，所允許的最大k值也會減小，這意

10、味著類似于共源共柵結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)在輸入和輸出的設(shè)計(jì)是不現(xiàn)實(shí)的。上面所闡述的困難在所有的低電源電壓設(shè)計(jì)中都是會遇到的，在設(shè)計(jì)層面上是必須得考慮的問題。然而對于放大器設(shè)計(jì)而言，還存在其它的性能指標(biāo)，如dc增益、增益帶寬積、相位裕度及功耗，也會受到由于電源電壓降低而帶來的不良影響。為了使這些性能參數(shù)在地電壓設(shè)計(jì)中不會降低，研究導(dǎo)致其降低的原因是首要問題。因此，問題就變化為了彌補(bǔ)低電壓和低功耗應(yīng)用帶來的不良影響，怎樣的設(shè)計(jì)才是最優(yōu)的放大器設(shè)計(jì)？困擾低電壓放大器設(shè)計(jì)的主要因素是什么以及如何采用額外的電路來克服所遇到的問題？這些問題將在本文中作詳細(xì)的介紹（僅限于軌至軌輸入級）。1.2 放大器和遲滯比較器的性能

11、指標(biāo)比較器從實(shí)現(xiàn)的方法上可以分為開環(huán)比較器、可再生比較器和綜合型比較器。開環(huán)比較器是基于非補(bǔ)償?shù)倪\(yùn)算放大，再生比較器使用類似傳感放大器或觸發(fā)器的正反饋來完成對兩個(gè)信號幅度的比較。綜合型比較器則綜合了開環(huán)和在再生兩類比較器的結(jié)構(gòu)。本文所闡述的的主要是基于所設(shè)計(jì)的運(yùn)算放大器來實(shí)現(xiàn)所需要的開環(huán)比較器的，然后再采用額外的電路來實(shí)現(xiàn)所需要的遲滯環(huán)特性。比較器需要差分輸入和足夠的增益以達(dá)到所要求的精度，比較器大都采用開環(huán)模式，這種簡化使得沒有必要對比較器進(jìn)行補(bǔ)償。事實(shí)上，對比較器最好不要進(jìn)行補(bǔ)償以是其具有最大的帶寬和較快的響應(yīng)。比較器的典型性能指標(biāo)包括輸出電壓voh和vol，輸入精度，傳輸時(shí)延，輸出電壓擺

12、率，輸入共模范圍（icmr）。遲滯比較器還包括正向閾值電壓（vth+）、反向閾值電壓（vth-）及遲滯環(huán)的穩(wěn)定性。voh和vol是比較器輸出電平的最大、最小值。輸入精度是輸入分別達(dá)到上限和下限時(shí)輸入所需的最小電壓差，其由比較器的增益和輸出擺幅決定。傳輸時(shí)延是輸入激勵(lì)和輸出響應(yīng)之間的一個(gè)時(shí)延，對于在a/d轉(zhuǎn)換器中，這個(gè)參數(shù)經(jīng)常是轉(zhuǎn)換率的限制因素。比較器的傳輸時(shí)延隨輸入幅度的變化而變化，較大的輸入將使時(shí)延較短。輸入電平會增大到一個(gè)上限，這里即使輸入電平再增大也無法對時(shí)延產(chǎn)生影響，這時(shí)電壓的變化率被稱為擺率。輸入共模范圍是比較器正常工作狀態(tài)下的共模輸入電壓范圍，這個(gè)范圍一般是比較器所有晶體管處于飽和

13、狀態(tài)的范圍。在遲滯比較器中，輸入從負(fù)值開始并向正值變化是，輸出不變，直至輸入達(dá)到正向閾值電壓（vth+）時(shí)，比較器輸出才開始改變；一旦輸出變高，時(shí)間的閾值電壓（轉(zhuǎn)折電壓）被改變；當(dāng)輸入向負(fù)值方向減小是，輸出不變，直至輸入達(dá)到負(fù)向閾值電壓（vth-）時(shí)，比較器輸出才開始改變。遲滯環(huán)的穩(wěn)定性指正向閾值電壓（vth+）和負(fù)向閾值電壓（vth-）隨溫度等的影響。有很多的參數(shù)用來表征一個(gè)放大器的工作性能，最基本的性能指標(biāo)包括dc增益（avo），增益帶寬積（gbw），相位裕度（pm）及功耗。也還有其它的一些指標(biāo)用來反映放大器的應(yīng)用領(lǐng)域和適合工作的環(huán)境，它包括壓擺率（sr），共模抑制比（cmrr），電源抑制

14、比（psrr），總的諧波失真（thd）以及輸入噪聲電壓。放大器的直流（dc）增益（avo）往往越大越好，這有助于或得較好的閉環(huán)特性。直流增益是放大器在開環(huán)下輸入到輸出的低頻增益，直流增益主要依賴于輸入管對的跨導(dǎo)（gm）和放大器的輸出電阻（ro）的積。輸入管的跨導(dǎo)表達(dá)式如（1-2）所示，其中u是遷移率，cox是柵氧電容，w和l是分別是晶體管的柵寬和柵長，idq是晶體管的靜態(tài)電流。晶體管的輸出電阻表達(dá)式由（1-3）給出，其中是溝道調(diào)制系數(shù)，vgs是柵源電壓，vt是晶體管的閾值電壓。從（1-2）和（1-3）可以知道，放大器的直流增益將受到的工藝參數(shù)的影響。由于工藝參數(shù)變化的隨機(jī)性，直流增益也將受到相

15、應(yīng)的影響。（1-2）（1-3） 增益帶寬積（gbw）反映了運(yùn)放響應(yīng)的速度，增益帶寬積在數(shù)值上等于放大器的直流增益和3db帶寬之積。對于放大器設(shè)計(jì)中是要求有高的增益帶寬積的，因?yàn)檫@使得放大器有較高的響應(yīng)速度。增益帶寬積主要依賴于放大器在輸出端的負(fù)載電容cl和輸入級的跨導(dǎo)gm。對于兩級及以上的多級放大器設(shè)計(jì)中，增益帶寬積還受到補(bǔ)償電容的影響。由前面所述的跨導(dǎo)受到工藝參數(shù)的影響，因此增益帶寬積（gbw）也同樣的受到工藝參數(shù)波動帶來的影響。相位裕度（pm）被用來衡量放大器在閉環(huán)應(yīng)用中所產(chǎn)生的穩(wěn)定性問題。對于放大器而言要求在開環(huán)單位增益頻率點(diǎn)時(shí)擁有大于45度的相位裕度，意味著此時(shí)放大器的頻率特性分析中，

16、增益交點(diǎn)比相位交點(diǎn)先存在。放大器的相位裕度主要依賴于系統(tǒng)的主極點(diǎn)和次主極點(diǎn)的分離遠(yuǎn)近的情況（假設(shè)零點(diǎn)的影響可以忽略時(shí)），在多級放大器設(shè)計(jì)中往往采用米勒補(bǔ)償電容來實(shí)現(xiàn)極點(diǎn)的分離。然而放大器的增益和3db帶寬將很大程度影響相位裕度。對于更高的增益要求更大程度上的極點(diǎn)分離以便獲得一個(gè)可被接受的相位裕度。同時(shí)3db帶寬表明了主極點(diǎn)的位置，以及暗示了考慮放大器穩(wěn)定性時(shí)所要求的次主極點(diǎn)位置。由此可知，隨著放大器的增益和3db帶寬的改變，保證放大器穩(wěn)定性的補(bǔ)償電容的大小也隨之改變。功耗直接限制了放大器可用的最大的增益帶寬積（gbw），因?yàn)橛绊懺鲆鎺挿e的輸入對的跨導(dǎo)受到其靜態(tài)電流的限制。當(dāng)設(shè)計(jì)一個(gè)放大器時(shí)，

17、設(shè)計(jì)的目標(biāo)是在滿足功耗要求上限的情況下使增益帶寬積（gbw）達(dá)到最大。正如之前所述的那樣，在低電壓設(shè)計(jì)中由于輸入級的信號擺幅變得更小了，放大器的信噪比降低了。這就使得在低電壓設(shè)計(jì)中獲得軌至軌（rail-to-rail）輸入的擺幅變得很有必要。這也就意味著放大器的性能參數(shù)需要在負(fù)電源電壓軌線（vss）到正電源電壓軌線（vdd）之間的整個(gè)輸入共模范圍內(nèi)保持相對的穩(wěn)定。這就使得輸入信號能夠足夠大以便獲得最大化的信噪比。為了獲得軌至軌的輸入特性，保持放大器的性能參數(shù)在整個(gè)共模輸入范圍內(nèi)相對穩(wěn)定是必要的。如果放大器的性能參數(shù)不是穩(wěn)定的，放大器的特性將隨著輸入共模范圍變化而展現(xiàn)出我們所不期望看到的變化。例

18、如，如果放大器的直流增益（avo）隨著輸入共模范圍變化，那么放大器打的相位裕度（pm）和增益帶寬積（gbw )將相應(yīng)的變化。這就會使放大器在某個(gè)共模電壓上處于不穩(wěn)定的狀態(tài)或者過補(bǔ)償?shù)臓顟B(tài)。由于直流增益和增益帶寬積高度依賴于輸入對的跨導(dǎo)，因此在整個(gè)輸入共模范圍內(nèi)保證輸入對跨導(dǎo)穩(wěn)定能夠獲得相對穩(wěn)定的直流增益和增益帶寬積。根據(jù)相關(guān)方面的文獻(xiàn)闡述4-16，有相當(dāng)多的設(shè)計(jì)技術(shù)用來盡可能的獲得一個(gè)相對穩(wěn)定的跨導(dǎo)。1.3 研究現(xiàn)狀和本文主要內(nèi)容相關(guān)研究表明4-16放大器的主要性能指標(biāo)如直流增益，增益帶寬積，相位裕度等主要受到輸入級設(shè)計(jì)上的影響。正因?yàn)槿绱?，在低電壓上確保軌至軌輸入的設(shè)計(jì)重點(diǎn)就集中在了使輸入級

19、特性在整個(gè)輸入共模范圍保持穩(wěn)定。在低電壓放大器設(shè)計(jì)中通常使用折疊共源共柵結(jié)構(gòu)，因?yàn)檫@種結(jié)構(gòu)使得在低電壓設(shè)計(jì)中能夠最大程度地對輸入級進(jìn)行處理以便獲得軌至軌的輸入范圍。對于輸入級通用的技術(shù)是采用互補(bǔ)差分對來實(shí)現(xiàn)，即同時(shí)使用n溝道差分對和p溝道差分對。采用這種結(jié)構(gòu)確保了在輸入共模電壓向電源電壓軌線靠近時(shí)至少一種差分對處于工作狀態(tài)。然而互補(bǔ)差分對的使用還不足以保證在整個(gè)輸入共模范圍內(nèi)擁有相對穩(wěn)定的工作特性。輸入共模信號接近其中的一條軌線時(shí)，其中一個(gè)差分對導(dǎo)通，而另一個(gè)差分對關(guān)斷。輸入共模信號處于中間電壓附近時(shí)，兩個(gè)差分對都同時(shí)導(dǎo)通，輸入級的總跨導(dǎo)是只有一個(gè)差分對導(dǎo)通時(shí)的兩倍（假設(shè)n型和p型差分對有相同

20、的gm值）。當(dāng)共模輸入電壓使其中一個(gè)差分對關(guān)斷或?qū)〞r(shí)，共模抑制比（cmrr）將會下降，更加嚴(yán)重的問題是輸入級的跨導(dǎo)gm將隨著共模輸入電壓的變化而變化，這種變化導(dǎo)致信號失真和隨之變化的直流增益和增益帶寬積。額外的電路和對輸入級進(jìn)行處理的技術(shù)被使用以便獲得相對穩(wěn)定的工作特性，該方面技術(shù)將在第二章各節(jié)進(jìn)行詳細(xì)介紹。在低電壓設(shè)計(jì)中，對于采用ab類輸出級以便獲得軌至軌的輸出擺幅，本文將不做詳細(xì)介紹。遲滯比較器廣泛應(yīng)用與數(shù)字通信、遙感和dc/dc變換等研究領(lǐng)域中。它可以降低干擾信號的靈敏度，實(shí)現(xiàn)波形變換和整形。它的正負(fù)閾值電壓不同的比較特性可以用于電壓鑒幅電路，另外它可以與電阻電容鏈接實(shí)現(xiàn)振蕩作為各種定

21、時(shí)器和振蕩器。遲滯環(huán)的產(chǎn)生可以在比較器內(nèi)部實(shí)現(xiàn)，往往電路一經(jīng)確定，正負(fù)閾值電壓就確定；閾值電壓也可經(jīng)外部的基準(zhǔn)源輸入以獲得可調(diào)的遲滯環(huán)特性，由于閾值電壓由外部的基準(zhǔn)輸入，此舉實(shí)現(xiàn)的遲滯比較器具有高的精確度。第三章將介紹比較器和實(shí)現(xiàn)遲滯環(huán)的技術(shù)，并對相關(guān)電路作一定的分析。第4章 將主要圍繞論文選題所采用的具體設(shè)計(jì)方案詳細(xì)闡述設(shè)計(jì)的過程和最后的仿真說明。第五章將對圍繞論文選題的設(shè)計(jì)工作做一個(gè)簡要的總結(jié)。87第2章 軌至軌輸入級穩(wěn)定跨導(dǎo)技術(shù)第2章 軌至軌輸入級穩(wěn)定跨導(dǎo)技術(shù)2.1 軌至軌輸入首先讓我們先研究如何獲得一個(gè)軌至軌的輸入共模范圍。我們知道一個(gè)運(yùn)算放大器的輸入級通常由差分對構(gòu)成，下面有兩種形式

22、的的差分對：p溝道差分對（error! reference source not found.），n溝道差分對（圖2- 2），其中vsg=vdsat+vt，vdsat,ib是使尾電流源達(dá)到飽和所需要的最下電壓。隨著共模輸入電壓的變化，尾電流源的輸出電流將發(fā)生變化，差分對工作的狀態(tài)也隨之發(fā)生變化。 由error! reference source not found.很容易知道，在p溝道輸入差分對中，當(dāng)輸入共模電壓從正電源電壓軌線負(fù)正電源電壓軌線逐漸變化時(shí)，尾電流將變化。當(dāng)輸入共模電壓在vdd附近時(shí)，p溝道差分對處于截止?fàn)顟B(tài)，因而尾電流輸出的電流值為0；當(dāng)輸入共模電壓下降至低于vdd一個(gè)閾值電壓

23、后，輸入差分對開始導(dǎo)通，尾電流源輸出電流將不為0；由于共模輸入端與差分對的源端構(gòu)成一個(gè)源級跟隨器，隨著輸入共模電壓的下降，差分對的源電壓也隨之下降，尾電流輸出電流不斷增大；尤其是當(dāng)輸入共模電壓下降到某個(gè)臨界值，即 vicm=vdd vdsat,ib vsg,m1,2，尾電流源將達(dá)到飽和狀態(tài)，此后尾電流將隨著輸入共模電壓下降有微弱的增大（由于尾電流源的溝道調(diào)制效應(yīng)引起）。 圖2- 1 p溝道輸入差分對由圖2- 2可知，n溝道輸入差分對結(jié)構(gòu)隨著輸入共模電壓由負(fù)電源電壓軌線向正電源電壓軌線變化時(shí)，也存在著類似于p溝道輸入差分對結(jié)構(gòu)所表現(xiàn)出的特性。由此可知，n輸入差分對不能工作于較低的共模輸入電壓下，

24、而p輸入差分對不能工作于較高的共模輸入電壓下。我們很容易想到，如果將p溝道輸入差分對和n溝道輸入差分對并聯(lián)（圖2- 3所示），那么我們將獲得一個(gè)具有軌至軌的共模輸入范圍。同時(shí)，當(dāng)p溝道輸入差分對與n溝道輸入差分對并聯(lián)時(shí)，為了獲得軌至軌的輸入共模范圍，p溝道輸入差分對與n溝道輸入差分對的各自所允許的輸入共模范圍必須有一定的重疊區(qū)域（圖2- 3所示）。這就對供電電壓的最小值作出了限制，即 圖2- 2 n溝道輸入差分對 圖2- 3 簡單n-p互補(bǔ)差分對下面我們對圖2- 3的簡單n-p互補(bǔ)輸入級做具體的分析。我們假設(shè)(2-1)(2-2)那么(2-3) 圖2- 4 輸入級跨導(dǎo)變化示意圖對于簡單的n-p互

25、補(bǔ)輸入級，它有三個(gè)不同的工作區(qū)域。當(dāng)輸入共模電壓vicm靠近負(fù)電源電壓軌線vss時(shí)，只有p溝道輸入差分對導(dǎo)通。由于n溝道的柵源電壓vgs低于vtn，n溝道輸入差分對關(guān)斷。此時(shí)輸入級差分對的總跨導(dǎo)等于gmt=gmp=gmn。當(dāng)輸入共模電壓vicm處于中間區(qū)域是，n溝道和p溝道輸入差分對都導(dǎo)通，此時(shí)輸入級的總跨導(dǎo)等于gmt=gmp+gmn=2gm。當(dāng)輸入共模電壓vicm靠近正電源電壓軌線時(shí)，只有n溝道輸入差分對導(dǎo)通。由于p溝道柵源電壓vgs小于vtp，p溝道輸入差分對關(guān)斷。此時(shí)輸入級差分對的總跨導(dǎo)等于gmt=gmn=gm。因此隨著輸入共模電壓的變化，輸入級差分對的總跨導(dǎo)將從gm變到2gm，即總跨導(dǎo)

26、有100%的變化率（如 圖2- 4所示）。 2.2 實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定跨導(dǎo)的意義從上一節(jié)我們了解到，輸入級差分對的總跨導(dǎo)gmt在輸入共模范圍內(nèi)可達(dá)到2倍的變化。對于一個(gè)運(yùn)算放大器而已，輸入級恒定的跨導(dǎo)對放大器的功能至關(guān)重要，從下文我們將明白研究采用一些額外的電路來使輸入級跨導(dǎo)相對穩(wěn)定具有重要的意義。我們以一個(gè)帶米勒補(bǔ)償電容的二級cmos運(yùn)算放大器為例來加以分析說明，它的原理模型由圖2- 5給出。該二級cmos運(yùn)算放大器的小信號傳輸函數(shù)1-2由下式(2-4)給出。其中ao是放大器的直流增益，go1和gl分別是第一級放大器、第二級放大器的輸出電導(dǎo)。同時(shí)該二級cmos運(yùn)算放大器涉及兩個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)，其中假設(shè)

27、p1p2。零點(diǎn)z是由于在高頻時(shí)信號直接通過米勒補(bǔ)償電容cm饋通至輸出引起的。 (2-4)圖2- 5 二級cmos運(yùn)放原理模型主極點(diǎn)（2-5） 次主極點(diǎn)（2-6）零點(diǎn)（2-7） gbw是增益帶寬積，或者稱之為放大器的單位增益頻率 （2-8）從式（2-8）可以知道，增益帶寬積gbw將隨第一級放大器的跨導(dǎo)gm1變化而變化，如果gm1變化2倍，gbw也隨之變化2倍。為了使運(yùn)算放大器在高頻工作時(shí)保持穩(wěn)定性，應(yīng)該使運(yùn)算放大器擁有足夠的相位裕度。如果相位裕度（pm）要求不低于60度，且零點(diǎn)z 10 gbw，那么次主極點(diǎn)的位置需滿足p2 2.2 gbw，米勒補(bǔ)償電容cm 0.22 cl1,3。通常，我們使次主

28、極點(diǎn)p2 = 2.5 gbw，米勒補(bǔ)償電容cm = cl/2，那么由式（2-6）、（2-7）容易得到：零點(diǎn)z =2 p2 = 5 gbw。正如我們上一節(jié)所討論的那樣，如果輸入級跨導(dǎo)gm1變化2倍，我們可以檢查一下運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性受到怎樣的影響?，F(xiàn)在先假設(shè)我們針對較低的gm1（即gm1,low=gm）設(shè)計(jì)了一個(gè)有足夠相位裕度（pm）的運(yùn)算放大器。由上面所闡述的那樣，滿足（2-9）我們計(jì)算一下當(dāng)gm1=gm時(shí)，運(yùn)算放大器的相位裕度。當(dāng)pm=56.9度時(shí)，能夠保證運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性要求。我們再來計(jì)算下當(dāng)gm1=2gm時(shí)，運(yùn)算放大器所具有的相位裕度。當(dāng)輸入級跨導(dǎo)達(dá)到它的最大值2gm時(shí)，單位增益帶寬加

29、倍。此時(shí)，相位裕度降低到29.54度，這不足以保證放大器的穩(wěn)定性，反而可能出現(xiàn)振蕩。從兩一個(gè)方面繼續(xù)來考慮該問題，假若我們針對較高的gm1（即gm1,high = 2gm）設(shè)計(jì)了一個(gè)擁有足夠相位裕度（pm）的運(yùn)算放大器。從上面的分析計(jì)算容易知道，當(dāng)gm1的值從2gm變?yōu)間m時(shí)，仍然擁有足夠的相位裕度。也就是說，如果在設(shè)計(jì)運(yùn)算放大器時(shí)，我們從較高的gm1出發(fā)來設(shè)計(jì)電路，那么穩(wěn)定性在整個(gè)輸入級跨導(dǎo)變化范圍內(nèi)都不會存在問題。此時(shí)（2-10） 將式（2-10）、（2-9）進(jìn)行比較，我們發(fā)現(xiàn)此舉將次主極點(diǎn)p2推到較先前的情況下的2倍位置處。也就是需要將第二級放大器的跨導(dǎo)提高到先前的2倍，這意味著電路往往

30、要消耗更多的功耗或者更大打的芯片面積。對于更多的功耗，這可能會接近工藝所允許的極限，然而我們只能以工藝所允許的增益帶寬積gbw的50%來進(jìn)行運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)。上面所討論的兩種情況，無論是面臨穩(wěn)定性還是功耗問題，這都是我們放大器工作時(shí)不愿出現(xiàn)的情況。輸入級跨導(dǎo)的變化使得運(yùn)算放大器最優(yōu)的頻率補(bǔ)償設(shè)計(jì)變得更加困難。輸入級變化的跨導(dǎo)還將引起其它的不良影響。例如變化的輸入級跨導(dǎo)將使放大器的直流增益（ao）發(fā)生變化，這將帶來額外的諧波失真。讓我們考慮一個(gè)輸入級跨導(dǎo)變化的反饋電壓放大器，如圖2- 6所示。假設(shè)放大器的開環(huán)增益為aol(s)，反饋網(wǎng)絡(luò)的傳輸函數(shù)為hfb(s)，那么運(yùn)算放大器的閉環(huán)增益由下式（2

31、-11）給出：(2-11)在實(shí)際的應(yīng)用中，閉環(huán)組態(tài)下的反饋網(wǎng)絡(luò)傳輸函數(shù)hfb(s)一般與頻率無關(guān)，此時(shí)反饋網(wǎng)絡(luò)的傳輸函數(shù)記為hfb。針對下圖2- 6的簡單電阻反饋網(wǎng)絡(luò)，。如果運(yùn)算放大器開環(huán)增益aol(s)發(fā)生變化，那么其閉環(huán)增益也將發(fā)生變化。盡管閉環(huán)增益變化的幅度低于開環(huán)增益變化的幅度，但這仍將在閉環(huán)輸出引入非線性失真。特別是在運(yùn)算放大器處于高頻應(yīng)用時(shí)，因?yàn)樵诟哳l下，aol(s)將明顯大幅度降低。 圖2- 6 簡單的電阻反饋網(wǎng)絡(luò)運(yùn)算放大器總之，通過本小節(jié)的分析討論，我們已經(jīng)清楚地認(rèn)識到輸入級相對恒定的跨導(dǎo)對于運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)的重要性意義。那么我們不禁要問，針對具有軌至軌輸入共模范圍的n-p互補(bǔ)輸

32、入級，增加怎樣的電路結(jié)構(gòu)才能解決軌至軌輸入級所面臨的恒跨導(dǎo)難題。2.3 軌至軌輸入級穩(wěn)定跨導(dǎo)相關(guān)實(shí)現(xiàn)技術(shù) 正如2.1節(jié)所闡述的那樣，當(dāng)采用n-p互補(bǔ)輸入差分對來實(shí)現(xiàn)軌至軌的輸入共模范圍時(shí)，將引起輸入級跨導(dǎo)在輸入共模范圍內(nèi)產(chǎn)生近100%的變化。同時(shí)我們在2.2節(jié)分析了輸入級恒定跨導(dǎo)對于運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)的重要性。文獻(xiàn)上有很多涉及的技術(shù)被用來克服n-p互補(bǔ)差分輸入級帶來的非恒定跨導(dǎo)問題，以便能夠設(shè)計(jì)出具有恒跨導(dǎo)的軌至軌輸入級。一些技術(shù)基于一個(gè)基本原理，即控制輸入差分對的尾電流，基于這種原理的技術(shù)又可以分為兩種方案。一種方案是將輸入差分對偏置在弱反型區(qū)域工作，保持流過n溝道和p溝道輸入差分對的尾電流的和

33、為常數(shù)來獲得一個(gè)相對恒定的跨導(dǎo)。另一種方案則是將輸入差分對偏置在強(qiáng)反型區(qū)域工作，保持流過n溝道和p溝道輸入差分對尾電流的平方根和為常數(shù)來達(dá)到實(shí)現(xiàn)相對恒定的跨導(dǎo)。一些技術(shù)基于最大/最小電流選擇電路來獲得相對恒定的輸入級跨導(dǎo)，并且該結(jié)構(gòu)能夠使偏置在弱反型和強(qiáng)反型的輸入差分對都能得到較好的適用。從 圖2- 4我們知道，在整個(gè)輸入共模范圍內(nèi)，n溝道和p溝道輸入差分對各自表現(xiàn)出不同的直流特性。但是同樣從該圖中可能會獲得一定啟發(fā)，如果增加額外的電路結(jié)構(gòu)用來選擇n溝道和p溝道輸入差分對中較大的跨導(dǎo)最為輸入級的跨導(dǎo)gmt = max (gmn,gmp），那么我們能夠也能夠獲得一個(gè)相對恒定的輸入級跨導(dǎo)。最大/最

34、小電流選擇電路就是在這樣的設(shè)計(jì)思想下得到充分應(yīng)用的。一些技術(shù)通過引入直流電平位移電路，使得p型和n型過渡區(qū)重疊來獲得相對恒定的輸入級跨導(dǎo)。引入適當(dāng)?shù)闹绷麟娖轿灰齐娐废私on溝道和p溝道輸入差分對提供偏置電流的尾電流源同時(shí)處于飽和狀態(tài)的可能。這就使得當(dāng)輸入共模電平處于中間電平位置時(shí)，輸入級的跨導(dǎo)不會變化到較輸入共模電平接近正負(fù)電源電壓軌線時(shí)的跨導(dǎo)的2倍，從而實(shí)現(xiàn)相對恒定的輸入級跨導(dǎo)。還有另外的一些技術(shù)用來實(shí)現(xiàn)恒跨導(dǎo)的軌至軌輸入級。盡管輸入共模電平變化，引入多輸入浮柵晶體管技術(shù)構(gòu)成一個(gè)可變的直流電平位移電路，使得n-p互補(bǔ)輸入差分對的共模輸入電平固定，從而實(shí)現(xiàn)相對恒定的輸入級跨導(dǎo)。2.3.1 控

35、制流過輸入差分對的尾電流從2.1節(jié)我們知道，對于n-p互補(bǔ)差分對輸入級的總跨導(dǎo)gmt=gmn+gmp，并且隨著輸入共模電壓的變化輸入級的總跨導(dǎo)將從gm變化到2gm。從上文的初步介紹中，通過增加額外的電路來控制流過輸入差分對的尾電流可以來實(shí)現(xiàn)相對恒定的輸入級跨導(dǎo)，如圖2- 7所示。我們先分析一下處于強(qiáng)反型工作狀態(tài)和弱反型工作狀態(tài)（亞閾區(qū)）的mosfet的大信號特性。以nmos為例，強(qiáng)反型和弱反型下的漏電流表達(dá)式3分別由式（2-12）、（2-13）給出：(2-12)(2-13)圖2- 7 輸入級尾電流控制原理模型其中n是亞閾值斜率因子，典型的n值一般大于1小于3（1 n 3)；ido是一個(gè)與工藝有

36、關(guān)的參數(shù)，同時(shí)也與vsb和vt有關(guān)；這兩項(xiàng)的值最好由實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)提取。從上面的漏電流表達(dá)式中很容易推導(dǎo)出相應(yīng)的跨導(dǎo)表達(dá)式：強(qiáng)反型（2-14）弱反型（2-15）從式（2-14）、（2-15）可以看出，在強(qiáng)反型區(qū)跨導(dǎo)與漏電流滿足平方根率關(guān)系，并且是器件尺寸的函數(shù)；而在弱反型區(qū)，跨導(dǎo)與漏電流滿足線性關(guān)系，并且此時(shí)跨導(dǎo)與器件的尺寸無關(guān)。現(xiàn)在讓我們回到圖2- 3所示的n-p輸入差分對結(jié)構(gòu)上來。如果將輸入差分對保持在強(qiáng)反型區(qū)下工作，那么軌至軌輸入級的跨導(dǎo)為：（2-16）如果記，同時(shí)使得。那么(2-17)如果輸入共模電壓接近電源電壓軌線時(shí)，其中的一個(gè)差分對將關(guān)斷，于是我們需要使處于較高和較低輸入共模電平時(shí)的輸入

37、級跨導(dǎo)增加到原來的2倍。從上述的平方根關(guān)系可知，當(dāng)一個(gè)差分對關(guān)斷時(shí)，如果控制流過另一個(gè)差分對的直流電流增加到原來的4倍（即4ib），則輸入級的跨導(dǎo)將保持不變。通過這種設(shè)計(jì)思路實(shí)現(xiàn)的電路圖2- 8所示4-6，該電路通過兩個(gè)電流開關(guān)m5和m8，兩個(gè)三倍電流鏡，即m6-m7，m9-m10，實(shí)現(xiàn)了對尾電流的控制從而達(dá)到具有恒定跨導(dǎo)的軌至軌輸入級設(shè)計(jì)。為了讓我們更好的理解該電路的工作原理，我們將輸入共模范圍劃分為三個(gè)區(qū)域。當(dāng)面臨介于到間的較低輸入共模電壓時(shí)，只有p溝道差分對導(dǎo)通。此時(shí)n溝道電流開關(guān)m5開啟，而p溝道電流開關(guān)m8關(guān)斷。n溝道電流開關(guān)m5吸收電流源的電流，并通過三倍電流鏡m6-m7后與電流源

38、一起為p溝道差分對提供偏置所需的尾電流。由于，那么流過p溝道的尾電流為。圖2- 8 三倍電流鏡技術(shù)實(shí)現(xiàn)恒跨導(dǎo)軌至軌輸入級當(dāng)面臨介于和間的中間段區(qū)域的輸入共模電壓，p溝道和n溝道差分對都導(dǎo)通。此時(shí)，n溝道電流開關(guān)m5和p溝道電流開關(guān)m8都關(guān)斷，結(jié)果使流過n溝道和p溝道差分對的尾電流均為。當(dāng)面臨介于和間的較高輸入共模電壓時(shí)，只有n溝道差分對導(dǎo)通。此時(shí)p溝道電流開關(guān)m8開啟，而n溝道電流開關(guān)m5關(guān)斷。p溝道電流開關(guān)m8吸收電流源的電流，并通過三倍電流鏡m9-m10后與電流源一起為n溝道差分對提供偏置所需的尾電流。結(jié)果流過n溝道差分對的尾電流達(dá)到。通過跨導(dǎo)與尾電流之間的平方根關(guān)系，我們?nèi)菀字?，在每?/p>

39、個(gè)輸入共模的區(qū)域內(nèi)，輸入級的跨導(dǎo)都等于。同時(shí)從可知，對于一個(gè)恒定跨導(dǎo)的軌至軌輸入級，n溝道和p溝道差分對的尺寸比需要滿足以下的關(guān)系：（2-18）如果由于工藝誤差帶來對的比值偏離正常值，那么輸入級跨導(dǎo)也將產(chǎn)生額外的偏差。例如，如果對的比值變化15%，那么在輸入級將引入近7.5%的額外波動。如圖2- 9所示的歸一化跨導(dǎo)隨輸入共模電壓變化關(guān)系，使用三倍電流鏡技術(shù)后，在除了兩個(gè)電流開關(guān)開啟與關(guān)斷的過渡區(qū)外，輸入級的總跨導(dǎo)在整個(gè)輸入共模范圍內(nèi)近似不變。在輸入共模電壓介于vss+1v和vss+1.3v，vdd - 1.3v和vdd - 1v時(shí)，輸入級總跨導(dǎo)僅變化了15%。出現(xiàn)這種波動是由于在這兩個(gè)區(qū)域內(nèi)，

40、流過電流開關(guān)的的電流在0和iref之間變化存在過渡過程。這就導(dǎo)致在這兩個(gè)區(qū)域內(nèi)，給輸入差分對提供的尾電流大于了4iref。圖2- 9 三倍電流鏡技術(shù)實(shí)現(xiàn)的軌至軌輸入級的歸一化跨導(dǎo)與輸入共模電壓的關(guān)系同時(shí)，在文獻(xiàn)6中介紹的圖2- 8所示的電路中，為了防止當(dāng)電源電壓降低帶來的兩個(gè)電流開關(guān)m5和m8同時(shí)開啟的可能。這將在兩個(gè)電流開關(guān)和兩個(gè)三倍電流鏡之間形成電流的正反饋。該文獻(xiàn)中還額外引入了m29-m31來防止此類問題的出現(xiàn)。由于m29-m30的柵電壓通過電壓源與電源軌線相連，這可以用來檢測電源電壓的變化。如果出現(xiàn)較低的電壓時(shí)，m30的柵電壓降低，則流過m30-m31的電流降低，甚至關(guān)斷m30-m31

41、。從而抬高電流開關(guān)m8的柵電壓使其關(guān)斷。針對控制在強(qiáng)反型區(qū)工作的輸入差分對的尾電流，也可以不采用三倍電流鏡技術(shù)，而是直接增加一個(gè)額外的平方根電路來控制差分對的尾電流。在文獻(xiàn)4,7中基于此設(shè)計(jì)思想的電路如下error! reference source not found.所示（采用平方根電路實(shí)現(xiàn)的軌至軌輸入級）。其中m121-m126就是實(shí)現(xiàn)恒跨導(dǎo)軌至軌輸入級的平方根電路。下面我們對該平方根電路作具體的分析。(2-19)圖2- 10 采用平方根電路實(shí)現(xiàn)的恒跨導(dǎo)軌至軌輸入級因?yàn)樗杂谑怯浟鬟^n溝道差分對的尾電流為，流過p溝道差分對的電流為。由于容易得到同理：有(2-22)我們從式（2-20）-（

42、2-22）容易得到：如果m121-m124擁有相同的器件尺寸，那么進(jìn)一步可以得到：(2-23) 我們再來分析一下該電路的工作原理。由m121-m125構(gòu)成的平方根電路保持了輸入差分對的尾電流的平方根和為常數(shù)，從而實(shí)現(xiàn)了輸入級跨導(dǎo)的穩(wěn)定。電流開關(guān)m111的柵電壓值決定了在輸入共模電壓變化范圍內(nèi)，電流中的哪一部分電流將被傳遞到平方根電路中。當(dāng)輸入共模電壓介于和時(shí)，只有n溝道差分對導(dǎo)通，電流開關(guān)m111關(guān)斷。因此流過n溝道差分對的尾電流。當(dāng)輸入共模電壓介于和時(shí)，只有p溝道差分對導(dǎo)通，電流開關(guān)m111開啟。此時(shí)電流源的20ua電流通過電流開關(guān)m111流入平方根電路。于是流過m125的電流幾乎為零，意味

43、著m125的柵源電壓低于其閾值電壓。同時(shí)m123的柵電壓下降以使得的電流能夠有m123提供。如果m123提供的電流大于20ua，此時(shí)起到電流限制作用的m126將強(qiáng)行限制流過m123的電流為。當(dāng)輸入共模電壓介于上述兩個(gè)范圍之間時(shí)，m123和m125的柵源電壓的和等于由m121和m124實(shí)現(xiàn)的一個(gè)基準(zhǔn)電壓。由于流過m125的電流等于n溝道差分對的尾電流，流過m123的電流等于p溝道差分對的尾電流。通過式（2-19）-(2-23)的計(jì)算分析，平方根電路的存在能夠使得。因此，在整個(gè)輸入共模范圍內(nèi)，輸入級的跨導(dǎo)是相對穩(wěn)定的，即，其中。但是值得注意的是該電路的功能依賴于mos晶體管的平方律關(guān)系。對于當(dāng)前的

44、亞微米工藝，平方律關(guān)系已經(jīng)不能很好的近似mos晶體管的直流特性，這就使得輸入級的總跨導(dǎo)將有較大的偏差。另在mosis ami 1.2u工藝下實(shí)現(xiàn)該電路的跨導(dǎo)仿真結(jié)果如下圖2- 11所示1 摘自國外講義“rail-to-rail op amps, edgar snchez-sinencio tamu,amsc”。：我們花了大量的篇幅在上文介紹了差分對在強(qiáng)反型區(qū)使用的兩種實(shí)現(xiàn)恒跨導(dǎo)軌至軌輸入級的方案，一種是采用三倍電流鏡技術(shù)，另一種是采用平方根電路。圖2- 11 平方根電路實(shí)現(xiàn)的軌至軌輸入級跨導(dǎo)與輸入共模范圍的關(guān)系正如式（2-15）所示的那樣，如果將輸入差分對偏置在弱反型區(qū)域工作，保持流過n溝道和

45、p溝道輸入差分對的尾電流的和為常數(shù)也可以獲得一個(gè)相對恒定的輸入級跨導(dǎo)。鑒于本文闡述的篇幅有限，于是不對弱反型工作下實(shí)現(xiàn)恒跨導(dǎo)的n-p互補(bǔ)差分對結(jié)構(gòu)作詳細(xì)的闡述述。如果對該部分感興趣的讀者可以參看相關(guān)文獻(xiàn)8-10。2.3.2 最大/最小電流選擇電路實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定跨導(dǎo)從 圖2- 4我們知道，在整個(gè)輸入共模范圍內(nèi)，n溝道和p溝道輸入差分對各自表現(xiàn)出不同的直流特性。但是同樣從該圖中可能會獲得一定啟發(fā)，如果增加額外的電路結(jié)構(gòu)用來選擇n溝道和p溝道輸入差分對中較大的跨導(dǎo)最為輸入級的跨導(dǎo)，即，那么我們也能獲得一個(gè)相對恒定的輸入級跨導(dǎo)。我們清楚知道，一個(gè)簡單差分對的輸出瞬態(tài)電流由下式給出：(2-24)其中，等于小信

46、號差分輸入電壓。上面的具有一般性的等式在無論是mos、bipolar，還是bicmos實(shí)現(xiàn)的差分對中都是有效的。甚至上面的等式在表示mos差分對在強(qiáng)反型和弱反型下工作的輸出電流也都是有效的。現(xiàn)在我們以圖2- 12（a） 所示的簡單n-p互補(bǔ)差分對為例來引入該節(jié)所要討論的設(shè)計(jì)思想。 圖2- 12 （a）簡單n-p互補(bǔ)差分對構(gòu)成的輸入級 （b）跨導(dǎo)和對輸入共 模電壓的變化關(guān)系，其中假設(shè)相等。如果假設(shè)，那么互補(bǔ)輸入級的輸出漏電流對和的表達(dá)式如下：(2-25)(2-26)(2-27)(2-28)當(dāng)輸入共模電壓在正負(fù)電源電壓軌線之間變化時(shí)，互補(bǔ)輸入差分對將經(jīng)歷三個(gè)工作區(qū)域，正如圖2- 12（b）所示。區(qū)

47、域：當(dāng)輸入共模電壓接近負(fù)電源電壓軌線時(shí)，p溝道差分對能獲得足夠的尾電流，流過其的電流等于其允許的最大值，而流過n溝道差分對的尾電流卻達(dá)不到。即(2-29) 區(qū)域：當(dāng)輸入共模電壓處于中間電壓范圍時(shí)，n溝道和p溝道差分對的尾電流均達(dá)到最大值，于是(2-30)區(qū)域：當(dāng)輸入共模電壓接近正電源電壓軌線時(shí)，n溝道差分對能夠獲得足夠大的尾電流，流過其的電流等于其允許的最大值，而流過p溝道差分對的尾電流卻達(dá)不到。(2-31)尾電流的變化情況以及跨導(dǎo)的變化情況是輸入共模電壓的函數(shù)，他們之間的關(guān)系由圖2- 12（b）給出。從式(2-25)-(2-28)以及跟輸入共模電壓有關(guān)的每個(gè)工作區(qū)域表達(dá)式（2-29）-（2-

48、31）中我們可以得到采用最大/最小電流選擇電路實(shí)現(xiàn)恒跨導(dǎo)軌至軌輸入級的原理核心。那就是在整個(gè)輸入共模電壓變化范圍內(nèi)，只有被選擇使用從而實(shí)現(xiàn)相對恒定的軌至軌輸入級跨導(dǎo)。對于輸出的交流信號電流idiff1=in1-in2和idiff2=ip1-ip2 ，如果我們選擇兩股交流信號電流中的最大者，那么我們就能獲得相對恒定的輸入級跨導(dǎo)。于是記 (2-32)因此，無論輸入共模電壓范圍為多少，輸入級跨導(dǎo)是恒定的，且等于。接下來我們研究最大電流選擇電路11-12,根據(jù)輸出電流的方向，兩種形式的最大電流選擇電路在圖2- 13給出13。以圖2- 13（a）為例來說明最大電流選擇電路的工作原理，另一電路的工作原理與

49、之類似。輸入電流通過m4-m5構(gòu)成的電流鏡在m5的漏電流處得到鏡像，而的電流通過m3-m4的構(gòu)成的電流鏡的作用在m2的漏電流中產(chǎn)生。如果，存在的電流流過m2。同時(shí)對于m1產(chǎn)生的柵源電壓大于其閾值電壓，使得的電流流過m1。因此該電路的輸出電流為： 如果，電流鏡m1-m2的輸出電流為零，對該電路的輸出電流無貢獻(xiàn)。因此，此時(shí)該電路的輸出電流為： 圖2- 13 最大電流選擇電路，（a）輸出電流流入 （b）輸出電流流出 同理，我們很容易知道當(dāng)時(shí)，該電路的輸出電流仍為。綜上分析，我們知道該電路的輸出電流始終是中較大者，這也就是稱該電路為最大電流選擇電路的緣由。對于n-p互補(bǔ)差分對，當(dāng)輸入共模電壓接近接近負(fù)

50、電源電壓軌線時(shí)，p溝道差分對有著較大的跨導(dǎo)，最大電流選擇電路則會p溝道差分對的輸出電流作為軌至軌輸入級的輸出電流。隨著輸入共模電壓的升高，n溝道差分對的跨導(dǎo)增大而p溝道的跨導(dǎo)減小。在一些電壓上，n溝道和p溝道差分對有著相等的跨導(dǎo)，因此最大電流選擇電路的的兩股輸入電流相等。這與上一節(jié)所述的三倍電流鏡、平方根電路實(shí)現(xiàn)的恒跨導(dǎo)技術(shù)相比較，最大電流選擇電路不依賴電流開關(guān)的開啟和斷開，其往往有著相對較小的跨導(dǎo)波動率。當(dāng)輸入共模電壓接近正電源電壓軌線時(shí)，n溝道差分對有著較大的跨導(dǎo)，最大電流選擇電路則會選擇n溝道差分對的輸出電流作為軌至軌輸入級的輸出電流?；谠撛O(shè)計(jì)思想的具體電路如圖2- 14所示13。在該

51、電路中，采用了兩個(gè)輸入型的最大電流選擇電路，分別是處理的最大電流選擇電路n9-n13，以及處理時(shí)的最大電流選擇電路n14-n18。值得注意的是，由于輸入級的差分特性，當(dāng)時(shí)最大電流選擇電路的所有輸入電流均為零。從文獻(xiàn)13中的提到的仿真結(jié)果來看，當(dāng)輸入差分對工作在強(qiáng)反型區(qū)（）時(shí)，輸入級跨導(dǎo)的波動率低于6.8%；當(dāng)輸入差分對工作在弱反型區(qū)（）時(shí)，輸入級跨導(dǎo)的波動率低于5%。圖2- 14 采用最大電流選擇電路實(shí)現(xiàn)的恒跨導(dǎo)軌至軌輸入級，圖中箭頭方向是時(shí)的電流方向。 2.3.3 使用直流電平位移電路重疊n-p過渡區(qū)上面幾個(gè)小節(jié)中介紹的方法都大量的使用了電流鏡或附加的電路，這增加了電路的復(fù)雜度，并且不可避免

52、的增加了芯片的面積和電路的功耗。本節(jié)將要介紹的直流電平位移技術(shù)來實(shí)現(xiàn)恒跨導(dǎo)軌至軌輸入級，電路簡單、功耗低，易于實(shí)現(xiàn)。我們再來從上面幾節(jié)中不同的角度來分析n-p互補(bǔ)輸入級，如圖2- 15所示。我們現(xiàn)在已經(jīng)很清楚，隨著輸入共模電壓的變化，差分對有三個(gè)不同的工作狀態(tài)。這可以從差分對尾電流隨輸入共模電壓變化的關(guān)系得到，如圖2- 16所示。每個(gè)工作區(qū)域下的尾電流表達(dá)式如下：圖2- 15 互補(bǔ)差分輸入級圖2- 16 互補(bǔ)差分對對尾電流與的關(guān)系截止區(qū)：過渡區(qū)：飽和區(qū)：對于過渡區(qū)的下限（2-33）對于過渡區(qū)的上限，mbn正處在線性區(qū)與飽和區(qū)的臨界點(diǎn)處，即此時(shí)。又由 得（2-34） 為了獲得過渡區(qū)尾電流的一般表

53、達(dá)式，將過渡區(qū)的尾電流針對mbn和n溝道差分對分別表示：（2-35）（2-36）為了簡化等式之間的運(yùn)算，假設(shè)。于是從式（2-35）、（2-36）中可以求解出：（2-37）我們再將式（2-37）代入式（2-35）得：（2-38）從上式（2-38）我們可以驗(yàn)證，當(dāng)時(shí)，尾電流為零；當(dāng)時(shí)尾電流為最大值。同理，對于p溝道差分對過渡區(qū)的上下限分別為：（2-39）（2-40）及（2-41）從式（2-38）、（2-41）我們知道，在過渡區(qū)是單調(diào)遞增的，而在過渡區(qū)是單調(diào)遞減的。因此如果能夠使得n溝道和p溝道輸入差分對的過渡區(qū)適當(dāng)?shù)闹丿B，那么可以使得相對穩(wěn)定，從而獲得相對穩(wěn)定的輸入級跨導(dǎo)。使n型和p溝型過渡區(qū)重疊

54、的條件是為。如圖2- 17所示，將的移至處，將移至處。如果，以及，進(jìn)一步從式（2-33）、（2-34）以及式（2-39）、（2-40）得到輸入差分對的尺寸比與尾電流及其偏置電壓間的關(guān)系，由下面的式（2-42）、（2-43）給出。然而，從這兩個(gè)等式中計(jì)算我們會發(fā)現(xiàn)將導(dǎo)致圖2- 17 將右移和左移以實(shí)現(xiàn)過渡區(qū)的重疊較小的寬長比。例如，以及，。對于，n溝道差分對的尺寸比為0.2，而p溝道尺寸比接近1。雖然該方法通過使n型和p型的過渡區(qū)重疊來獲得相對穩(wěn)定的，即得到相對穩(wěn)定的輸入級跨導(dǎo)。但是較小的的寬長比導(dǎo)致較小的輸入級跨導(dǎo)，使得輸入級的噪聲性能降低1 對于輸入差分對，較小的尺寸比導(dǎo)致較低的跨導(dǎo)和較高的

55、閃爍噪聲，從而使其等效噪聲輸入電壓增大1。，并且使得輸入級對差分對之間的不匹配更加敏感。（2-42）（2-43）在文獻(xiàn)14中介紹另一種使過渡區(qū)重疊的技術(shù)，并且該技術(shù)不以犧牲輸入級的跨導(dǎo)來獲得相對恒定的輸入級跨導(dǎo)。從式（2-38）、（2-41）以及圖2- 17知道，差分對的值與過渡區(qū)的斜率成正比。為了使過渡區(qū)重疊同時(shí)獲得原先較大的值，可以通過一個(gè)直流電平位移電路使p型過渡區(qū)整體左移來與n型過渡區(qū)重疊，如圖2- 18所示。從上圖容易看出，如果電平移位過小，輸入級的總跨導(dǎo)將超過我們期待獲得的恒定值；如果電平移位過大，輸入級的總跨導(dǎo)將小于期待獲得的恒定值。因此圖2- 18 p型過渡區(qū)整體左移與n型過渡區(qū)重疊存在一個(gè)最優(yōu)的電平移位值以便獲得恒定的跨導(dǎo)，這可以通過傳統(tǒng)的源跟隨器來實(shí)現(xiàn)具體電路如圖2- 19所示。由于很難