電網(wǎng)電壓不平衡時高功率因數(shù)整流器控制方法研究

1、 江蘇科技大學(xué)本 科 畢 業(yè) 設(shè) 計（論文）學(xué) 院 電子信息學(xué)院 專 業(yè) 電氣工程及其自動化 學(xué)生姓名 班級學(xué)號 07電氣2班 指導(dǎo)教師 江蘇科技大學(xué)本科畢業(yè)論文電網(wǎng)電壓不平衡時高功率因數(shù)整流器控制方法研究Study on three-phase PWM high power factor rectifier control strategy under unbalanced power grids voltage 江 蘇 科 技 大 學(xué)畢 業(yè) 設(shè) 計 （論 文） 任 務(wù) 書 學(xué)院名稱：電子信息學(xué)院 專業(yè)：電氣工程及其自動化 學(xué)生姓名 指導(dǎo)教師： 職稱： 講 師 2011年2月28日畢業(yè)設(shè)計

2、（論文）題目： 電網(wǎng)電壓不平衡時高功率因數(shù)整流器控制方法研究一、 畢業(yè)設(shè)計（論文）內(nèi)容及要求（包括原始數(shù)據(jù)、技術(shù)要求、達(dá)到的指標(biāo)和應(yīng)做的實(shí)驗(yàn)等）1 提供條件： MATLAB軟件及相關(guān)PWM整流器控制的資料。 2 設(shè)計內(nèi)容與要求:(1) 學(xué)習(xí)、理解PWM整流器控制的方法和原理；(2) 學(xué)習(xí)、理解電網(wǎng)電壓不平衡時高功率因數(shù)整流器控制方法；(3) 結(jié)合異步電動機(jī)矢量控制的方法和原理，利用MATLAB軟件進(jìn)行仿真； (4) 撰寫論文，通過答辯。二、完成后應(yīng)交的作業(yè)（包括各種說明書、圖紙等）1. 畢業(yè)設(shè)計論文一份（不少于1.5萬字）；2. 外文譯文一篇（不少于5000英文單詞）；3. 包含任務(wù)書、開題報

3、告、中期檢查和前三項內(nèi)容的光盤 一張。三、 完成日期及進(jìn)度2011年3月21日至2011年6月17日，共13周。進(jìn)度安排：3.143.21, 熟悉任務(wù)要求，查閱資料，翻譯外文資料；3.284.18, 學(xué)習(xí)、理解電網(wǎng)電壓不平衡時PWM整流器控制的方法和原理；4.184.30, 學(xué)習(xí)、理解Matlab軟件的使用；5.1 5.30, 利用Matlab軟件，進(jìn)行仿真；5.316.17, 撰寫畢業(yè)論文、答辯。五 主要參考資料（包括書刊名稱、出版年月等）:1. PWM整流器及其控制. 張崇魏,張興編著2. Moran L, Ziogas P D, Joos G . Design aspects of sy

4、nchronous PWM rectifier inverter systems under unbalanced input voltage conditions J . IEEE Trans Ind Applicat. 1992, 28 (6) : 1286 - 1293.3. Kim H S, Mok H S, Choe G H, et al. Design of currentcontroller for 3-phase PWM converter with unbalanced input voltage C In Proc IEEE PESC98. Fukuoka Japan: I

5、EEE, 1998 (17 - 22) : 503 - 509.4. Rioual P, Pouliquen H, Louis J. Regulation of a PWM rectifier in the unbalanced network state using a generalized model J . IEEE Trans Power Electron, 1996, 11(3) : 495 - 502.5. MATLAB控制系統(tǒng)仿真與設(shè)計。趙景波主編系(教研室)主任： （簽章） 年 月 日學(xué)院主管領(lǐng)導(dǎo)： （簽章） 年 月 日摘要本文在電網(wǎng)電壓平衡情況下，對三相電壓型PWM整流器進(jìn)

6、行建模分析，依據(jù)數(shù)學(xué)模型，對PWM整流器的控制策略進(jìn)行了分析比較。在實(shí)際中，電網(wǎng)電壓常常是不平衡的，在這種情況下，如果采用傳統(tǒng)的控制策略，會給交流側(cè)電流和直流側(cè)電壓帶來大量的諧波，因此需要對控制策略進(jìn)行改進(jìn)。為此，本文在三相電網(wǎng)電壓不平衡情況下，建立了三相電壓型PWM整流器分別在三相靜止坐標(biāo)系和兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型，并且總結(jié)了電網(wǎng)電壓不平衡情況下三相電壓型PWM整流器的一種控制方案，并通過MATLAB中的SIMULINK仿真軟件對這種控制策略進(jìn)行了仿真驗(yàn)證分析。關(guān)鍵詞： 不平衡：PWM流器；策略仿真；控制系統(tǒng) AbstractIn this paper，Mathematic model

7、s of the three-phase PWM converter under the balanced source voltage are separately set upAnd the connection among DC voltage，AC current，Source voltage and switching mode of converter is also includedUsually,the source voltage is unbalancedIn this situation,the traditional controlling method will br

8、ing large harmonics to the AC current and dc-link voltageHence improvements are neededIn this paper,Mathematic models of the three-phase PWMconverter under the unbalanced source voltage are separately set up in three-phase coordinate and d-q coordinateMeanwhile,a controlling scheme is summarized，thi

9、s controlling scheme is simulated by the Simulink of MatlabKey words: Unbalanced;PWM rectifier;Scheme Simulation;ControI System目錄第一章 緒論11.1選題的目的和意義11.2國內(nèi)外研究現(xiàn)狀及存在問題11.3主要研究內(nèi)容2第二章 三相PWM整流器的工作原理和數(shù)學(xué)模型42.1三相PWM整流器的工作原理42.2三相PWM整流器的一般數(shù)學(xué)模型52.2.1三相靜止坐標(biāo)系（a-b-c）下的數(shù)學(xué)模型52.3電網(wǎng)電壓不平衡條件下三相PWM整流器的數(shù)學(xué)模型72.3.1 正、負(fù)序電量關(guān)系

10、72.3.2 電網(wǎng)電壓不平衡條件下三相靜止坐標(biāo)系（a-b-c）數(shù)學(xué)模型82.3.3 電網(wǎng)電壓不平衡條件下同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d,q）數(shù)學(xué)模型9第三章 基于正負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制策略的討論113.1 電網(wǎng)電壓不平衡條件下三相PWM整流器網(wǎng)側(cè)功率描述113.2 基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制策略的工作原理13第四章 基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制策略的仿真研究164.1仿真軟件介紹164.2 基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制系統(tǒng)的仿真模型174.3 基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制系統(tǒng)的仿真25結(jié)論29致謝30參 考 文 獻(xiàn)31第一章 緒論1.1選題的目的和意義PWM整流器技術(shù)是中等

11、容量單位功率因數(shù)采用的主要技術(shù)，一般需要使用自關(guān)斷器件。三相PWM整流器在幾乎不增加任何硬件的基礎(chǔ)上，即可以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動，且電路性能穩(wěn)定。按電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和外特性，PWM整流器可以分為電壓型和電流型。在實(shí)際應(yīng)用中，由于電源的大量使用，故電壓型PWM整流器的特點(diǎn)： (1)可以任意調(diào)節(jié)功率因數(shù)，實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動。 (2)整流器網(wǎng)側(cè)電流接近正弦，諧波含量少，只含有幅值很小的高次諧波。 (3)動態(tài)響應(yīng)好，適于負(fù)荷變化頻繁的場合。(4)直流端電壓穩(wěn)定，輸出電壓諧波含量少。在常規(guī)的三相電壓型整流器（Voltage Source Rectifier,VSR）設(shè)計中，一般均假設(shè)三相電網(wǎng)平衡。但是在實(shí)際

12、三相PWM整流器運(yùn)行時，由于各種原因常常造成電網(wǎng)電壓的不平衡，一般來說，造成電網(wǎng)電壓不平衡主要有以下幾方面原因：(1)三相電網(wǎng)配電時，三相負(fù)載不平衡；(2)大容量單相負(fù)載的使用；(3)不對稱故障造成系統(tǒng)三相不對稱。 而電網(wǎng)電壓不平衡時，基于電網(wǎng)平衡設(shè)計的三相PWM整流器將處于不正常運(yùn)行狀態(tài)，比如三相VSR交流電壓和交流電流中出現(xiàn)的非特征非諧波分量，使直流電壓和交流電流波形發(fā)生嚴(yán)重畸變，三相VSR從電網(wǎng)吸收不平衡的瞬時功率等一系列的問題。 電網(wǎng)電壓不平衡在電力系統(tǒng)中是一個比較常見的問題，因此為了使三相PWM整流器在電網(wǎng)不平衡條件下仍能正常運(yùn)行，必須提出相應(yīng)的控制策略。 1.2國內(nèi)外研究現(xiàn)狀及存在

13、問題近20年來電力電子技術(shù)得到了飛速發(fā)展，己廣泛應(yīng)用到電力、冶金、化工、煤炭、通訊、家電等領(lǐng)域多數(shù)電力電子裝置通過整流器與電力網(wǎng)相接，因此三相整流器的研究得到了關(guān)注整流器經(jīng)歷了不可控整流、相控整流和PWM整流三個階段的發(fā)展 傳統(tǒng)的由二極管構(gòu)成的不控整流具有電路結(jié)構(gòu)簡單?？煽啃愿叩奶攸c(diǎn)，但是由于從電網(wǎng)中吸收高峰值的脈沖電流，因此網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)通常較低，且存在輸出電壓不可調(diào)節(jié)的問題與之相反，由晶閘管構(gòu)成的相控整流可以獲得較寬的輸出電壓調(diào)節(jié)范圍，而且相控整流由于采取自然換流方式，無須附加強(qiáng)迫換流電路，因而主電路結(jié)構(gòu)簡單，控制方便，易于實(shí)現(xiàn)，技術(shù)成熟但由于輸出電壓的調(diào)節(jié)是通過控制晶閘管導(dǎo)通延遲角實(shí)現(xiàn)的，

14、在深控狀態(tài)下，網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)比前者更低，另外電網(wǎng)電壓也因晶閘管的換流作用而產(chǎn)生畸變，網(wǎng)側(cè)電流含有很高的諧波成分，因此電網(wǎng)諧波污染嚴(yán)重，供電質(zhì)量受到很大的影響并且不控整流和相控整流都存在直流側(cè)能量無法雙向流動，濾波器的體積笨重，動態(tài)響應(yīng)慢等缺點(diǎn)近年來提出的高頻PWM整流器可以克服相控整流和不控整流的缺點(diǎn)，它不僅具有可控的ACDC變換性能，而且可以實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)和正弦電流控制，甚至能使能量雙向流動，因而可以減少網(wǎng)絡(luò)中的電流紋波和電壓畸變，實(shí)現(xiàn)了“綠色”電能的變換隨著PWM控制技術(shù)的發(fā)展。如空間矢量PWM(SVPWM)、滯環(huán)電流PWM控制等方案的提出，以及現(xiàn)代控制理論和智能控制技術(shù)的發(fā)展和應(yīng)用

15、，PWM整流器的性能得到了不斷提高，功能也不斷擴(kuò)展。 PWM整流器網(wǎng)側(cè)獨(dú)特的受控電流源特性，使PWM整流器作為核心被廣泛應(yīng)用于各類電力電子應(yīng)用系統(tǒng)中，這些應(yīng)用系統(tǒng)主要有功率因數(shù)校正，靜止無功補(bǔ)償(SVG)，有源電力濾波(APF)，統(tǒng)一潮流控制器(UPFC)，超導(dǎo)儲能(SMES)，高壓直流輸電(HVDC)，可再生能源并網(wǎng)發(fā)電，交直流電氣傳動等PWM整流器及其控制技術(shù)以其廣泛而重要的應(yīng)用前景，近年來備受學(xué)術(shù)界的關(guān)注PWM整流器可分為電壓源型PWM整流器和電流源型PWM整流器兩種，與電流源型整流器相比，電壓源型整流器直流側(cè)脈動小，輸入電流連續(xù)而且簡單易行，因此電壓源型PWM整流器成為當(dāng)今主要研究對象

16、 1.3 主要研究內(nèi)容電網(wǎng)電壓不平衡在電力系統(tǒng)中是一個比較常見的問題，因此為了使三相PWM整流器在電網(wǎng)不平衡時仍能正常運(yùn)行，必須提出相應(yīng)的控制方法。本論文在進(jìn)行了相關(guān)PWM整流器控制文獻(xiàn)的閱讀和資糧分析的基礎(chǔ)上，主要完成以下內(nèi)容：(1) 學(xué)習(xí)、理解PWM整流器控制的方法和原理；(2) 學(xué)習(xí)、理解電網(wǎng)電壓不平衡時高功率因數(shù)整流器控制方法；(3) 結(jié)合異步電動機(jī)矢量控制的方法和原理，利用MATLAB軟件進(jìn)行仿真；第二章 三相PWM整流器的工作原理和數(shù)學(xué)模型2.1三相PWM整流器的工作原理三相電壓型PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2-1所示，它主要包括交流側(cè)電感工、交流側(cè)等值電阻R，直流電容C、以及由全控

17、開關(guān)器件和續(xù)流二極管組成的 三相全橋電路 圖2-1三相PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 圖中,為電網(wǎng)電壓。交流側(cè)電感L包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感，是電路正常工作所必須的：交流側(cè)等值電阻R 包括外接電抗器中的電阻和交流電源的內(nèi)阻。其單相(以A相為例)基波等效電路如圖2-2所示，對應(yīng)的向量圖如圖2-3所示 圖2-2單相(A相)等效電路圖圖2-3 A相對應(yīng)的向量圖 uAO代表對電路中的功率開關(guān)器件進(jìn)行PWM調(diào)制時，在整流橋的交流輸入端產(chǎn)生的PWM電壓的基波分量，由向量圖2-3可以看出：在電網(wǎng)電壓ea。一定的 情況下，交流電流ia的幅值和相位僅由uAO加的幅值及其與ea的相位差來決定。適當(dāng)調(diào)節(jié)uAO

18、的大小和相位，就能控制輸入電流的相位以控制功率因數(shù)近似為l。 對其余兩相的控制與A相相同，也是對電路中的功率開關(guān)器件進(jìn)行PWM調(diào)制，在整流橋的交流輸入端B、C同樣可得到PWM電壓，對B、C相也按圖23的向量圖進(jìn)行控制，這樣就可以使B、C相電流為正弦波且和電網(wǎng)電壓相位相同，功率因數(shù)近似為l。2.2三相PWM整流器的一般數(shù)學(xué)模型 所謂PWM整流器的數(shù)學(xué)模型就是根據(jù)三相PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在三相靜止坐標(biāo)系（a,b,c）中，利用電路基本定律（基爾霍夫電壓、電流定律）對PWM整流器所建立的一般數(shù)學(xué)描述。（三相VSR拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2-1所示）。 針對三相VSR一般數(shù)學(xué)模型的建立，通常做以下假設(shè)：（1） 電

19、網(wǎng)電動勢為三相平穩(wěn)的純正弦波電動勢（ea、eb、ec）。（2） 網(wǎng)側(cè)濾波電感L是線性的，且不考慮飽和。2.2.1三相靜止坐標(biāo)系（a-b-c）下的數(shù)學(xué)模型 三相PWM整流器在三相靜止坐標(biāo)系中的數(shù)學(xué)模型是利用電路基本定律（基爾霍夫電壓、電流定律）對PWM整流器所建立的一般數(shù)學(xué)描述。 定義單極性二值邏輯開關(guān)函數(shù)sk（k=a,b,c）為： Sk=采用基爾霍夫電壓定律建立三相PWM整流器A相回路方程為： （2-1）當(dāng)Sa導(dǎo)通而Sa關(guān)斷時，開關(guān)函數(shù)Sa=1，且uAN=Vdc；當(dāng)Sa關(guān)斷而Sa導(dǎo)通時，開關(guān)函數(shù)Sa=0。，且uAN=0。由于uAN=saVdc,式（2-1）可改寫成： （2-2）同理，可得B相、

20、C相方程如下： （2-3） （2-4）考慮三相對稱系統(tǒng)，則： ea+eb+ec=0 ia+ib+ic=0 （2-5)聯(lián)立式（2-2）（2-5），得： （2-6)在圖2-1中，任何瞬間總有三個開關(guān)管導(dǎo)通，其開關(guān)模式共有因此，直流側(cè)電流idc可描述為： （2-7）另外，對直流側(cè)電容正極節(jié)點(diǎn)處應(yīng)用基爾霍夫電流定律，得： （2-8）式（2-2）（2-4）和式（2-8）就構(gòu)成了三相靜止坐標(biāo)系下三相PWM整流器一般數(shù)學(xué)模型。2.3電網(wǎng)電壓不平衡條件下三相PWM整流器的數(shù)學(xué)模型2.3.1 正、負(fù)序電量關(guān)系若三相電網(wǎng)不平衡，且只考慮基波電動勢，則電網(wǎng)電動勢E可描述為正序電動勢EP、負(fù)序電動勢EN和零序電動勢E

21、0三者的合成，即 E=EP+EN+E0 （2-9）式中，為正序，負(fù)序，零序基波電壓峰值；為正序，負(fù)序，零序基波電壓的初始相位角。 對于三相無中線連接的三相PWM整流器，一般不考慮零序電壓的影響，即令E0=0?？紤]三相禁止坐標(biāo)系(a,b,c)和兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d,q）,則式（6-54）可描述為： （2-10）式中，C23為三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止（）坐標(biāo)系的變換矩陣， ；為正序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系變換矩陣，；為負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系變換矩陣，；分別為三相電壓的正、負(fù)d、q分量。2.3.2 電網(wǎng)電壓不平衡條件下三相靜止坐標(biāo)系（a-b-c）數(shù)學(xué)模型 三相PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3-1所示。當(dāng)電網(wǎng)電壓不平衡三相PW

22、M整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖31所示。當(dāng)電網(wǎng)不平衡時，且只考慮基波電動勢。在無中線三相VSR系統(tǒng)中，由于系統(tǒng)中不存在零序回路，所以在分析三相VSR的不平衡控制策略時，可以認(rèn)為。根據(jù)公式(2-8)(2-9)可得三相電網(wǎng)電壓不平衡情況下，三相PWM整流器開關(guān)函數(shù)為： (2-11)直流側(cè)電流可表達(dá)為： (2-12)與平衡情況類似，電網(wǎng)不平衡情況下，開關(guān)函數(shù)可表示為： (2-13) (2-14)若忽略式(3-4)模型中的高頻分壁，就可獲得采用占空比描述的三楣PWM整流器低頻數(shù)學(xué)模型。因?yàn)樵陔娋W(wǎng)咆壓不平衡時，不考慮零序情況下，三相PWM整流器的開關(guān)函數(shù)包含正序和負(fù)序，因此，相對應(yīng)的，占空比也可包含正序和負(fù)序，。

23、可以求出，當(dāng)電網(wǎng)不平衡時，PWM整流器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為： (2-15) (2-16)2.3.3 電網(wǎng)電壓不平衡條件下同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d,q）數(shù)學(xué)模型 在兩相靜止坐標(biāo)系（）中，三相PWM整流器電網(wǎng)電壓復(fù)矢量為： （2-17）若三相電網(wǎng)不平衡，則電網(wǎng)電壓復(fù)矢量存在正、負(fù)序分量。顯然，式（2-17）可改寫成為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d,q）復(fù)矢量表達(dá)式，即 （2-18）式中，為電網(wǎng)電壓角頻率；、分別為坐標(biāo)系（d,q）中正、負(fù)序電網(wǎng)電壓復(fù)矢量。 （2-19） 由式（2-12）可以看出：坐標(biāo)系（）中，電網(wǎng)電壓正序復(fù)矢量是一模為且按逆時針方向以角頻率旋轉(zhuǎn)的空間矢量；而電網(wǎng)電壓負(fù)序負(fù)序矢量則模為且按順

24、時針方向以角頻率旋轉(zhuǎn)的空間矢量。 根據(jù)三相PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，可以得到坐標(biāo)系（）中復(fù)矢量模型方程為： （2-20）式中， （2-21）為坐標(biāo)系（）中整流橋交流輸入端基波電壓合成矢量；為坐標(biāo)系（）中三相PWM整流器交流電流合成矢量。當(dāng)電網(wǎng)電壓不平衡時，、均含有正、負(fù)序分量，類似式（2-12）可記為： （2-22）式中，、分別為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d,q）中整流橋的交流輸入端基波電壓的正、負(fù)序復(fù)矢量。 (2-23) (2-24) 將式（2-18）、（2-20）、（2-22）聯(lián)立，可求出坐標(biāo)系（d,q）中三相PWM整流器正、負(fù)序復(fù)矢量模型方程為： (2-25) 將式（2-

25、19）、（2-13）、（2-14）代入（2-25）可得電網(wǎng)電壓不平衡條件下，三相PWM整流器在正、負(fù)序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的模型方程: (2-26) 此數(shù)學(xué)模型是研究電網(wǎng)電壓不平衡條件下，三相PWM整流器不平衡控制策略的基礎(chǔ)。第三章 基于正負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制策略的討論為了抑制因電網(wǎng)電壓不平衡而導(dǎo)致的直流電壓2次諧波，相關(guān)文獻(xiàn)提出了一種三相PWM整流器的不平衡控制策略，即基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的雙電流控制策略。本章對該控制策略進(jìn)行了研究及仿真。3.1 電網(wǎng)電壓不平衡條件下三相PWM整流器網(wǎng)側(cè)功率描述 在電網(wǎng)電壓不平衡條件下，三相PWM整流器網(wǎng)側(cè)視在復(fù)功率S為： (3-1)式中，為的共軛復(fù)矢

26、量；p(t)、q(t)分別為三相PWM整流器網(wǎng)側(cè)瞬時有功功率、瞬時無功功率。 求解式（3-1）得： (3-2)(3-3) 式中，、分別為瞬時有功功率、無功功率平均值；、 分別為2次有功余弦、正弦項諧波峰值；、 分別為2次無功余弦、正弦項諧波峰值； 由前面的矢量關(guān)系式易推得： （3-4）顯然，由式（3-2）、（3-3）及（3-4）可以看出：由于電網(wǎng)電壓的不平衡，即電網(wǎng)負(fù)序電壓的存在，三相PWM整流器網(wǎng)側(cè)瞬時有功功率p(t)、無功功率q(t)均還有2次脈動分量。忽略各種損耗，輸入輸出功率守恒，如果網(wǎng)側(cè)瞬時有功功率p(t)含有2次脈動分量，則輸出直流電壓就含有2次脈動分量。 因此，為了抑制直流電壓2

27、次脈動分量，必須控制網(wǎng)側(cè)瞬時有功功率的2次脈動分量為零，即使；另外，為了使整流器平均單位功率因數(shù)運(yùn)行，必須控制瞬時無功功率的直流分量。設(shè)相關(guān)的有功、無功功率指令為并由式（3-4）可得功率指令的矩陣表達(dá)式，如下： (3-5)由前面的分析可知：為了抑制直流電壓2次諧波，得到平均單位功率因數(shù)，必須使。將上述控制要求代入式（3-5），并求逆變換，即可獲得抑制三相PWM整流器直流電壓波動控制時的電流控制指令： = (3-6) 式中， 根據(jù)式（3-6）產(chǎn)生電流控制指令，就可以控制有功功率2次諧波分量的系數(shù)Pc2、Ps2等于零，平均無功功率Q0等于零， 抑制了直流電壓的2次諧波，實(shí)現(xiàn)了平均單位因數(shù)控制。但是

28、瞬時無功功率仍存在2次諧波分量，這是由于四個控制變量，因而無法同時滿足的控制要求。換言之，無法在P0受控條件下，同時滿足的控制要求。 由式（3-6）我們還可以看出，當(dāng)電網(wǎng)電壓不平衡時，為了抑制三相PWM整流器直流電壓的2次諧波，必須使三相PWM整流器交流電流存在一定量的負(fù)序分量。這樣，當(dāng)三相PWM整流器直流電壓2次諧波得以抑制時，不僅瞬時無功功率仍存在2次諧波分量，而且三相PWM整流器交流側(cè)還會有負(fù)序電流。也就是說，通過增加交流電流的負(fù)序電流來達(dá)到抑制交流電壓2次諧波的目的。3.2 基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制策略的工作原理 為了對三相電流進(jìn)行控制，這里采用結(jié)構(gòu)完全對稱的正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)

29、系（d,q）下的雙電流內(nèi)環(huán)控制，即正、負(fù)序雙電流調(diào)節(jié)器。它是對正序電流和負(fù)序電流獨(dú)立控制；在正序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中，對正序電流進(jìn)行控制；在負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中，對負(fù)序電流進(jìn)行控制。由于正、負(fù)序電流控制指令均只含直流分量而不含有2次分量，因此兩組調(diào)節(jié)器都是對直流量進(jìn)行控制，所以不用增加控制增益，進(jìn)而減小了系統(tǒng)的不穩(wěn)定因素，還可以實(shí)現(xiàn)正、負(fù)序電流的無靜差控制。從式（2-20）所示的正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下三相PWM整流器的模型方程可以看出，PWM整流器正、負(fù)序d、q軸分量相互耦合，因此對于電流控制指令、可分別采用正序、負(fù)序前饋解耦控制，以產(chǎn)生相應(yīng)的整流橋交流輸入電壓控制指令。當(dāng)電流調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)器時，則可以

30、得到正序電流內(nèi)環(huán)前饋解耦控制算法： (3-7)負(fù)序電流內(nèi)環(huán)前饋解耦控制算法： （3-8） 式中，PI表示PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)，即；、分別為電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的比例調(diào)節(jié)增益和積分調(diào)節(jié)增益。 顯然，由式（3-7）、（3-8）可以看出：采用正、負(fù)序雙電流調(diào)節(jié)器，在正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中分別對正、負(fù)序電流進(jìn)行獨(dú)立控制，使三相PWM整流器的正、負(fù)序電流內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)了解耦控制。由于表示三相PWM整流器平均有功功率指令，因而與直流電壓平均值相關(guān)，當(dāng)三相PWM整流器直流電壓調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)器時，其調(diào)節(jié)器輸出與直流電流指令相對應(yīng)，因此三相PWM整流器直流電流指令為： （3-9）式中，、分別為電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的比例

31、調(diào)節(jié)增益和積分調(diào)節(jié)增益。則三相PWM整流器平均有功功率指令為： （3-10）然后根據(jù)前面分析的抑制直流電壓2次諧波和平均單位功率因數(shù)控制的控制算法，由式（3-6）求出交流電流控制指令進(jìn)而友正、負(fù)序雙電流調(diào)節(jié)器，產(chǎn)生相應(yīng)的整流橋交流輸入側(cè)電壓控制指令將其轉(zhuǎn)換到三相靜止坐標(biāo)系下，可以得到整流橋交流側(cè)參考電壓空間矢量： （3-11）由整流橋交流側(cè)參考電壓空間矢量,就可以對整流器進(jìn)行空間矢量PWM（SVPWM）調(diào)制，產(chǎn)生控制要求的SVPWM開關(guān)信號，控制功率開關(guān)器件的導(dǎo)通與關(guān)斷，使整流器平均單位功率因數(shù)運(yùn)行，且輸出穩(wěn)定的直流電壓。 三相PWM整流器正、負(fù)序雙電流內(nèi)環(huán)獨(dú)立控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖3-1所示。

32、圖3-1 三相PWM整流器正、負(fù)序雙電流內(nèi)環(huán)獨(dú)立控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖顯然，在正、負(fù)序雙電流內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)中，若電流調(diào)節(jié)器均設(shè)計為PI調(diào)節(jié)器，便可實(shí)現(xiàn)三相PWM整流器正、負(fù)序電流的無靜差控制，從而使。這樣，理論上即可抑制因電網(wǎng)電壓不平衡所導(dǎo)致的三相PWM整流器直流電壓2 次諧波。值得關(guān)注的是：這種不平衡控制策略實(shí)際上是在三相PWM整流器網(wǎng)側(cè)交流電流中加入適當(dāng)?shù)呢?fù)序電流，以滿足直流電壓的控制要求。但負(fù)序電流的加入，又使PWM整流器三相交流電流不對稱。第四章 基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制策略的仿真研究4.1仿真軟件介紹MATLAB是矩陣實(shí)驗(yàn)室（Matrix Laboratory）的簡稱，是美國MathWo

33、rks公司出品的商業(yè)數(shù)學(xué)軟件，用于算法開發(fā)、數(shù)據(jù)可視化、數(shù)據(jù)分析以及數(shù)值計算的高級技術(shù)計算語言和交互式環(huán)境，主要包括MATLAB和Simulink兩大部分。軟件簡介：Simulink是MATLAB最重要的組件之一，它提供一個動態(tài)系統(tǒng)建模、仿真和綜合分析的集成環(huán)境。在該環(huán)境中，無需大量書寫程序，而只需要通過簡單直觀的鼠標(biāo)操作，就可構(gòu)造出復(fù)雜的系統(tǒng)。Simulink具有適應(yīng)面廣、結(jié)構(gòu)和流程清晰及仿真精細(xì)、貼近實(shí)際、效率高、靈活等優(yōu)點(diǎn)，并基于以上優(yōu)點(diǎn)Simulink已被廣泛應(yīng)用于控制理論和數(shù)字信號處理的復(fù)雜仿真和設(shè)計。同時有大量的第三方軟件和硬件可應(yīng)用于或被要求應(yīng)用于Simulink。功能：Simu

34、link是MATLAB中的一種可視化仿真工具， 是一種基于MATLAB的框圖設(shè)計環(huán)境，是實(shí)現(xiàn)動態(tài)系統(tǒng)建模、仿真和分析的一個軟件包，被廣泛應(yīng)用于線性系統(tǒng)、非線性系統(tǒng)、數(shù)字控制及數(shù)字信號處理的建模和仿真中。Simulink可以用連續(xù)采樣時間、離散采樣時間或兩種混合的采樣時間進(jìn)行建模，它也支持多速率系統(tǒng)，也就是系統(tǒng)中的不同部分具有不同的采樣速率。為了創(chuàng)建動態(tài)系統(tǒng)模型，Simulink提供了一個建立模型方塊圖的圖形用戶接口(GUI) ，這個創(chuàng)建過程只需單擊和拖動鼠標(biāo)操作就能完成，它提供了一種更快捷、直接明了的方式，而且用戶可以立即看到系統(tǒng)的仿真結(jié)果。 Simulink®是用于動態(tài)系統(tǒng)和嵌入式系

35、統(tǒng)的多領(lǐng)域仿真和基于模型的設(shè)計工具。對各種時變系統(tǒng)，包括通訊、控制、信號處理、視頻處理和圖像處理系統(tǒng)，Simulink提供了交互式圖形化環(huán)境和可定制模塊庫來對其進(jìn)行設(shè)計、仿真、執(zhí)行和測試。 構(gòu)架在Simulink基礎(chǔ)之上的其他產(chǎn)品擴(kuò)展了Simulink多領(lǐng)域建模功能，也提供了用于設(shè)計、執(zhí)行、驗(yàn)證和確認(rèn)任務(wù)的相應(yīng)工具。Simulink與MATLAB® 緊密集成，可以直接訪問MATLAB大量的工具來進(jìn)行算法研發(fā)、仿真的分析和可視化、批處理腳本的創(chuàng)建、建模環(huán)境的定制以及信號參數(shù)和測試數(shù)據(jù)的定義。4.2 基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制系統(tǒng)的仿真模型為了對基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制策

36、略進(jìn)行深入的研究與探討，本文利用MATLAB的Simulink模塊庫建立了該控制系統(tǒng)的仿真模型，在該仿真模型的基礎(chǔ)上，對基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的雙電流不平衡控制策略進(jìn)行仿真研究?；谡?、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制系統(tǒng)的仿真模型如圖4-1所示， 該模型主要由三相電網(wǎng)電壓模塊、三相PWM整流器模塊、不平衡電網(wǎng)電壓正負(fù)序分量檢測模塊、不平衡電流正負(fù)序分量檢測模塊、交流電流指令計算模塊、 電流控制環(huán)模塊、SVPWM波形產(chǎn)生等模塊組成其中三相電網(wǎng)電壓模塊是由三相不平衡的交流電壓源組成；三相PWM整流器模塊其輸入變量為三相電網(wǎng)電壓和三相開關(guān)函數(shù)輸出變量為直流電壓和三相交流電流根據(jù)整流器的數(shù)學(xué)模型，即式（

37、2-1）-(2-8)可得到整流器模塊的simulink仿真模型，如圖4-2所示。圖4-1 基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制系統(tǒng)的仿真模型 圖4-2 三相PWM整流器模塊在三相PWM整流器正、負(fù)序雙電流調(diào)節(jié)的不平衡控制策略中，由于采用了 正序、負(fù)序電流獨(dú)立控制，因此必須檢測不平衡電網(wǎng)電壓的正、負(fù)序分量。相關(guān)文獻(xiàn)提到了幾種正、負(fù)序分量的檢測方法，其中利用信號延遲的方法檢測動態(tài)響應(yīng)最快，因此本文采用此方法進(jìn)行電網(wǎng)電壓的正、負(fù)序分量檢測。信號延遲方法檢測的原理框圖如圖4-3所示，該方法是在兩相靜止()坐標(biāo)系下，將電網(wǎng)電壓的合成矢量延遲1/4個基波周期來實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電壓的正、負(fù)序分量的檢測，在兩相靜止()

38、坐標(biāo)系中，可以得到： (4-1) (4-2)式中，T為電網(wǎng)電壓的基波周期，、為兩相靜止坐標(biāo)系中電網(wǎng)電壓的正、負(fù)序分量。圖4-3 基于信號延遲的不平衡電網(wǎng)電壓的檢測方法將式（4-12）轉(zhuǎn)換到正序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d,q）下，則有： （4-3）又由于： （4-4） （4-5） 將式（4-4）-（4-5）代入式（4-1）可得正序電網(wǎng)電壓的d,q分量： （4-6） （4-7） 同樣將式（4-2）轉(zhuǎn)換到負(fù)序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d,q）下，則有： （4-8）將式（4-4）、（4-5）、（4-8）代入（4-2）可得負(fù)序電網(wǎng)電壓的d、q分量： (4-9) （4-10） 根據(jù)式(4-6)，(4-7)、(4-9)和(4

39、-10)即可建立不平衡電網(wǎng)電壓正、負(fù)序分量檢測的仿真模塊，如圖4-4所示該模塊也適用于不平衡電流正、負(fù)序分量的檢測。圖4-4 不平衡電網(wǎng)電壓的正負(fù)序分量檢測模塊控制系統(tǒng)的外環(huán)是直流電壓環(huán)，當(dāng)直流電壓調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)器時，由式(3-9)可以得到三相PWM整流器的平均有功功率指令為： （4-11） 將平均有功功率指令和不平衡電網(wǎng)電壓的正、負(fù)序d、q分量送入交流電流指令計算模塊，該模塊根據(jù)雙電流調(diào)節(jié)器抑制直流電壓2 次諧波和平均單位功率因數(shù)運(yùn)行的控制算法，由式(3-6)計算出交流電流指令。 圖4-5給出了交流電流指令計算的仿真模塊。 控制系統(tǒng)的內(nèi)環(huán)是電流控制環(huán)，交流電流指令、三相交流電流的反饋值和

40、三相電網(wǎng)電壓送入電流控制環(huán)，進(jìn)行正、負(fù)序電流內(nèi)環(huán)的前饋解耦控制。由基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制算法，即式(3-7)、(3-8)及式(3-11)，可以得到如圖4-6所示的正、負(fù)序雙電流控制環(huán)模塊，該模塊可輸出整流橋交流側(cè)參考電壓空間矢量V*。 圖4-5 交流電流指令計算模塊 圖4-6 電流控制環(huán)模塊 參考電壓空間矢量送入SVPWM波形產(chǎn)生模塊，進(jìn)行SVPWM調(diào)制產(chǎn)生三相開關(guān)信號，控制功率開關(guān)器件的導(dǎo)通與關(guān)斷。SVPWM波形產(chǎn)生模塊如圖4-7所示，首先判斷參考電壓空間矢量所在的扇區(qū)，然后計算基本空間矢量作用時間，最后根據(jù)開關(guān)模式序列生成三相開關(guān)函數(shù)。扇區(qū)判斷及基本空間矢量作用時間計算子模塊如

41、圖4-8所示。 圖4-7 SVPWM波形產(chǎn)生模塊 圖4-8 扇區(qū)判斷及基本空間矢量作用時間計算模塊圖4-8所示的子模塊首先求出礦的模和幅角伊，然后判斷所在的扇區(qū),計算與相鄰基本空間矢量的夾角口，制比m(SVPWM調(diào)制系數(shù))，最后求出基本電壓空間矢量的作用時間、。其中，判斷所在扇區(qū)模塊的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖4-9所示，圖中，妒是的幅角，此時，把妒轉(zhuǎn)換成0到之間.圖中的Switch模塊的門限值設(shè)置為0，第二通道為控制輸入口，并且設(shè)置當(dāng)控制輸入口的值大于等于門限值時，Switch模塊輸出第一通道的值，否則輸出第三通道的值，這樣設(shè)置以后，圖4-10即可實(shí)現(xiàn)： 當(dāng)時，；當(dāng)時，。 這樣，所以所在扇區(qū)數(shù)sector

42、就等于。 圖4-9 扇區(qū)判斷模塊圖4-10給出了各扇區(qū)三相開關(guān)函數(shù)生成模塊，圖中Multiport Switch模塊可以根據(jù)扇區(qū)數(shù)sector的值，輸出相應(yīng)扇區(qū)的SVPWM波形，例如，如果sector=0,則輸出sector0模塊的值；如果sector=l，則輸出sectorl模塊的值。以第0扇區(qū)為例，具體說明三相開關(guān)函數(shù)的生成方法，模塊sector0的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖4-11所示。圖4-11中，Ta=/2，Tb=(+)/2；Repeating Sequence模塊輸出周期為、幅值為/2的三角波；Switchl、Switch2模塊的門限值都設(shè)置為0，并且設(shè)置當(dāng)控制輸入口的值大于等于門限值時，Swi

43、tch輸出第一通道的值，否則輸出第三通道的值。進(jìn)行以上設(shè)置后，此模塊就可以實(shí)現(xiàn)這樣的功能：Ta、Tb分別與三角波比較，當(dāng)三角波的值大于等于Ta時，=l，否則=0；當(dāng)三角波的值大于等于Tb時，=1，否則=0；而=1；這樣在一個PWM周期內(nèi)，即可發(fā)出開關(guān)模式序列為100、110、11l，lll、llO、100的SVPWM脈沖，并且這些開關(guān)模式序列分別作用的時間為對于其他扇區(qū)，仍可以根據(jù)這種方法發(fā)出相應(yīng)扇區(qū)的開關(guān)模式序列。 圖4-10 三相開關(guān)函數(shù)生成模塊圖4-11 扇區(qū)0中SVPWM波形產(chǎn)生模塊4.3 基于正、負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流控制系統(tǒng)的仿真 通過MATILAB中的SIMULINK模塊，對本節(jié)

44、提到的控制策略進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。該控制策略在不同電網(wǎng)電壓運(yùn)行條件下的仿真模波形如下。采用不平衡控制策略時，當(dāng)電網(wǎng)電壓平衡時系統(tǒng)的仿真波形。圖4-15 電網(wǎng)電壓波形圖4-16 直流側(cè)波形 圖4-17 穩(wěn)態(tài)時的放大波形圖4-18 交流側(cè)三相電流波形 圖4-19 a相電壓與電流的對照波形圖4-20 交流側(cè)電流頻譜采用不平衡控制策略時，從上面電網(wǎng)電壓平衡時的仿真圖形可以看出，在該控制策略下系統(tǒng)同樣具有較好的動態(tài)、穩(wěn)態(tài)性能，交流側(cè)電流同樣具有較小的諧波總量為0.27%。在電網(wǎng)電壓嚴(yán)重不平衡，即；時系統(tǒng)的仿真波形。圖4-21電網(wǎng)電壓波形圖4-22 直流側(cè)波形 圖4-23穩(wěn)態(tài)時的放大波形圖4-24 交流側(cè)三相

45、電流波形 圖4-25 a相正序電壓與電流的對照波形圖4-26 傳統(tǒng)VOC控制時的交流側(cè)電流波形圖4-27 交流側(cè)電流頻譜圖4-28 直流側(cè)電壓頻譜從上面的仿真波形看出，在電網(wǎng)a相電壓為零，采用抑制交流側(cè)電流諧波的控制策略時，不僅可以控制正序電壓與電流接近同相位（功率因數(shù)接近為1），而且可以控制交流側(cè)三相電流接近正弦，見圖4-24和圖4-25。如果電網(wǎng)a相電壓為零，采用傳統(tǒng)VOC控制策略的交流側(cè)電流波形見圖4-26。通過比較我們可以明顯看出，在電網(wǎng)電壓不平衡時，抑制交流側(cè)電流諧波控制策略的優(yōu)越性。同時從圖4-27和圖4-28的頻譜圖可以驗(yàn)證第五章中的分析，電網(wǎng)電壓不平衡時，在整流器的直流側(cè)會出現(xiàn)

46、二次諧波，同時在交流側(cè)會出現(xiàn)三次諧波，但本文采用的不平衡控制策略可以大幅減小交流側(cè)的三次諧波（THD2.61%）。 結(jié)論本文對電網(wǎng)不平衡下的三相電壓型PWM高功率因數(shù)整流器的控制策略進(jìn)行了研究。論文的主要工作可以總結(jié)如下：(1)首先研究了三相PWM整流器的工作原理和電網(wǎng)電壓平衡狀態(tài)下的基礎(chǔ)數(shù)學(xué)模型。(2)然后研究了三相電網(wǎng)不平衡的含義，對電網(wǎng)不平衡下的三相整流器進(jìn)行了建模分析。分析表明，三相PWM整流器的交流電流中出現(xiàn)負(fù)序分量，使交流電流不對稱；直流電壓和交流電流中出現(xiàn)非特征諧波分量，只直流電壓和交流電流波形發(fā)證畸變。(3)針對上述問題，研究了一種不平衡控制策略，即基于正負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下雙電流

47、控制策略。并對該控制策略進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，證明了該策略控制方案是可行而有效的。致謝本畢業(yè)設(shè)計首先要感謝袁文華老師的關(guān)心及細(xì)心指導(dǎo)和幫助。袁老師在畢業(yè)設(shè)計這段實(shí)踐中，為我們花費(fèi)了大量的時間和精力，從選題后開始，就組織每周一次的學(xué)習(xí)和交流研究，他都盡心盡力。在這期間他不僅給我們提供了豐富的文獻(xiàn)資料和書籍，還教會了我們很多研究解決問題的方法，以及撰寫論文的方法和規(guī)范。并指導(dǎo)我對設(shè)計和論文中的很多不足和錯誤進(jìn)行了完善和修正。畢業(yè)設(shè)計和我一組的戴天齊、陳韋杰、莊園同學(xué)在仿真軟件使用，PWM算法，以及在平時交流中都給予我很大的幫助。并且我從老師和同學(xué)那里學(xué)到了很多的知識和解決問題的方法。多虧了他們的幫助才能

48、使我的畢業(yè)設(shè)計比較順利地進(jìn)行。在此向袁老師和所有在畢業(yè)設(shè)計的過程中幫助過我的同學(xué)表示真誠的敬意和感謝。在我多年的學(xué)習(xí)生活過程中，我的父母在生活上給予了我無微不至的關(guān)懷，并教給了很多做人做事的道理，在我各個學(xué)習(xí)階段老師、同學(xué)和朋友都給予了我很多幫助和鼓勵。借此機(jī)會向我的父母以及給予我巨大幫助的老師、同學(xué)和朋友表示誠摯的敬意和感謝。最后感謝各位專家和老師在百忙之中評閱本文。 參 考 文 獻(xiàn)1 Dixon J W，Ooi B TIndirect current control of a unity power factor sinusoidal current boost type three-ph

49、ase rectifierIEEE Trans Power Electronics，1988，35：508:5152 Wu R，Dewan S B，Slemon G RAnalysis of an ac to do voltage source converter using PWM with phase and amplitude controlIEEE Trans Ind Appl1991，27：3553643 Marian PKazmierkowski，Luigi MalesaniCurrent control techniques for three-phase voltage-sou

50、se PWM converters：A Surrey。IEEE Trans Ind Electron，1998，45(5)：691-7034 ZargariN R，Jose GPerformance Investigation of a Current-controledVoltage-regulated PWM Rectifer in Rotating Sationary FramsIn ProcIEEE IECON93，1993：119311985 Vilathgamuna D W et a1Variable Structure Control of Voltage SourcedRectifierIEEE ProcEleetr PowerAppl，1996，l(43)：18346 姚俊，馬松輝編Simlink建模與仿真西安：西安電子科技大學(xué)出版社，