畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

1、數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)專業(yè)名稱： 電子信息工程 班 級(jí)： 學(xué)生姓名： 指導(dǎo)老師： 完成時(shí)間： 2010年5月 摘 要 數(shù)字接收機(jī)覆蓋了無(wú)線電通信、電視廣播、無(wú)線電廣播、雷達(dá)定位、遙測(cè)遙控、衛(wèi)星通信以及移動(dòng)通信系統(tǒng)等各個(gè)領(lǐng)域。隨著無(wú)線通信技術(shù)特別是現(xiàn)代調(diào)制體制和軟件無(wú)線電技術(shù)的快速發(fā)展，且無(wú)線頻譜的擁擠程度日益加劇，數(shù)字接收機(jī)在設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)上越來(lái)越趨向于高性能、高集成度方向。對(duì)于接收機(jī)的線性度、動(dòng)態(tài)范圍、靈敏度、抗干擾能力、適應(yīng)性等方面的性能指標(biāo)也提出了越來(lái)越苛刻的要求。這些要求同樣也促進(jìn)了中頻接收機(jī)的不斷進(jìn)步，要求其在保證信號(hào)檢測(cè)能力即極高的靈敏度的前提下盡可能的提高接收機(jī)的線性度，使信號(hào)失

2、真最小、誤碼率最低盡可能的展寬接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍，使接收機(jī)的適應(yīng)度更大、抗干擾能力更強(qiáng)。數(shù)字式接收機(jī)代表著現(xiàn)代高性能接收機(jī)的發(fā)展方向，而dds同 dsp（數(shù)字信號(hào)處理）一樣，是一項(xiàng)關(guān)鍵的數(shù)字化技術(shù)。dds是直接數(shù)字式頻率合成器（direct digital synthesizer）的英文縮寫(xiě)。與傳統(tǒng)的頻率合成器相比，dds具有低成本、低功耗、高分辨率和快速轉(zhuǎn)換時(shí)間等優(yōu)點(diǎn)，廣泛使用在電信與電子儀器領(lǐng)域，是實(shí)現(xiàn)設(shè)備全數(shù)字化的一個(gè)關(guān)鍵技術(shù)。本課題采用了高頻功率放大技術(shù)、兩級(jí)中頻放大技術(shù)、混頻技術(shù)、dds技術(shù)、dpd技術(shù)，由dds座本振源，完成了數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)的設(shè)計(jì)。 關(guān)鍵詞 dds；dpd技術(shù)；接收

3、機(jī)；數(shù)字化abstractdigital receiver applies widely in so many areas such as wireless communication, television, broadcast, radar, satellite communications and so on. along with the development of the technology of the particular the modern modulation and software radio wireless communication technique, me

4、antime the employ of wireless frequency are more presser, the development of the digital receiver tend towards high performance and high integration. modern receiver is in pursuit of big dynamic range, good linearity, and high sensitive and so on. that extremely promotes the development of the recei

5、ver. also the requirement of receiver becomes more rigorous. as the name implies, receiver need to improve the linearity, to reduce the distortions rate and bit error rate, and to expend the dynamic range, of course should ensure the signal detect capability precondition.digital receiver stands for

6、the development direction of modern advanced receiver, also dds with dsp (digital signal processing) as a key digital technology. dds is a direct digital frequency synthesizer (direct digital synthesizer) abbreviation. and compared to the conventional frequency synthesizer, dds low cost, low power,

7、high resolution and fast switching time, it is widely used in the field of telecommunications and electronic equipment, is to achieve all-digital equipment, a key technology. the subject of using high-frequency power amplifier technology, two if amplifier technology, mixing technology, dds technolog

8、y, dpd technology, from the block dds local oscillator, to complete a digital wireless receiver design.keywords dds;dpd technology; receivers; digital目 錄1緒論11.1數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)的背景11.2課題主要完成的工作12 數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)的原理32.1采樣定理及帶通采樣32.1.1基帶采樣32.1.2帶通采樣52.3工作原理62.3原理圖83 數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)的硬件實(shí)現(xiàn)93.1 高放電路93.2 混頻電路103.2.1 ad831的組成及主要特

9、點(diǎn)11 3.2.2 ad831的工作原理113.3 中頻放大電路123.3.1 中頻放大電路12 3.3.2 集成寬帶放大器l1590簡(jiǎn)介133.3.3 中品放大電路的整體結(jié)構(gòu)133.4 dds技術(shù)15 3.4.1 dds組成及特點(diǎn)153.4.2 ad9833芯片的功能及應(yīng)用163.5 dpd技術(shù)194 數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)的軟件組成224.1 ad9833時(shí)序控制流程圖224.2 ad574a控制流程圖235 數(shù)字式接收機(jī)的噪聲與增益25結(jié)論27致謝28參考文獻(xiàn)29數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)1 緒論數(shù)字接收機(jī)的結(jié)構(gòu)方式可分為直接數(shù)字化方式、 外差零中頻方式和外差低中頻方式，本文采用外差低中頻方式

10、。1.1 數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)的背景近年來(lái),無(wú)線通信的應(yīng)用越來(lái)越廣泛,并向著高頻、寬帶、集成化、多元化的方向發(fā)展。根據(jù)不同的應(yīng)用背景,目前有多種通信標(biāo)準(zhǔn)。而各種通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)都要滿足相應(yīng)標(biāo)準(zhǔn)的要求。在系統(tǒng)設(shè)計(jì)中,可以采用自下而上的設(shè)計(jì)方法,先設(shè)計(jì)系統(tǒng)的每個(gè)單元電路,然后將它們組合在一起。但這樣做一方面有可能達(dá)不到總體要求;另一方面,為了滿足整體指標(biāo),加大了單元電路設(shè)計(jì)的難度。此外,對(duì)于不同的標(biāo)準(zhǔn),必須重新設(shè)計(jì)。而使用自頂向下的設(shè)計(jì)方法則完全避免了這些問(wèn)題。這一方法從系統(tǒng)入手,將整體指標(biāo)分配給不同的模塊,在系統(tǒng)級(jí)就確定了性能,驗(yàn)證了可行性。從而縮短了設(shè)計(jì)時(shí)間,提高了設(shè)計(jì)的可靠性,避免了不必要的資源浪

11、費(fèi)?！败浖?是無(wú)線通信系統(tǒng)的發(fā)展趨勢(shì) ,軟件無(wú)線電( software radio)就是應(yīng)這種趨勢(shì)而提出來(lái)的一種新的無(wú)線通信系統(tǒng)體系結(jié)構(gòu).其基本思想是把數(shù)字化處理(a/ d 和 d/ a 變換)盡可能地靠近射頻天線 ,建立一個(gè)通用的、 可擴(kuò)展的硬件平臺(tái) ,在這個(gè)硬件平臺(tái)上把盡可能多的無(wú)線通信功能用可升級(jí)、 可替換的軟件來(lái)實(shí)現(xiàn)?，F(xiàn)階段 ,由于各種關(guān)鍵器件發(fā)展水平的限制 ,高頻信號(hào)的直接數(shù)字化及其數(shù)據(jù)處理在成本上還不合算 ,所以中頻數(shù)字化加上少量的高頻模擬前端是目前軟件無(wú)線電的一種經(jīng)濟(jì)、 適用的選擇.基于這種理念 ,本文設(shè)計(jì)了應(yīng)用dds技術(shù)及dpd技術(shù)的數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)。1.2 課題主要完成的

12、工作本課題由高頻功放、一級(jí)中放、二級(jí)中放、混頻、a/ d、dpd以及dds技術(shù)組成，以a/ d和dpd為數(shù)字化處理的主要步驟，包括以下幾個(gè)方面：(1) 無(wú)線接收模塊的應(yīng)用了解czs-3的基本結(jié)構(gòu)特點(diǎn)、應(yīng)用方法和注意事項(xiàng)。(2) 高頻功放電路了解高頻功率放大電路的組成和特點(diǎn)。(3) 中頻放大電路中頻有兩種選擇方案，一是將中頻選在低于接收頻段的范圍內(nèi)，稱為低中頻方案，這是通常采用的一種方案。在這種方案中，由于中頻低，中頻放大器容易實(shí)現(xiàn)高增益和高選擇性；另一種是將中頻選在高于接收頻段的范圍內(nèi)，稱為高中頻方案。例如在短波通信接收機(jī)中，接收頻段為(230) mhz，中頻選在 70 mhz 附近。顯然，采

13、用這種方案時(shí)，中頻很高，鏡像頻率干擾的頻率遠(yuǎn)高于有用信號(hào)頻率，混頻的濾波電路很容易將它濾除。 (4) dds技術(shù)應(yīng)用了解ad9833芯片的功能、控制方式、開(kāi)發(fā)系統(tǒng)的使用方法及應(yīng)注意的事項(xiàng)。(5) dpd技術(shù)數(shù)字式檢波器(digital product detector，簡(jiǎn)稱dpd)為數(shù)字式接收機(jī)的重要組成部分是對(duì)傳統(tǒng)模擬式接收機(jī)的一次重大改革。它與模擬式檢波器的根本區(qū)別在于直接在中頻對(duì)信號(hào)進(jìn)行a/d變換，然后在數(shù)字域中用dsp方法對(duì)信號(hào)進(jìn)行檢波。2 數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)原理 數(shù)字式接收機(jī)的研制一直是國(guó)內(nèi)外大力研究的項(xiàng)目。數(shù)字接收機(jī)可以對(duì)復(fù)雜的寬帶調(diào)制的雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理 , 實(shí)現(xiàn)精確測(cè)量 ,

14、大大改進(jìn)對(duì)信號(hào)的分選和識(shí)別。在靈敏度檢測(cè)方面大大提高了對(duì)低截獲概率雷達(dá)的檢測(cè)能力。它配以合適的天線裝置 , 可以更準(zhǔn)確地進(jìn)行輻射源定位。新技術(shù)的發(fā)展使得高運(yùn)算速度 fft(快速傅氏變換)的器件在現(xiàn)代電子戰(zhàn)中得以應(yīng)用 , 數(shù)字式接收機(jī)的研制成為可能。a/ d轉(zhuǎn)換器是決定數(shù)字接收機(jī)性能的關(guān)鍵器件。最高采樣速率和有效的字長(zhǎng)是影響數(shù)字式接收機(jī)帶寬和動(dòng)態(tài)范圍的關(guān)鍵參數(shù)。目前數(shù)字接收機(jī)研究的主要目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)至少 1ghz 的帶寬和8bit 的動(dòng)態(tài)范圍。該設(shè)計(jì)要求最嚴(yán)格的是輸入的模數(shù)轉(zhuǎn)換器。盡管高速數(shù)字器件可以滿足寬帶數(shù)字接收機(jī) , 但價(jià)格昂貴 ,目前僅限于試驗(yàn)用。欠奈奎斯特采樣法被認(rèn)為允許取樣速率不和瞬時(shí)帶

15、寬匹配的情況下組建寬帶數(shù)字接收機(jī)。它是借鑒瞬時(shí)測(cè)頻接收機(jī)方法 , 一路信號(hào)未延遲按欠奈奎斯特法采樣; 另將一路采樣時(shí)鐘延遲一段時(shí)間 , 按欠奈奎斯特法采樣。由于延遲從而使接收機(jī)的帶寬大于瞬時(shí)帶寬 , 于是欠奈奎斯特采樣所產(chǎn)生的輸出頻率模糊可以通過(guò)和上下相鄰?fù)ǖ涝谝粋€(gè)鑒相器內(nèi)相關(guān)解決。因?yàn)閼?yīng)用了 fft運(yùn)算技術(shù) , 這種接收機(jī)可以處理同時(shí)到達(dá)的信號(hào)。在實(shí)際設(shè)計(jì)中還要考慮許多其它因素。欠奈奎斯特采樣接收機(jī)的優(yōu)點(diǎn)是 高 的 動(dòng) 態(tài) 范 圍 ( 12bit 14bit) , 而僅需慢速的更經(jīng)濟(jì)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器。并且可以應(yīng)用現(xiàn)有的fft蝴蝶芯片。但它需要兩倍多的模數(shù)轉(zhuǎn)換器 , 因?yàn)橐鉀Q模糊問(wèn)題需要復(fù)雜的計(jì)

16、算處理。2.1 采樣定理及帶通采樣顯而易見(jiàn)，數(shù)字式接收機(jī)首先要將接收到的模擬信號(hào)數(shù)字化。模/數(shù)變換器，即adc是數(shù)字式接收機(jī)的一個(gè)關(guān)鍵器件，如何對(duì)接收機(jī)接收到的模擬信號(hào)以周期性間隔進(jìn)行采樣，是數(shù)字式接收機(jī)設(shè)計(jì)所涉及到的主要問(wèn)題之一。怎樣采樣?采樣間隔取多少?當(dāng)信號(hào)被采樣時(shí)，采樣函數(shù)由它的采樣值來(lái)表示其精度，采樣后怎樣才能從采樣值最佳地或者說(shuō)無(wú)失真地恢復(fù)出原信號(hào)?2.1.1 基帶采樣采樣信號(hào)被adc數(shù)字化后，其輸出是數(shù)字形式的幅度信息。在采樣點(diǎn)上的函數(shù)值稱為采樣值，分隔采樣點(diǎn)的時(shí)間稱為采樣間隔，采樣間隔的倒數(shù)即為采樣頻率。任意連續(xù)函數(shù)f(t)在點(diǎn)nts處的值由下式確定:=采樣信號(hào)是= 式 2-1

17、方程的傅氏變換為= 式 2-2其中該方程表明，如果模擬信號(hào)的傅氏變換已知，那它被采樣后其采樣信號(hào)就唯一地確定，其頻譜就是以采樣頻率為周期對(duì)原信號(hào)的頻譜進(jìn)行重復(fù)頻移。以一個(gè)單頻信號(hào)為例，被一理想脈沖采樣，假定2，則采樣后信號(hào)頻譜輸出為將以的倍數(shù)重復(fù)，數(shù)學(xué)表達(dá)式為|士、士 |，k=0, 1,2,3,。同理，一個(gè)帶限信號(hào)的采樣也是如此，其信號(hào)頻譜變化如圖2-1所示。那怎樣才能使信號(hào)采樣后不失真，仍能從采樣信號(hào)中恢復(fù)出原來(lái)的信號(hào)呢?這就遵循奈奎斯特采樣定理:采樣頻率一定要大于等于信號(hào)中最高頻率的兩倍，才能無(wú)失真地從采樣信號(hào)中恢復(fù)出原來(lái)的信號(hào)。圖2-1 采樣前后信號(hào)頻譜變化 a、采樣前；b、采樣后由上圖

18、不難看出，如果采樣頻率小于信號(hào)中最高頻率的兩倍，則采樣后信號(hào)頻譜會(huì)發(fā)生混疊。頻譜混疊的信號(hào)將無(wú)法再還原出原來(lái)信號(hào)所攜帶的全部信息，當(dāng)恢復(fù)信號(hào)時(shí)將產(chǎn)生畸變。在頻域上的奈奎斯特帶寬定義為dc-/2整個(gè)頻譜可被分為無(wú)限個(gè)奈奎斯特區(qū)，第1奈奎斯特區(qū)為dc-/2，第2奈奎斯特區(qū)為/2-，第3奈奎斯特區(qū)為-3/2，如此等等?；鶐Р蓸佣ɡ碚f(shuō)明要采樣的信號(hào)一定要位于第1奈奎斯特區(qū)，在此區(qū)域之外的頻率分量采樣后都會(huì)折疊落入該區(qū)域，因而采樣之前要加抗混疊濾波器，濾除不想要的信號(hào)。抗混疊濾波器的要求如圖2-2所示。圖2-2 抗混疊濾波器要求抗混疊濾波器的陡峭程度常要與adc的采樣頻率折衷考慮，選擇一個(gè)高的采樣頻率能

19、降低濾波器的要求，因?yàn)闉V波器過(guò)渡帶越陡峭，則濾波器越復(fù)雜，但代價(jià)是更快的adc和更快的數(shù)據(jù)處理速率。2.1.2 帶通采樣上面討論的是基帶采樣，即所有感興趣的信號(hào)均位于第1奈奎斯特區(qū)，那對(duì)位于其它奈奎斯特區(qū)域的信號(hào)進(jìn)行采樣，如在中頻上直接采樣又會(huì)怎樣呢?這就是帶通采樣定理需要解決的問(wèn)題。帶通采樣定理:設(shè)一個(gè)頻率帶限信號(hào)s(t)，其頻譜限制在(,)之內(nèi)，如果其采樣頻率滿足以下關(guān)系: =2(+)/, n=1,2, 式2-3且 2(+)， 式2-4圖2-3 采樣后信號(hào)頻譜那么采樣后用信號(hào)采樣值s (nts)能準(zhǔn)確地恢復(fù)出原信號(hào)s (t) 。如圖2-3所示，a圖示出了位于第1奈奎斯特區(qū)的帶限信號(hào)采樣，b

20、圖示出了位于第2奈奎斯特區(qū)的帶限信號(hào)采樣，c圖示出了位于第3奈奎斯特區(qū)的帶限信號(hào)采樣，它們以相同的采樣頻率采樣后頻譜相同，b圖和c圖中采樣頻率小于信號(hào)中最高頻率的兩倍(即欠采樣)，采樣后折疊入第1奈奎斯特區(qū)的映像仍包含了原來(lái)信號(hào)所攜帶的全部信息，值得注意的是b圖折疊入第1奈奎斯特區(qū)的映像位置被反轉(zhuǎn)?？梢?jiàn)，在中頻采樣過(guò)程中，為了恢復(fù)原來(lái)信號(hào)所攜帶的全部信息，采樣頻率一定要大于等于信號(hào)帶寬的兩倍，另外要保證采樣后信號(hào)頻譜不能發(fā)生混疊。這時(shí)原信號(hào)上的載波信息已被頻移，這種采樣處理等效于模擬接收機(jī)中的模擬解調(diào)，即直接中頻采樣然后用數(shù)字技術(shù)處理，省去了模擬解調(diào)器的需要。在第1奈奎斯特區(qū)以上區(qū)域進(jìn)行采樣現(xiàn)

21、已普遍應(yīng)用于雷達(dá)、通信等電子系統(tǒng)。顯然，中頻頻率越高，對(duì)adc的動(dòng)態(tài)性能要求越高，adc的模擬輸入帶寬、失真性能等指標(biāo)必須在選定的中頻頻率下滿足系統(tǒng)性能要求，而不是在基帶(第1奈奎斯特區(qū))。因此，適合欠采樣的adc必須在高階奈奎斯特區(qū)具有良好性能。另外，中頻信號(hào)在a/d采樣前必須加抗混疊濾波器，欠采樣下的抗混疊濾波器要求。圖2-4 抗混疊濾波器要求如圖2-4所示，它是一個(gè)帶通濾波器由上圖可見(jiàn)，帶通濾波器性能要求:阻帶衰減dr，轉(zhuǎn)折頻率: 和，過(guò)渡帶: -（-）和2 - 2。設(shè)中頻信號(hào)的中心頻率為= (+)/2，帶寬為=-，則兩個(gè)重要等式能被用來(lái)選擇采樣頻率和中心頻率第一: 2，要保證滿足奈奎斯

22、特采樣定理: 式2-5第二: =2/，確定位于位于奈奎斯特區(qū)的中心。 式2-6 n= 1, 2, . n相應(yīng)于信號(hào)位于第n奈奎斯特區(qū)，上圖中n=2，即要采樣的信號(hào)位于第2奈奎斯特區(qū)。在保證2的情況下，盡量選最大的n，以采用最小的采樣頻率。如果n選為偶數(shù)，那么及感興趣的帶限信號(hào)將落入偶數(shù)奈奎斯特區(qū)內(nèi)，采樣后折疊入第1奈奎斯特區(qū)的信號(hào)映像位置被反轉(zhuǎn)。一般在采樣頻率和抗混疊濾波器的復(fù)雜性之間進(jìn)行折衷考慮。例如，設(shè)=71mhz, b=4mhz，則最小的采樣頻率=8msps，解等式2-6可得n=18.25，然而n必須為整數(shù)，取n=18，則=8.1143msps，結(jié)果為=8.1143msps，=71mhz

23、，n=18?，F(xiàn)假定我們希望抗混疊濾波器有更寬的過(guò)渡帶，選=l0msps，解等式2-6可得n=14. 7，取n=14，再解等式2-6可得=10.519msps，結(jié)果為=10.519msps,=71mhz，n=14。也可調(diào)整的值，以得到整數(shù)n。一般通過(guò)上述迭代運(yùn)算以符合我們的要求。2.2 工作原理數(shù)字式接收機(jī)數(shù)字電路由于具有可靠性高、抗干擾性強(qiáng)、易于處理等眾所周知的優(yōu)點(diǎn)故在現(xiàn)代接收機(jī)設(shè)計(jì)中的發(fā)展越來(lái)越深入。以前需要用模擬電路處理的功能,現(xiàn)在由數(shù)字電路就能實(shí)現(xiàn),從而大大提高了接收機(jī)的技術(shù)性能 數(shù)字式接收機(jī)是現(xiàn)代高性能接收機(jī)的發(fā)展方向。它的構(gòu)成如圖2-5所示。與模擬式接收機(jī)相比。數(shù)字式接收機(jī)具有兩個(gè)顯

24、著不同的地方：（1）采用dds作本振源。dds是80年代末期才迅速發(fā)展起來(lái)的一種直接數(shù)字式頻率合成技術(shù)。它具有如下一些特點(diǎn) 變頻速度快(能這納秒量級(jí)),頻率步進(jìn)間隔小,能以相位連續(xù)的方式轉(zhuǎn)換頻率,可以實(shí)現(xiàn)對(duì)頻率、相位、幅 dpd a/d 二中 一中高放 i lo1 lo2 q dds 計(jì)算機(jī)圖2-5 數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)的構(gòu)成框圖度、波形等分辨率極高的快速數(shù)字控制,而且相位噪聲低、體積小。（2）直接在中頻進(jìn)行a/d變換,然后在數(shù)字域進(jìn)行檢波。由于采用數(shù)字技術(shù)進(jìn)行檢波,因而檢波精度高,抗干擾性強(qiáng),能大大提高系統(tǒng)的整機(jī)性能。由于采用了這兩種數(shù)字技術(shù),使得數(shù)字式接收機(jī)具有很多模擬式接收機(jī)無(wú)可比擬的優(yōu)點(diǎn),

25、 如處理精度高,抗干擾性強(qiáng),體積小,可編程。由于本振源和數(shù)字檢波器都直接與計(jì)算機(jī)接口, 因而可方便地對(duì)接收機(jī)的工作方式、信號(hào)方式和本振頻率進(jìn)行編程,完成復(fù)雜的信號(hào)處理,而且通用性強(qiáng),只要更換相應(yīng)的濾波器和計(jì)算機(jī)程序,即可用于不同制式的接收機(jī)。2.2 原理圖圖2-6 接收機(jī)原理圖3 數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)的硬件實(shí)現(xiàn)3.1 高放電路高放電路高放電路即高頻功率放大電路是用來(lái)對(duì)高頻調(diào)幅或調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行放大的電路。它主要用于電視機(jī)和超短波調(diào)頻收音機(jī)中，其作用是提高整機(jī)接收靈敏度和信號(hào)噪聲比，并提高抗鏡象頻率干擾的能力。高放電路的特點(diǎn)是：圖3-1高頻放大電路1高放電路與低放電路相比，在一個(gè)波段中，它所放大的最高頻

26、率與最低頻率之比較小，最多3倍左右， 而在對(duì)某一確定的信號(hào)進(jìn)行放大時(shí)，它僅工作在載頻附近的一個(gè)很窄的頻率范圍內(nèi)。低放電路的最高工作頻率與最低頻率之比能達(dá)千倍。2高放與中放電路雖然同屬選頻放大器，但高放電路的工作頻率要隨接收信號(hào)改變，而中放電路只放大固定的中頻，工作頻率是不變的。因此，高放電路或者具有工作頻率可調(diào)的特點(diǎn)，或者要具有較寬的通頻帶。利用選頻網(wǎng)絡(luò)作為負(fù)載回路的功率放大器稱為諧振功率放大器，這是無(wú)線電發(fā)射機(jī)中的重要組成部分。根據(jù)放大器電流導(dǎo)通角的范圍可分為甲類、乙類、丙類及丁類等不同類型的功率放大器。電流導(dǎo)通角愈小，放大器的效率愈高。如甲類功放的=180，效率最高也只能達(dá)到50%，而丙類

27、功放的 90，效率可達(dá)到80%，甲類功率放大器適合作為中間級(jí)或輸出功率較小的末級(jí)功率放大器。丙類功率放大器通常作為末級(jí)功放以獲得較大的輸出功率和較高的效率。圖3-1 為由兩級(jí)功率放大器組成的高頻功率放大器電路，其中vt1 組成甲類功率放大器，晶體管vt2 組成丙類諧振功率放大器，這兩種功率放大器的應(yīng)用十分廣泛，下面介紹它們的工作原理及基本關(guān)系式。甲類功率放大器靜態(tài)工作點(diǎn)如圖2所示，晶體管vt1 組成甲類功率放大器，工作在線性放大狀態(tài)。其中rb1、rb2 為基極偏置電阻；re1 為直流負(fù)反饋電阻，以穩(wěn)定電路的靜態(tài)工作點(diǎn)。rf1為交流負(fù)反饋電阻，可以提高放大器的輸入阻抗，穩(wěn)定增益。電路的靜態(tài)工作點(diǎn)

28、由下列關(guān)系式確定：=（rf1+re1）re1式中，rf1 一般為幾歐至幾十歐。=（3-2）=+0.7v （3-3）=-（rf1+re1）3.2 混頻電路地位：超外差接收機(jī)的重要組成部分作用：將天線上感生的輸入高頻信號(hào)變換為固定的中頻信號(hào)?；祛l電路用低失真有源混頻器ad831來(lái)實(shí)現(xiàn)?；祛l器在廣播通信、電視等外差式設(shè)備及頻率合成設(shè)備中具有廣泛的應(yīng)用，它是用來(lái)進(jìn)行信號(hào)頻率變換并可保圖3-2 ad831的引腳排列持調(diào)制性質(zhì)不變的電路組件，其性能對(duì)整個(gè)系統(tǒng)有著足輕得的作用。ad831是ad公司生產(chǎn)的低失真、寬動(dòng)態(tài)范圍的單片有源混頻器，它輸入輸出方式多樣，使用靈活方便。3.2.1 ad831的組成及主要特

29、點(diǎn)ad831由混頻器、限幅放大器、低噪聲輸出放大器和偏置電路等組成主要用于hf和vhf接收機(jī)中射頻到中頻的頻率轉(zhuǎn)換等場(chǎng)合。ad831采用雙差分模擬乘法器混頻電路，具有+24dbm三階交叉點(diǎn)，且三階互調(diào)失真小，同時(shí)有+10dbm的1db壓縮點(diǎn)，線性動(dòng)態(tài)范圍大，神經(jīng)質(zhì)本振輸入信號(hào)僅需要-10dbm。同無(wú)放大器的混頻器相比，它不僅省去了對(duì)大功率本振驅(qū)動(dòng)器的要求，而且避免了由大功率本振帶來(lái)的屏蔽、隔離等問(wèn)題，因而大大降低了系統(tǒng)費(fèi)用；ad831的 圖3-3 ad831的內(nèi)部電路圖本振和射頻輸入頻率可達(dá)到500mhz，中頻輸出方式有兩種差分電流輸出和單端電壓輸出，在采用差分電流輸出時(shí)，輸出頻率可達(dá)250m

30、hz；采用單端電壓輸出時(shí)，輸出頻率大于200mhz。ad831既可用雙電源供電也可以用單電源供電，雙電源供電時(shí)所有端口均可采用直流耦合，因而可由用戶根據(jù)需要通過(guò)外圍電路控制電源功耗。ad831采用20腳plcc封裝，圖3-2是ad831的引腳排列圖，表3-1是它的引腳功能說(shuō)明。3.2.2 ad831的工作原理如圖3-3所示是ad831的內(nèi)部電路框圖。圖中，輸入信號(hào)加到晶體管q1、q2的基極，由于電阻r1、r2的負(fù)反饋潮作用，因而差分電流射頻信號(hào)的幅度成線性關(guān)系。-10dbm的本振輸入信號(hào)經(jīng)過(guò)一個(gè)高增益、低噪聲的限幅放大器轉(zhuǎn)換成方波，而后交叉地加到q3q6的基極，最后混頻信號(hào)從ifp和ifn腳輸

31、出。當(dāng)將ifp、ifn連接到有中心抽頭的變壓器上時(shí)，ad831不可提供從射頻到中頻表3-1 ad831的引腳功能說(shuō)明引 腳名 稱功 能引 腳名 稱功 能1vp正電源11lop本振輸入2ifn混頻級(jí)電流輸出12vp正電源3an輸出放大器負(fù)輸入端13gnd地4gnd地14bias偏置輸入5vn負(fù)電源15vn負(fù)電源6rfp射頻輸入16out輸出放大器輸出7rfn射頻輸入17vfb輸出放大器反饋輸入8vn負(fù)電源18com輸出放器輸出公共端9vp正電源19ap輸出放大器正輸入端10lon本振輸入20ifp混頻級(jí)電流輸出的單路輸出。若使用輸出放大器，則可用ifp和ifn腳直接與ap和an腳相連，這時(shí)，片內(nèi)

32、的負(fù)載電阻可將輸出電流轉(zhuǎn)換成電壓來(lái)驅(qū)動(dòng)輸出放大器3.3 中頻放大電路3.3.1 中頻放大電路中頻放大(簡(jiǎn)稱中放)電路是收音機(jī)、收錄機(jī)、電視機(jī)中的一種常用電路，它的作用是把變頻電路輸出的465 khz調(diào)幅中頻信號(hào)、10.7mhz調(diào)頻中頻信號(hào)或34mh z電視中頻信號(hào)的強(qiáng)度放大， 以推動(dòng)后面的音頻檢波、音頻鑒頻或視頻檢波電路工作。有了中放電路， 不僅可以提高收音機(jī)、收錄機(jī)、電視機(jī)的靈敏度(即接收微弱信號(hào)的能力)，而且能抑制中頻以外的無(wú)用信號(hào)， 提高選擇性(即選臺(tái)不受其它電臺(tái)干擾的能力)。同時(shí)，中放電路允許通過(guò)的頻率范圍可以設(shè)計(jì)得適當(dāng)， 能使收音機(jī)、收錄機(jī)、電視機(jī)有較好的音質(zhì)和清晰的圖象。在接收機(jī)中

33、，由于中頻頻率較低，且頻率固定不變，可以很容易地得到較高的增益，為下一級(jí)提供足夠大的輸入，所以中頻放大電路的應(yīng)用非常廣泛。但是，無(wú)線電信號(hào)強(qiáng)弱差異很大，中頻放大器本身也有一定的動(dòng)態(tài)范圍，輸入信號(hào)增大圖3-4 l1590外部引腳功能框圖時(shí)會(huì)出現(xiàn)失真，因此常采用agc電路自動(dòng)調(diào)節(jié)中頻放大器的增益，使中放輸出信號(hào)電平基本保持不變。本文采用集成寬帶放大器l1590設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種具有agc特性的中頻放大電路。3.3.2 集成寬帶放大器l1590簡(jiǎn)介集成寬帶放大器l1590是一種直接耦合的高增益單片中頻放大器，工作頻率可達(dá)150 mhz，具有高增益、agc范圍寬、負(fù)載能力強(qiáng)、可靠性高的優(yōu)點(diǎn)，能夠?qū)崿F(xiàn)放大

34、和自動(dòng)增益控制功能。其外部引腳功能框圖如圖3-4所示。3.3.3 中頻放大電路的整體結(jié)構(gòu)根據(jù)l1590的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，設(shè)計(jì)中頻放大電路如圖3-5所示，中頻信號(hào)送至l1590的同相端(第1腳)，經(jīng)放大后從其第5腳分兩路輸出。其中一路經(jīng)跟隨器送往下一級(jí)，另一路送給取樣電路取樣后反饋到l1590的反相端(第2腳)，使得當(dāng)輸入信號(hào)較大時(shí)，l1590的反相端電壓抬高，其輸出端(第5腳)信號(hào)幅值將減少，當(dāng)輸入信號(hào)幅度較少時(shí)，無(wú)自動(dòng)增益控制信號(hào)輸出，從而達(dá)到了自動(dòng)增益控制的目的。（1）跟隨器電路設(shè)計(jì)為起到緩沖、前后隔離以及提高帶負(fù)載能力設(shè)計(jì)了跟隨器電路。本設(shè)計(jì)采用圖3-5中頻放大電路圖集成運(yùn)放ca3240芯片實(shí)

35、現(xiàn)，具體電路如圖3-6所示。l1590第5腳輸出的信號(hào)圖3-6跟隨電路送到集成運(yùn)放ca3240的同相輸入端(第3腳)，ca3240的反相輸入端通過(guò)電阻r20接地，構(gòu)成跟隨器電路，構(gòu)成跟隨器電路，通過(guò)耦合電容c21輸出。（2） 取樣電路設(shè)計(jì)為實(shí)現(xiàn)agc功能，需要設(shè)計(jì)取樣電路，本設(shè)計(jì)的取樣電路如圖3-7所示。vd1為取樣信號(hào)放大電路，集成運(yùn)放ca3240構(gòu)為電壓比較放大電路，vd2，r13，r15，c19組成峰值檢波器。l1590第5腳輸出的信號(hào)經(jīng)耦和電容c18加到放大管v1的基極，由于v1的基極接有二極管vd1，他使v1基極電位嵌位在0.7 v，v1處于臨界狀態(tài)，這樣當(dāng)無(wú)輸入信號(hào)時(shí)，v1無(wú)輸出；

36、當(dāng)有輸入信號(hào)時(shí)，v1有輸出，且經(jīng)其放大后的信號(hào)加至ca3240的同相端。+15 v電壓經(jīng)r10，r11，分壓圖3-7取樣電路后得到基準(zhǔn)電壓加至ca3240反相端。當(dāng)輸入信號(hào)較大時(shí)，即ca3240同相端的電壓大于反相端的電壓，電壓比較放大電路有輸出，放大后的信號(hào)經(jīng)峰值檢波電路后得到一直流電壓反饋到l1590的反相端；當(dāng)輸入信號(hào)幅度較少時(shí)，即ca3240同相端的電壓小于反相端的電壓，電壓比較放大電路無(wú)輸出，峰值檢波二極管vd2截止，無(wú)反饋電壓，從而達(dá)到了自動(dòng)增益控制的目的。3.4 dds技術(shù)3.4.1 dds的基本原理dds系統(tǒng)的核心是相位累加器， 每來(lái)一個(gè)時(shí)鐘脈沖， 它的內(nèi)容就更新一次。在每次更

37、新時(shí)， 相位增量寄存器的相位增量m就加到相位累加器中的相位累加值上。 假設(shè)相位增量寄存器的m為0 0.01， 相位累加器的初值為0 0.0 0。 這時(shí)在每個(gè)時(shí)鐘周期， 相位累加器都要加上0 0.01。 如果累加器位寬n是32位， 相位累加器就需要232個(gè)時(shí)鐘周期才能恢復(fù)初值。相位累加器的輸出作為正弦查找表的查找地址。 查找中的每個(gè)地址代表一個(gè)周期的正弦波的一個(gè)相位點(diǎn)， 每相位點(diǎn)對(duì)應(yīng)一個(gè)量化振幅值。 因此， 這個(gè)查找表相當(dāng)于一相位/振幅變換器， 它將相位累加器的相位信息映射成數(shù)振幅信息， 這個(gè)數(shù)字振幅值就作為d/a變換器的輸入。 例如n=32， m=1， 這個(gè)相應(yīng)的輸出正弦波頻率等于時(shí)鐘頻率除以

38、232。 如果m=2， 輸出頻率就增加1倍。 對(duì)于一個(gè)n-bit的相位累加器來(lái)說(shuō)， 就有2n個(gè)可能的相位點(diǎn)， 相位增量寄存器中控制字m就是在每個(gè)時(shí)鐘周期被加到相位累加器上的值。 假設(shè)時(shí)鐘頻率為， 那么輸出正弦波的頻率就為：=m/2n3.4.2 dds組成及特點(diǎn)dds主要由三部分組成：相位累加器、相位一幅度轉(zhuǎn)換器和da變換器 其原理框圖如圖3-8所示圖3-8 dds原理框圖相位累加器由n位加法器與n位累加寄存器級(jí)聯(lián)構(gòu)成。每來(lái)一個(gè)時(shí)鐘脈沖，加法器將頻率控制字k與累加寄存器輸出的累加相位數(shù)據(jù)相加，把相加后的結(jié)果送至累加寄存器的數(shù)據(jù)輸入端。累加寄存器將加法器在上一個(gè)時(shí)鐘脈沖作用后所產(chǎn)生的新相位數(shù)據(jù)反饋

39、到加法器的輸入端，以使加法器在下一個(gè)時(shí)鐘脈沖的作用下繼續(xù)與頻率控制字相加。這樣，相位累加器在時(shí)鐘作用下，不斷對(duì)頻率控制字進(jìn)行線性相位累加。由此可以看出，相位累加器在每一個(gè)時(shí)鐘脈沖輸入時(shí)，把頻率控制字累加一次，相位累加器輸出的數(shù)據(jù)就是合成信號(hào)的相位，相位累加器的溢出頻率就是dds輸出的信號(hào)頻率。 用相位累加器輸出的數(shù)據(jù)作為相位-幅度轉(zhuǎn)換器（rom）的相位取樣地址，這樣就可把存儲(chǔ)在相位-幅度轉(zhuǎn)換器內(nèi)的波形抽樣值（二進(jìn)制編碼）經(jīng)查找表查出，完成相位到幅值轉(zhuǎn)換。相位-幅度轉(zhuǎn)換器的輸出送到d/a轉(zhuǎn)換器，d/a轉(zhuǎn)換器將數(shù)字量形式的波形幅值轉(zhuǎn)換成所要求合成頻率的模擬量形式信號(hào)。低通濾波器用于濾除不需要的取樣

40、分量，以便輸出頻譜純凈的正弦波信號(hào)。 dds在相對(duì)帶寬、頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間、高分辨力、相位連續(xù)性、正交輸出以及集成化等一系列性能指標(biāo)方面遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)了傳統(tǒng)頻率合成技術(shù)所能達(dá)到的水平，為系統(tǒng)提供了優(yōu)于模擬信號(hào)源的性能。 (1)輸出頻率相對(duì)帶寬較寬 輸出頻率帶寬為50%（理論值）。但考慮到低通濾波器的特性和設(shè)計(jì)難度以及對(duì)輸出信號(hào)雜散的抑制，實(shí)際的輸出頻率帶寬仍能達(dá)到40%(2)頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間短dds是一個(gè)開(kāi)環(huán)系統(tǒng)，無(wú)任何反饋環(huán)節(jié)，這種結(jié)構(gòu)使得dds的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間極短。事實(shí)上，在dds的頻率控制字改變之后，需經(jīng)過(guò)一個(gè)時(shí)鐘周期之后按照新的相位增量累加，才能實(shí)現(xiàn)頻率的轉(zhuǎn)換。因此，頻率轉(zhuǎn)換的時(shí)間等于頻率控制字的傳輸時(shí)

41、間，也就是一個(gè)時(shí)鐘周期的時(shí)間。時(shí)鐘頻率越高，轉(zhuǎn)換時(shí)間越短。dds的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間可達(dá)納秒數(shù)量級(jí)，比使用其它的頻率合成方法都要短數(shù)個(gè)數(shù)量級(jí)。 (3)頻率分辨率極高 若時(shí)鐘的頻率不變，dds的頻率分辨率就由相位累加器的位數(shù)n決定。只要增加相位累加器的位數(shù)即可獲得任意小的頻率分辨率。目前，大多數(shù)dds的分辨率在1hz數(shù)量級(jí)，許多小于1mhz甚至更小。 (4)相位變化連續(xù) 改變dds輸出頻率，實(shí)際上改變的每一個(gè)時(shí)鐘周期的相位增量，相位函的曲線是連續(xù)的，只是在改變頻率的瞬間其頻率發(fā)生了突變，因而保持了信號(hào)相位的連續(xù)性。 (5)輸出波形的靈活性 只要在dds內(nèi)部加上相應(yīng)控制如調(diào)頻控制fm調(diào)相控制pm和調(diào)幅控

42、制am，即可以方便靈活地實(shí)現(xiàn)調(diào)頻、調(diào)相和調(diào)幅功能，產(chǎn)生fsk、psk、ask和msk等信號(hào)。另外，只要在dds的相位-幅度轉(zhuǎn)換器存放不同波形數(shù)據(jù)，就可以實(shí)現(xiàn)各種波形輸出，如三角波、鋸齒波和矩形波甚至是任意的波形。當(dāng)dds的相位-幅度轉(zhuǎn)換器分別存放正弦和余弦函數(shù)表時(shí)，既可得到正交的兩路輸出。 (6)其他優(yōu)點(diǎn) 由于dds中幾乎所有部件都屬于數(shù)字電路，易于集成，功耗低、體積小、重量輕、可靠性高，且易于程控，使用相當(dāng)靈活，因此性價(jià)比極高。3.4.3 ad9833芯片的功能及應(yīng)用本課題采用ad9833芯片，ad9833 是 adi 公司生產(chǎn)的一款低功耗 可編程波形發(fā)生器 能夠產(chǎn)生正弦波 三角波 方波輸出

43、 輸出頻率和相位都可通過(guò)軟件編圖3-9 ad9833引腳圖程調(diào)節(jié)比較方便 采用28位的頻率寄存器 當(dāng)主頻時(shí)鐘25mhz時(shí)頻率分辨率為0.1 hz 主頻時(shí)鐘為 1 mhz 時(shí)頻率分辨率可以達(dá)到0.004 hz。ad9833 采用 10 個(gè)引腳的msop封裝形式，采用sp接口進(jìn)行控制寄存器和頻率寄存器的設(shè)置，功能簡(jiǎn)潔使用方便。故選用 ad9833 芯片作為音階頻率發(fā)生器ad9833 芯片的引腳圖如圖 3-9 所示 在主頻合適的條件下，通過(guò) spi 接口設(shè)置頻率寄存器和控制寄存器，即能得到理想的信號(hào)輸出。ad9833 芯片有 3 根串行接口線與spi、qspi、mi-crowire 和 dsp 接口

44、標(biāo)準(zhǔn)兼容 在串口時(shí)鐘 sclk 的作用下 數(shù)據(jù)以 16 位的方式加載到設(shè)備上 其時(shí)序圖如圖3-10 所示 fsync 引腳是使能引腳 電平觸發(fā)方式 低電平有效 圖3-10 ad9833時(shí)序圖進(jìn)行串行數(shù)據(jù)傳輸時(shí)fsync 引腳必須置低。本設(shè)計(jì)中，mcu 采用 51 系列芯片，選用合適的p口分別與ad9833 芯片的 fsyn、sclk、sda 相連，mcu 通過(guò)模擬spi的時(shí)序，對(duì) ad9833 芯片的各寄存器進(jìn)行設(shè)置。y2和y3是一個(gè)有源晶振，其第 3 腳輸出固定頻率的信號(hào)，提供給ad9833 芯片的主頻輸入端，輸出通過(guò)濾波器輸出。3.5 dpd技術(shù)數(shù)字式檢波器(digital product

45、 detector，簡(jiǎn)稱dpd)為數(shù)字式接收機(jī)的重要組成部分是對(duì)傳統(tǒng)模擬式接收機(jī)的一次重大改革。它與模擬式檢波器的根本區(qū)別在于直接在中頻對(duì)信號(hào)進(jìn)行a/d變換，然后在數(shù)字域中用dsp方法對(duì)信號(hào)進(jìn)行檢波。在通信、雷達(dá)和聲納系統(tǒng)中通常采用正交雙通道(i，q通道)處理的辦法來(lái)進(jìn)行檢波，傳統(tǒng)的方法是將中頻回波信號(hào)與正交的兩路本振信號(hào)進(jìn)行混顎，然后進(jìn)行匹配濾波和放大，得到i、q兩路基帶信號(hào)。傳統(tǒng)的正交i、q通道和數(shù)字式i、q通道分別如圖3-11和圖3-12所示。顯而易見(jiàn)，數(shù)字式i、q通道由于直接在中頻a/d變換，省掉了傳統(tǒng)正交i、q通道中的模擬混頻、低通濾波和低頻放大部分，因而可以提高系統(tǒng)的信噪比(snr

46、)，同時(shí)，由于中頻可以選擇得使信號(hào)遠(yuǎn)離零頻，所以也能夠降低 l / f 噪聲對(duì)檢波信息的影響。不僅如此，dpd還能大大提高系統(tǒng)的檢波精度及其效率，對(duì)系統(tǒng)的整機(jī)性能產(chǎn)生重大影響。dpd有兩種方法：數(shù)字內(nèi)插法和數(shù)字混頻法。 a/d數(shù)字內(nèi)插法是通過(guò)選取適當(dāng)?shù)牟蓸宇l率對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行a/d變換，可以交替地得到和值接著通過(guò)數(shù)字內(nèi)插濾波器進(jìn)行內(nèi)插運(yùn)算，從而得到完整的 lpf i(n) 90 bpfif lo a/d lpfq(n)圖3-11傳統(tǒng)正交i、q通道i、q兩路信號(hào)。設(shè)信號(hào)s(t)=a(t),將采樣頻率取為=i/t=4/(2m-1)(m為正整數(shù))則 t=2(2m 一1)/4= (2m 一1) /2那么

47、 s(nt)=a(nt ) cosnt+=a(nt) cos(nt)cos(n/2)一a(nt)sin(nt) sin(n/2)= cos(n/2)一 sin(n/2)i(n)a/dbpf ifdpd q(n)圖3-12數(shù)字式i、q通道=-1n2in n為偶數(shù)-1n-12qn n為奇數(shù) 由此可見(jiàn)，中頻信號(hào)經(jīng)上述采樣后輸出為：,-,-,-i(n)lpfncoifa/dbpfq(n)lpf圖3-13 數(shù)字混頻dpd原理圖經(jīng)數(shù)字內(nèi)插后即可得到偶采樣點(diǎn)的和奇采樣點(diǎn)的，輸出完整的i、q兩路基帶信號(hào) 。數(shù)字混頻法的工作原理是：直接在中頻對(duì)信號(hào)進(jìn)行a/d變換，然后與正交的兩路數(shù)字振蕩信號(hào)(nco)進(jìn)行數(shù)字混

48、頻，再通過(guò)數(shù)字低通濾波得到i、q兩路信號(hào)從而實(shí)現(xiàn)了數(shù)字解調(diào)。其原理圖如圖3-13所示。由圖13和圖14可見(jiàn)，這種方法與傳統(tǒng)的模擬式i、q通道在原理上是一致的，只不過(guò)是轉(zhuǎn)換到數(shù)字域中來(lái)進(jìn)行。由于數(shù)字電路的高可靠性和高精密性，這種方法的解調(diào)精度要遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于傳統(tǒng)的模擬式i、q通道，甚至優(yōu)于上述的數(shù)字內(nèi)插法，固為它基本上是對(duì)信號(hào)進(jìn)行理想解調(diào)，但它的復(fù)雜程度要高于數(shù)字內(nèi)插法。在設(shè)計(jì)dpd時(shí)要注意正確選擇a/d變換器和采樣頻率，因?yàn)閐pd 的解調(diào)精度與它們有很大關(guān)系。a/d變換器的性能會(huì)影響dpd的相位正交性和幅度一致性。除了a/d變換器的位數(shù)、線性度、動(dòng)態(tài)范圍、工作頻率等指標(biāo)應(yīng)根據(jù)接收機(jī)要求給予滿足外，a

49、/d的脈問(wèn)相位抖動(dòng)時(shí)間應(yīng)足夠小。設(shè)脈間相位抖動(dòng)時(shí)間為 ，則可算出其造成的相位誤差為 。顯然，中頻信號(hào)的中心頻率也不宜太高。圖3-14中頻采樣后的頻譜分析此外，還必須正確選擇采樣頻率以避免發(fā)生頻譜混疊。由于dpd是直接在中頻進(jìn)行采樣的。這無(wú)疑加重了a/d的負(fù)擔(dān)。根據(jù)奈奎斯特采樣定理，采樣頻率必須高于信號(hào)頻率的兩倍才不致于發(fā)生頻譜混迭，引起失真。那以，在dpd中采樣頻率是否也必須高于中頻信號(hào)內(nèi)最高頻率分量的兩倍呢?實(shí)際上是沒(méi)有必要的，采樣頻率只要高于信號(hào)帶寬的兩倍就行了但其前提必須是保證不發(fā)生頻譜混迭。這可由圖3-14的頻譜圖來(lái)說(shuō)明。設(shè)中心頻率為7mhz，帶寬為1mhz。根據(jù)采樣定理，采樣頻率應(yīng)1

50、5mhz，但用4mhz的采樣頻率采樣后沒(méi)有發(fā)生頻譜混迭，因而仍能用dpd進(jìn)行處理，這是因?yàn)閐pd提取的是中頻信號(hào)內(nèi)的信息，而不用再恢復(fù)中頻信號(hào)本身。4 數(shù)字式無(wú)線接收機(jī)的軟件組成本課題的軟件部分主要由ad9833時(shí)序控制和a/d轉(zhuǎn)換兩部分組成，用匯編語(yǔ)言完成，主要完成功能：采用sp1借口進(jìn)行控制寄存器和控制寄存器的設(shè)置功能件及使用方便；a/d轉(zhuǎn)換部分用單片機(jī)控制選擇ad574a所用的極性為雙極性，讀取方式為查詢式。4.1 ad9833時(shí)序控制流程圖輸出sdata信號(hào)輸出fsync信號(hào)輸出sclk信號(hào)開(kāi)始結(jié)束圖4-1 ad9833的時(shí)序控制流程程序用匯編語(yǔ)言實(shí)現(xiàn)具體程序如下：org 0a00hs

51、etb sckclr csmov a，0x00mov r1，#08hcall outsp1setb csclr sckretoutsp1：rlc amov so，cclr scksetb sckdjnz r1， outsp1ret開(kāi)始4.2 ad574a控制流程圖初始化sta=0sta=0送入下一級(jí)中斷傳入數(shù)據(jù)結(jié)束圖4-2 a/d574a控制的流程圖程序用匯編語(yǔ)言實(shí)現(xiàn)，完成對(duì)a/d574a的控制以及對(duì)數(shù)據(jù)的處理工作，具體程序如下：ad574a： mov dptr，#0f8ffh movx dptr，a setb p1.0loop： jb p1.0，loop mov p2，a mov p0，a

52、jb p1.0，loop ret 5 數(shù)字式接收機(jī)的噪聲和增益數(shù)字接收機(jī)的噪聲包括環(huán)境噪聲、模擬前端熱噪聲、adc 量化噪聲和dsp 運(yùn)算截尾舍入噪聲。環(huán)境噪聲包括銀河噪聲、大氣噪聲和人為噪聲(短波頻段范圍銀河噪聲可以不考慮)。短波頻段在3 khz 信道寬度范圍的環(huán)境噪聲在- 15 dbv 水平。模擬前端熱噪聲用噪聲溫度或噪聲系數(shù)表示。折算到接收機(jī)輸入端的熱噪聲功率譜密度為 n t=（dbm /hz ）= - 174 + 式 5-1式中 (db) 為模擬前端噪聲系數(shù)。adc 量化噪聲譜密度理論值為 nq（w/hz）= (vp-p/2n)2 6r 式 5-2式中 (v)為adc 輸入信號(hào)電平峰峰

53、值的最大范圍;n 為adc 數(shù); (hz) 為采樣頻率;r () 為adc 輸入阻抗。例如, 于一個(gè)具有10 、50輸入阻抗的14 位adc, 當(dāng)采用= 96 khz進(jìn)行采樣數(shù)字化時(shí)產(chǎn)生的量化噪聲譜密度為= 1. 2395w /h z (即- 108. 9dbm/hz)。另外,adc 的孔徑起伏也產(chǎn)生噪聲。為了降低這種噪聲,adc 時(shí)鐘信號(hào)應(yīng)采用高穩(wěn)定、低相噪和低雜散的晶體振蕩器產(chǎn)生。dsp 處理舍入噪聲由有限字長(zhǎng)運(yùn)算產(chǎn)生。信道濾波是dsp 常常要完成的運(yùn)算。無(wú)限沖擊響應(yīng)( iir ) 濾波器的舍入噪聲與濾波器構(gòu)成有關(guān)。有限沖擊響應(yīng)(f ir ) 濾波器的舍入噪聲可以通過(guò)良好的設(shè)計(jì)減到最小。對(duì)于像快速傅里葉變換(fft ) 這樣的處理, 采用浮點(diǎn)運(yùn)算可大大降低舍入噪聲。數(shù)字接收機(jī)的雜散信號(hào)來(lái)源模擬前端的非線性、adc 的非線性、信道濾波器的寄生通帶和頻率合成器的雜散。為了減少數(shù)字接收機(jī)的雜散信號(hào), 應(yīng)對(duì)模擬前端各部件增益