鏈?zhǔn)絊TATCOM系統(tǒng)設(shè)計

1、2011-2012德州儀器c2000及mcu創(chuàng)新設(shè)計大賽項目報告題 目： 鏈?zhǔn)絪tatcom系統(tǒng)設(shè)計 學(xué)校： 西安交通大學(xué) 組別： 專業(yè)組 應(yīng)用類別： 先進(jìn)控制類 平臺： tms320f28335 鏈?zhǔn)絪tatcom系統(tǒng)設(shè)計岳小龍 馬路遙 張東（西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 西安 710049）摘要：本項目為基于串聯(lián)多電平技術(shù)的無功補償器設(shè)計，系統(tǒng)主要分為主電路和控制電路兩部分。主電路為三相電壓型逆變器，采用鏈?zhǔn)浇Y(jié)構(gòu)，每相由2個h橋級聯(lián)構(gòu)成；控制電路以tms320f28335為核心處理器，采用軟件算法實現(xiàn)直流側(cè)電壓均衡控制，根據(jù)反饋解耦控制算法和單級倍頻載波相移正弦脈寬調(diào)制技術(shù)，最終完成系統(tǒng)無功補

2、償控制。系統(tǒng)測試結(jié)果表明設(shè)計的可行性和可靠性。關(guān)鍵詞：無功補償；dsp；串聯(lián)多電平；cps-spwmdesign of cascade static synchronous compensatoryue xiaolong ma luyao zhang dong（college of electrical engineering , xian jiaotong university, xian 710049, china）abstract：in this paper, the var compensator design based on the technology of cascaded m

3、ultilevel is discussed. the system is divided into two parts: the main circuit and the control circuit. the main circuit is a three-phase voltage-type inverter based on the chain structure with two h-bridges in each phrase. in the control circuit, tms320f28335 is the core processor and realization o

4、f the balance control of the dc voltage is based on software arithmetic .the control of the var compensator is realized with the decoupling control algorithm and the unipolar dual-frequency carrier phase shifted-sinusoidal pulse width modulation(cps-spwm) technique. the results of experiment show th

5、at the design is feasible and reliable.key words: reactive power compensation; dsp; cascaded multilevel; cps-spwm目 錄1.引言42.系統(tǒng)方案52.1系統(tǒng)總體介紹52.2反饋解耦控制算法62.3無功電流檢測算法72.4直流側(cè)電壓控制方法82.5單極倍頻cps-spwm92.6系統(tǒng)控制算法框圖103.系統(tǒng)硬件設(shè)計113.1系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖113.2主電路硬件設(shè)計113.2.1主電路結(jié)構(gòu)113.2.2主要參數(shù)計算113.3控制電路硬件設(shè)計133.3.1控制電路總體結(jié)構(gòu)133.3.2信號調(diào)

6、理電路133.3.3過零點檢測電路143.3.4保護(hù)電路144.系統(tǒng)軟件設(shè)計154.1指令電流計算的軟件實現(xiàn)154.1.1主程序流程圖154.1.2捕獲中斷子程序流程圖174.1.3epwm1定時器中斷程序流程圖174.1.4狀態(tài)解耦控制及直流側(cè)電壓控制程序流程圖184.2pwm信號的生成195.系統(tǒng)創(chuàng)新216.評測與結(jié)論216.1測試方法與儀器216.2測試項目及結(jié)果226.2.1直流側(cè)電壓啟動過程及控制效果226.2.2單級倍頻cps-spwm技術(shù)236.2.3無功補償效果測試246.2.4過流保護(hù)測試246.3結(jié)論24附錄251. 引言隨著電力電子技術(shù)的快速發(fā)展，電力電子裝置的廣泛運用，

7、電能質(zhì)量問題日益嚴(yán)重。無功電流的存在，降低了供用電系統(tǒng)及負(fù)載的功率因數(shù)，增加了設(shè)備容量，增大了功率損耗。因此，無功補償在電力系統(tǒng)中就顯得越來越重要。靜止同步補償器(static synchronous compensator-statcom)，與傳統(tǒng)的無功補償設(shè)備相比，statcom的調(diào)節(jié)速度更快，運行范圍更寬，而且在采取多重化、多電平或pwm技術(shù)等措施后可減少補償電流中諧波的含量。還有，statcom使用的電抗器和電容元件遠(yuǎn)比傳統(tǒng)設(shè)備中使用的元件要小，這將大大縮小裝置的體積和成本。本文采用串聯(lián)多電平技術(shù)，以ti公司tms320f28335為核心處理器，根據(jù)反饋解耦控制算法和單級倍頻載波相移正

8、弦脈寬調(diào)制方法，采用軟件算法實現(xiàn)補償器直流側(cè)電壓均衡控制，設(shè)計了鏈?zhǔn)浇Y(jié)構(gòu)的三相電壓源逆變器，每相2模塊5電平，構(gòu)成了鏈?zhǔn)絪tatcom系統(tǒng)，實現(xiàn)對電網(wǎng)的無功補償。2. 系統(tǒng)方案 本設(shè)計的主要目的是實現(xiàn)電網(wǎng)的無功補償，采用串聯(lián)多電平技術(shù)，系統(tǒng)分為主電路和控制電路兩部分。主電路完成對電網(wǎng)無功功率的補償，控制電路實現(xiàn)無功補償?shù)膹?fù)雜控制算法。2.1 系統(tǒng)總體介紹系統(tǒng)總體電路結(jié)構(gòu)圖如圖2-1所示，無功補償裝置通過連接電感連接到電網(wǎng)公共連接點（pcc）。無功補償裝置分為主電路和控制電路兩大部分，其中主電路包括電壓源逆變器，直流儲能電容和連接變壓器或電抗器組成?？刂齐娐芬詃sp為核心處理器，包括信號調(diào)理電路

9、，過零點檢測電路，保護(hù)電路等。圖2-1 系統(tǒng)總體電路結(jié)構(gòu)圖當(dāng)僅考慮基波頻率的時，statcom可以等效為幅值和相位均可以控制的一個與電網(wǎng)同頻率的交流電壓源，其單相等效電路如圖2-2所示。圖2-2 statcom的單相等效電路圖2-2等效電路中，理想情況下可將連接電抗器視為純電感（即r0），逆變器不必從電網(wǎng)吸收有功能量，此時與同相，僅改變的幅值大小即可控制statcom 從電網(wǎng)吸收的電流是超前還是滯后90度，并且能控制該電流的大小，電壓的工作向量圖如圖2-3所示。非理想情況與此類似，調(diào)節(jié)statcom輸出端電壓的大小，即可調(diào)節(jié)輸出無功電流的大小和方向，實現(xiàn)無功補償。圖2-3 理想情況下電壓工作相

10、量圖2.2 反饋解耦控制算法在dq坐標(biāo)下，statcom的等值電路用以和為變量的方程表示如下：（2-1）將上面的表達(dá)式寫成矩陣形式，變形處理，可得：（2-2）由此狀態(tài)方程可得和的控制策略如下（2-3）其中，、都是pi調(diào)節(jié)器的參數(shù)。根據(jù)此表達(dá)式，可以畫出解耦后的控制框圖，如圖2-4所示。圖2-4 statcom交流側(cè)反饋解耦控制框圖其中，無功電流控制目標(biāo)信號通過負(fù)載的無功檢測而來（算法詳見2.3節(jié)圖2-5）；有功電流控制的目標(biāo)信號由直流側(cè)電壓調(diào)節(jié)器產(chǎn)生（詳見2.4節(jié)圖2-7）。算法的具體執(zhí)行過程如下：首先檢測串聯(lián)多電平逆變器輸出三相電流大小，dq變換之后即可得到和；同理，檢測三相電網(wǎng)電壓并進(jìn)行d

11、q變換，即可得到和；然后按照式2-3計算就可以得到控制信號和，再通過dq反變換，即可得到無功補償指令電流，即pwm調(diào)制所需的調(diào)制波信號。2.3 無功電流檢測算法無功檢測算法的結(jié)構(gòu)框圖如圖2-5所示。由于本產(chǎn)品采用三角形連接，故采集電路采集到的三相負(fù)載電流、和需要折算成線電流、才能計算指令電流。折算后電流做dq變換，對q軸低通濾波，即可得到圖2-5 無功檢測算法結(jié)構(gòu)框圖其中，電流折算的變換公式為：（2-4）abc三相坐標(biāo)到dq坐標(biāo)的變換矩陣如下：（2-5）上面的算法只包含基波正序分量，當(dāng)三相負(fù)載不對稱時，三相負(fù)載電流不平衡，采用對稱分量法對三相不平衡電流進(jìn)行分解，可得：（2-6）式中: 下標(biāo)0,

12、1, 2 分別表示零序、正序、負(fù)序分量; n為諧波次數(shù); 為初相角; m 分別等于0( a 相) , 1( b相) , 2( c 相) 。為維持三相平衡，必須補償負(fù)載電流中的零序分量與負(fù)序分量。對三相三線而言，零序電流為零。圖2-3所示的反饋解耦控制框圖中的無功檢測得到的控制目標(biāo)信號應(yīng)同時包含正序分量和負(fù)序分量，所以，在使用圖2-5所示算法檢測無功電流指令之前，需對檢測算法的輸入電流做相應(yīng)的變換，變換算法流程圖如圖2-6所示。圖2-6負(fù)載側(cè)電流變換算法流程圖折算后的負(fù)載電流、和，經(jīng)過dq變換，取其q軸分量做低通濾波，根據(jù)瞬時無功功率理論，濾波后得到正序基波無功分量，再經(jīng)逆dq變換，得到三相正序

13、基波無功分量、和；另一方面，、交換b、c 兩相，再經(jīng)過dq變換，分別對d軸分量、q軸分量做低通濾波。由于、和中的負(fù)序分量按a、c、b的相序排列可視為正序，根據(jù)瞬時無功理論，濾波后的結(jié)果為、和中負(fù)序基波的d軸分量與q軸分量，再經(jīng)dq逆變換便得到三相負(fù)序基波分量、和。需要注意的是，這里輸出三相電流的相序是按a、c、b排列的。最后，將三相基波正序無功分量與三相基波負(fù)序分量對應(yīng)相加，便得到了包含正序和負(fù)序分量的三相電流信號、和，作為圖2-5所示算法中的輸入信號。2.4 直流側(cè)電壓控制方法為了保證串聯(lián)多電平電能質(zhì)量控制器有良好的補償電流跟隨性能，必須將逆變器直流側(cè)電容電壓控制為一個適當(dāng)?shù)闹?。本設(shè)計中，直

14、流側(cè)電壓的控制分為兩層，第一層控制總的有功電流，第二層控制直流側(cè)各電容電壓均衡?？偟挠泄﹄娏骺刂品椒ㄈ鐖D2-7所示。其中，表示單個h橋電路模塊直流側(cè)電壓給定值；、分別表示檢測得到的abc三相中每相第i個h橋模塊直流側(cè)電壓值；n表示每相中有n個h橋模塊。圖2-7 總的有功電流控制直流側(cè)電容電壓均衡控制如圖2-8所示。工作原理為：將a相第一個h橋單相單元模塊直流側(cè)電壓與直流側(cè)電壓的平均值做差，之后與有功電流的符合函數(shù)相乘，經(jīng)過比例積分調(diào)節(jié)器（pi）調(diào)整，其輸出作為a相第一個h橋單相電路模塊電壓偏差指令。依次類推分別求出a相其余h橋單元模塊電壓偏差指令，將a相pwm信號調(diào)制波與a相第一個h橋單元模塊

15、電壓偏差指令相乘，作為該模塊pwm調(diào)制波的微調(diào)指令，以此類推得到a相其余h橋單相電路模塊pwm調(diào)制波的微調(diào)指令，b相、c相與此相同。圖2-8 直流側(cè)電容電壓均衡控制2.5 單極倍頻cps-spwm 設(shè)計中采用單極倍頻載波相移正弦脈寬調(diào)制，即單級倍頻cps-spwm。2h橋級聯(lián)式5電平逆變器的電路拓?fù)淙鐖D2-9所示，調(diào)制波反相法如圖2-10（a）所示，載波反相法如圖2-10（b）所示。對于調(diào)制波反相法而言，為第一個2h橋的載波信號，為第二個2h橋的載波信號；對于載波反相法，兩個2h橋共用調(diào)制波，和為第一個2h橋模塊的載波，和為第二個2h橋模塊的載波。在三角波與正弦波進(jìn)行比較的過程中，需要注意比較

16、結(jié)果與開關(guān)管之間的對應(yīng)關(guān)系，圖2-7中，t1為v1的控制脈沖序列，t2為v2的脈沖序列，t3為v5的脈沖序列，t4為v6的脈沖序列。圖2-9 2h橋級聯(lián)式逆變器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（a）調(diào)制波反相法 （b）載波反相法圖2-10 單極倍頻cps-spwm調(diào)制示意圖2.6 系統(tǒng)控制算法框圖系統(tǒng)的控制算法結(jié)構(gòu)框圖如圖2-11所示。整個控制系統(tǒng)由四個部分組成，分別為指令電流檢測與運算，指令電流跟蹤控制，直流側(cè)電壓控制和pwm信號生成。其中，指令電流檢測與運算按圖2-4、圖2-5和圖2-6所示算法執(zhí)行，總的有功控制按圖2-7所示算法執(zhí)行，電壓均衡控制按圖2-8所示算法執(zhí)行，pwm信號按圖2-10所示方法調(diào)制。最

17、終，控制系統(tǒng)給出主電路開關(guān)管驅(qū)動信號，實現(xiàn)對電網(wǎng)的無功補償。圖2-11 系統(tǒng)控制算法結(jié)構(gòu)框圖3. 系統(tǒng)硬件設(shè)計3.1 系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖系統(tǒng)由主電路和控制電路兩部分組成，硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖3-1所示。主電路拓?fù)錇榇?lián)5電平逆變器；控制電路主要包括dsp控制器和基于fpga的24路pwm波形發(fā)生器等。圖3-1 系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖3.2 主電路硬件設(shè)計3.2.1 主電路結(jié)構(gòu)主電路與電網(wǎng)連接示意圖如圖3-1所示。鏈?zhǔn)絪tatcom的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有y型和型兩種，圖3-1中主電路為型連接。理論上鏈?zhǔn)浇Y(jié)構(gòu)可以串聯(lián)無數(shù)個模塊，這就可以做到容量很大，而且模塊越多，電平數(shù)目也越多，裝置輸出的諧波含量就會變小。對于無

18、功補償裝置，一般采用y型連接，因為y型連接裝置承受的是電網(wǎng)的相電壓，型連接裝置承受的是電網(wǎng)的線電壓。但連接在補償負(fù)序電流時有其優(yōu)勢?？紤]到本文所設(shè)計裝置的控制算法中包含負(fù)序電流，所以主電路選擇型連接。其中每一相由2個具有獨立直流電容的2h橋功率單元組成，共需要6個模塊。 3.2.2 主要參數(shù)計算1) igbt參數(shù)設(shè)計采用無零序電流設(shè)計，根據(jù)圖3-2列寫kcl方程，再加上以下約束條件： 可得：，得： ， 設(shè)計電感：ls=30mh（后面有詳細(xì)的計算） 圖3-2等效電路圖需要的母線電壓為。每相2個h橋模塊串聯(lián)，要求每個模塊直流側(cè)電壓為500v。選用40a/800v/2u 的igbt，工作在 20a（

19、峰值）/500v。2) 雙向晶閘管參數(shù)的設(shè)計雙向晶閘管的每個晶閘管只工作半個周波，其有效值是： 通態(tài)平均電流為。選用20a/1000v的雙向晶閘管，工作在5.9a/500v。3) 電容參數(shù)的設(shè)計根據(jù)設(shè)計公式得：其中，為電網(wǎng)電壓有效值；為電網(wǎng)角頻率；為并網(wǎng)逆變器輸出電流有效值?？紤]足夠的余量，取電容值。4) 連接電抗器參數(shù)的設(shè)計根據(jù)設(shè)計公式，在滿足穩(wěn)態(tài)指標(biāo)，電流過零時快速跟蹤電流要求以及滿足電流峰值時抑制諧波要求可得電感取值范圍：上式中，為逆變器輸出電壓，為電網(wǎng)線電壓峰值，為交流側(cè)基波電流峰值；為等效開關(guān)周期，n為逆變橋個數(shù)，為諧波電流脈動幅值最大允許值（取最大輸出電流峰值的20%），代入數(shù)據(jù)得

20、：最終取電感值30mh。3.3 控制電路硬件設(shè)計3.3.1 控制電路總體結(jié)構(gòu)控制電路是整個系統(tǒng)的重要組成部分，決定著裝置的正常運行和功能實現(xiàn)?？紤]到整個系統(tǒng)對實時性的要求比較高，結(jié)合數(shù)字控制的一些特點，最終采用dsp+fpga的全數(shù)字控制方案，整個控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖3-3所示。其中，dsp選擇的是ti公司的tms320f28335，主要實現(xiàn)了基波電網(wǎng)電壓鎖相、指令電流運算、直流側(cè)電壓控制、系統(tǒng)過壓、過流保護(hù)等功能；fpga選擇的是altera公司cyclone 系列的ep2c8q208c8n，主要實現(xiàn)pwm信號的產(chǎn)生；為了確保采樣的精度，沒有采用dsp內(nèi)部ad，而是選擇了ad公司的芯片ad765

21、6，這是一個16位ad芯片，有6個采樣通道，并行轉(zhuǎn)換，輸入信號范圍為。由于需要采樣的信號包括三相電網(wǎng)電壓、和三相電網(wǎng)電流、，statcom輸出電流、以及負(fù)載電流、，各2h橋直流側(cè)電容電壓共18路信號，故共需3片ad7656。圖3-3控制電路硬件結(jié)構(gòu)框圖3.3.2 信號調(diào)理電路在對被采樣信號做調(diào)理之前，需要完成電網(wǎng)電壓、負(fù)載電流、裝置輸出電流等信號的檢測。當(dāng)需采集的信號為電壓信號時，采用電壓傳感器lv-28p對信號進(jìn)行轉(zhuǎn)換；當(dāng)需要采集的信號為電流信號時，采用電流傳感器lt108-s7對信號進(jìn)行轉(zhuǎn)換。本裝置的信號調(diào)理電路分為兩級，第一級為抗混疊低通濾波器，主要作用是去除信號中的高頻分量，第二級為信

22、號放大電路，將濾波后的信號幅值調(diào)整到0-9v，輸入ad轉(zhuǎn)換器以完成信號采樣。信號調(diào)理電路如圖3-4所示。由于被采樣信號頻率為50hz，所以設(shè)計截止頻率為100hz的同相輸入一階低通濾波器，電路中各參數(shù)為r1=10k，r2=10k，r3=510，c1=0.1uf，第二級信號放大電路各參數(shù)為r5=6.2k，r6=6.6k，r8=20k。圖3-4 信號調(diào)理電路3.3.3 過零點檢測電路算法中需要用到大量的dq變換和dq反變換，這些地方都需要相位同步，因此，準(zhǔn)確的鎖相對于實現(xiàn)控制算法具有很重大的作用。從硬件上來說，要求電路能夠準(zhǔn)確檢測出正弦電網(wǎng)電壓信號的過零點，為后面采用軟件方法實現(xiàn)鎖相提供條件，過零

23、點檢測電路如圖3-5所示。圖3-5 過零點檢測電路在該電路中，輸入信號為調(diào)理電路的輸出，其信號幅值大約為9v左右，因調(diào)理電路為反相輸出，所以再加入一個反相跟隨電路，恢復(fù)輸入信號相位的同時也實現(xiàn)信號隔離。將此輸出信號接入由lm311構(gòu)成的比較器，即可檢測出電網(wǎng)電壓的過零點?？紤]電網(wǎng)電壓存在擾動，所以將比較器設(shè)計為遲滯比較電路，滯后量由r13和r15的大小決定，取滯后量為1mv，根據(jù)圖3-5，可知滯后量的表達(dá)式為：為此，選取r15為，r13為。當(dāng)電路中輸入的正弦波信號高于零電壓時，由lm311的特性我們可知，輸出為5v高電平，當(dāng)電路中輸入的正弦波信號低于零電壓時，輸出則為低電平，通過該電路，將輸入

24、的正弦信號變?yōu)榉禐?v的方波信號，正弦波的過零點對應(yīng)方波信號的上升沿。dsp捕捉過零點檢測電路輸出信號的上升沿，即可得到原正弦信號的過零點。3.3.4 保護(hù)電路對于過壓過流等故障情況，設(shè)計了相應(yīng)的保護(hù)電路，過壓過流保護(hù)電路如圖3-6所示。圖3-6保護(hù)電路保護(hù)電路的輸入端接信號調(diào)理電路的輸出，電路分為三級。第一級為lm324與二極管組成的取絕對值電路，將正負(fù)電壓轉(zhuǎn)化為正電壓以便進(jìn)行比較。但是，取信號絕對值電路輸出并不具備帶負(fù)載能力，因此需要在取決定值電路的輸出端加跟隨器，提高帶負(fù)載能力。第二級跟隨器電路由lm324構(gòu)成，其輸出接入由lm311組成的第三級比較電路。正常情況下，調(diào)理電路的輸出信號

25、幅值為0-8v，所以非故障情況下，輸入lm311的信號幅值最大為8v。因此，設(shè)置保護(hù)電路的電壓閾值為9v。該值由圖3-6中r21和r20的大小決定，具體數(shù)值為：選取r20為，r21為，此時對應(yīng)的電壓閾值為9v,對應(yīng)到實際系統(tǒng)中，過壓過流額度為12.5%。根據(jù)lm311輸出特性可知，當(dāng)輸入信號電壓幅值小于9v時，保護(hù)電路輸出為低電平，當(dāng)信號幅值高于9v時，輸出為高電平。dsp檢測此電路輸出信號的電平，即可確定是否進(jìn)入保護(hù)狀態(tài)。4. 系統(tǒng)軟件設(shè)計軟件設(shè)計包括三個環(huán)節(jié)，首先就是對采樣信號按照反饋解耦的控制算法進(jìn)行處理，得到無功補償?shù)闹噶铍妷盒盘?；然后根?jù)指令電壓信號，按照單極倍頻cps-spwm的調(diào)

26、制方法生成驅(qū)動開關(guān)管的pwm信號；最后完成功率單元和控制單元之間通信，使兩部分之間可以進(jìn)行信息的交換。其中，每個單相的程序結(jié)構(gòu)主要由緩存單元、分頻單元、控制單元、增減計數(shù)器單元和收發(fā)模塊組成，共同協(xié)調(diào)完成向dsp發(fā)送直流電壓和工作狀態(tài)、產(chǎn)生多種頻率的信號、產(chǎn)生數(shù)字式的移相載波以及對這些信息的整合等一系列復(fù)雜任務(wù)。4.1 指令電流計算的軟件實現(xiàn)無功補償?shù)闹噶铍妷盒盘柺峭ㄟ^反饋解耦控制算法計算得出的，程序主要分為主程序和定時器中斷程序兩部分。4.1.1 主程序流程圖主程序流程圖如圖4-1所示。圖4-1 主程序流程圖對于主程序，首先dsp接收各個h橋模塊的指令電壓信號、開關(guān)周期信號等，同時發(fā)送各個h

27、 橋模塊的直流側(cè)電壓和工作狀態(tài)。通過分頻產(chǎn)生多種頻率的占空比為二分之一的方波信號，以代表著不同的信息含義。dsp接收到控制信息和h 橋模塊傳送來的狀態(tài)信息，對這些信息整合之后得出其他功能塊的控制信息指揮他們協(xié)調(diào)工作，將電路狀態(tài)報告給上位機(jī)。計數(shù)器產(chǎn)生數(shù)字式的移相載波，dsp將h橋模塊指令電壓信號與數(shù)字式的相移載波進(jìn)行比較，得出 h橋模塊開關(guān)管的開關(guān)信號，并將這些信號轉(zhuǎn)換為不同頻率的方波，根據(jù)指令選擇相應(yīng)頻率的方波發(fā)送給h橋單元，同時將h橋模塊發(fā)送來的狀態(tài)信息和直流母線電壓信息進(jìn)行解碼，得出直流母線電壓值和狀態(tài)信息，并讀取直流母線電壓值和狀態(tài)信息從而做出決策。4.1.2 捕獲中斷子程序流程圖捕獲

28、中斷子程序如圖4-2所示，硬件電路實現(xiàn)了電網(wǎng)電壓過零點的檢測，此中斷就是由過零點檢測電路輸出方波的上升沿觸發(fā)，以判斷是否進(jìn)入epwm1中斷和fpga使能。圖4-2 捕獲定時器中斷程序流程圖4.1.3 epwm1定時器中斷程序流程圖epwm1定時器中斷程序流程圖如圖4-3所示。進(jìn)入中段后，首先初始化各檢測量和dac通道，復(fù)位正弦表后讀取采樣值并判斷工作狀態(tài)。確定無故障并且開關(guān)器件已準(zhǔn)備好后根據(jù)反饋解耦控制算法計算出指令電壓信號，通過一定的調(diào)整，即可得到pwm的調(diào)制波信號。圖4-3 epwm1定時器中斷程序流程圖4.1.4 狀態(tài)解耦控制及直流側(cè)電壓控制程序流程圖狀態(tài)解耦控制算法及直流側(cè)電壓控制算法

29、的軟件實現(xiàn)流程圖如圖4-4所示，根據(jù)2.2和2.6的分析，首先，進(jìn)行所需要的各電氣量的采樣，當(dāng)捕獲計數(shù)值達(dá)到一定要求后，計算dq變換所需要的數(shù)學(xué)量值及直流電壓控制所需要的電流、電壓量值，后對三相補償電流和電網(wǎng)電壓進(jìn)行dq變換，同時進(jìn)行指令電流運算和pi調(diào)節(jié)，輸出量經(jīng)dq反變換即可得到指令電壓信號。圖4-4 狀態(tài)解耦控制程序流程圖4.2 pwm信號的生成這部分由fpga實現(xiàn)，dsp進(jìn)行控制。當(dāng)dsp通過地址譯碼選中fpga后，將三角波技術(shù)周期，計算所得指令電壓等數(shù)據(jù)送入fpga，按照單極倍頻cps-spwm的調(diào)制方法進(jìn)行處理運算最終產(chǎn)生pwm信號，程序結(jié)構(gòu)框圖如圖4-5所示。圖4-5 用fpga

30、生成pwm信號程序結(jié)構(gòu)框圖其中，各模塊具體說明如下：1) 譯碼模塊實現(xiàn)和dsp之間的連接和通信，由dsp通過地址信號譯碼選擇fpga并將數(shù)據(jù)傳送給fpga，數(shù)據(jù)包含三角載波計數(shù)周期和指令電壓數(shù)值。2) 鎖存模塊將dsp傳送過來的指令電壓信號進(jìn)行鎖存，鎖存時鐘信號由三角波計數(shù)器的計數(shù)方向決定（加1計數(shù)時為0，減1計數(shù)時為1），保證比較器在產(chǎn)生pwm波時，三角載波的一個周期內(nèi)調(diào)制波信號數(shù)值不發(fā)生變化。3) 三角波發(fā)生器模塊產(chǎn)生多路具有一定相位差的等幅值等頻率三角波信號，作為pwm驅(qū)動波的載波信號。三角波的產(chǎn)生我們采用計數(shù)器實現(xiàn)，以其中一個為例，就是計數(shù)從0開始，按照clk進(jìn)行加1計數(shù)至計數(shù)最大值（

31、period），然后改計數(shù)方向為減1計數(shù)，減至0后重新開始加1計數(shù)，如此循環(huán)即可得到周期性三角載波信號，由于各計數(shù)器最大計數(shù)值period相同，所以得到的三角波是等幅值等頻率的。至于各三角波之間的相位差，我們可以通過賦不同的計數(shù)初值和初始計數(shù)方向（加1或者減1計數(shù)）來實現(xiàn)。對于兩模塊串聯(lián)，參考圖2-10（b）可知，90度的相位差可以通過如下操作實現(xiàn)：第一個三角波計數(shù)初值為period的一半，進(jìn)行加1計數(shù)；第二個三角波計數(shù)初值為0，進(jìn)行加1計數(shù)；第三個三角波計數(shù)初值為period的一半，進(jìn)行減1計數(shù)；第四個三角波計數(shù)初值為period，進(jìn)行減1計數(shù)。4) 比較器模塊對調(diào)制信號和三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)

32、生各開關(guān)管所需的pwm波。5. 系統(tǒng)創(chuàng)新鏈?zhǔn)絪tatcom設(shè)計的關(guān)鍵之處是無功補償指令電流的計算和驅(qū)動開關(guān)管pwm信號的調(diào)制。指令電流計算采用了反饋解耦控制算法，pwm信號生成采用單極倍頻cps-spwm技術(shù)，利用dsp的強大數(shù)據(jù)處理功能，完成了對電網(wǎng)的無功補償。系統(tǒng)設(shè)計的關(guān)鍵點與創(chuàng)新點如下：1) 串聯(lián)多電平技術(shù)一般來說，大容量的器件只能工作在較低的開關(guān)頻率下，而較高開關(guān)頻率的器件只能應(yīng)用于小容量的電力電子裝置中，輸出功率的能力和開關(guān)頻率之間是相互矛盾的。然而，采用串聯(lián)多電平技術(shù)，將各模塊串聯(lián)使用，能夠使電能質(zhì)量控制器在很高的等效開關(guān)頻率下，承受更高的電壓等級，輸出更大的功率，為電能質(zhì)量問題提

33、供了一種很好的解決方案。2) 反饋解耦控制算法當(dāng)電網(wǎng)電壓基本維持恒定時，控制無功電流即可以實現(xiàn)對無功功率的調(diào)節(jié)。系統(tǒng)控制要求補償器輸出的電流能夠?qū)崟r跟蹤其指令電流的變化，反饋解耦的控制算法，是一種基于狀態(tài)解耦的pi控制策略，能夠很好的跟蹤突變的參考電流，使系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)無功補償?shù)墓δ堋?) 直流側(cè)電壓均衡控制直流側(cè)電壓穩(wěn)定是系統(tǒng)實現(xiàn)無功補償?shù)闹匾疤釛l件，傳統(tǒng)的方法是增加額外的電路來實現(xiàn)對直流側(cè)電壓的控制。本設(shè)計通過軟件算法，使直流側(cè)能夠通過各模塊h橋雙向開關(guān)充電，從而在不增加額外硬件成本的情況下實現(xiàn)了直流側(cè)電壓的穩(wěn)定和均衡。4) 單級倍頻cps-spwm單級倍頻cps-spwm技術(shù)是一種適用于

34、大功率電力開關(guān)變流器的優(yōu)秀調(diào)制策略，能夠在較低的器件開關(guān)頻率下實現(xiàn)較高等效開關(guān)頻率的效果，而且提高了裝置的容量，有效地減小輸出諧波，提高了整個裝置的信號傳輸帶寬。6. 評測與結(jié)論6.1 測試方法與儀器1) 測試儀器三相可編程電源，四通道示波器dpo3014等。2) 測試方法該裝置的主要功能是補償電網(wǎng)無功功率，測試內(nèi)容為以下四個方面。第一部分，觀察直流側(cè)電壓的啟動過程，并測試各模塊直流側(cè)電壓的穩(wěn)定和均衡；第二部分，測試statcom輸出端電壓波形，驗證單級倍頻cps-spwm調(diào)制方法的正確性；第三部分，測試在特定負(fù)載情況下，statcom輸出電壓電流波形，檢驗系統(tǒng)的無功補償效果；第四部分，測試系

35、統(tǒng)過壓過流等故障情況下的保護(hù)功能。測試示意圖如圖6-1所示，第一部分對應(yīng)直流側(cè)各模塊電容電壓，第二部分對應(yīng)ca，cb，cc三點電壓波形，第三部分對應(yīng)sa，sb，sc三點電壓電流波形。圖6-1 測試點位置示意圖6.2 測試項目及結(jié)果6.2.1 直流側(cè)電壓啟動過程及控制效果首先，測試直流側(cè)電壓的啟動過程，共分為兩個步驟。第一步，在a、b、c三相h橋模塊各串聯(lián)一個的限流電阻，使變流器的開關(guān)管igbt處于閉鎖狀態(tài)，利用與igbt開關(guān)管的反并聯(lián)二極管實現(xiàn)不可控整流，從電網(wǎng)吸收有功功率，對h橋直流側(cè)電容充電，結(jié)束后，直流側(cè)電壓進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，即h橋模塊直流側(cè)電容電壓之和等于電網(wǎng)線電壓峰值；第二步，時間繼電器動作將限流電阻短接，然后，解鎖整個變流器的開關(guān)管驅(qū)動脈沖，利用pwm高頻整流繼續(xù)從電網(wǎng)吸收有功功率，將直流側(cè)電容電壓升高到給定值并穩(wěn)定在其附近。實驗時，利用三相可編程電源模擬三相電網(wǎng)，若給定電網(wǎng)電壓為40v，第一階段為開關(guān)管反并聯(lián)二極管不控整流階段，穩(wěn)定后h橋模塊直流側(cè)電壓為24.5v，當(dāng)h橋模塊直流側(cè)電壓值趨于穩(wěn)定以后控制繼電器動作把限流電阻短接，進(jìn)入第二階段，即pwm高頻整流，實驗波形如圖6-2所示。圖6-2 直流側(cè)電壓啟動過程波形圖6-2給出了pwm高頻整流階段h橋模塊直流側(cè)電壓的實驗波形，兩個h橋模塊的直流側(cè)電壓恒定上升到給定值75v附近。當(dāng)h橋單相