振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路

1、通信工程學(xué)院1振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路通信工程學(xué)院2引言與概述引言與概述調(diào)制調(diào)制(Modulation)：由攜有信息的電信號(hào)去控制高頻振蕩信號(hào)的某一個(gè)或某幾個(gè)參數(shù)（幅度、相位、頻率），使該參數(shù)按照電信號(hào)的規(guī)律而變化的一種方式。調(diào)制信號(hào)：有信息的電信號(hào)，可以是模擬信號(hào)，也可是數(shù)字信號(hào)；載波：高頻振蕩信號(hào)，頻率通常遠(yuǎn)高于調(diào)制信號(hào)，可以是正弦信號(hào)，也可是非正弦信號(hào)；已調(diào)信號(hào)：是指受調(diào)制后的高頻振蕩信號(hào)，即已經(jīng)把調(diào)制信號(hào)加載到載波中的信號(hào)。解調(diào)解調(diào)(Demodulation)：是調(diào)制的逆過(guò)程，即從已調(diào)信號(hào)中提取原調(diào)制信號(hào)的過(guò)程。通信工程學(xué)院3地位：是通信系統(tǒng)的基本組成電路。特點(diǎn)：將輸入信號(hào)進(jìn)行頻譜變換

2、，以獲得具有所需頻譜的輸出信號(hào)。頻率變換電路頻譜搬移電路（線性變換）頻譜非線性變換電路振幅調(diào)制與解調(diào)、混頻、頻率調(diào)制與解調(diào)電路振幅調(diào)制與解調(diào)、混頻、頻率調(diào)制與解調(diào)電路頻譜搬移電路頻譜搬移電路：將輸入信號(hào)的頻譜沿頻率軸搬移。特點(diǎn)：僅頻譜搬移，不產(chǎn)生新的頻譜分量頻譜非線性變換電路頻譜非線性變換電路：將輸入信號(hào)的頻譜進(jìn)行特定的非線性變換。特點(diǎn)：產(chǎn)生新的頻譜分量通信工程學(xué)院4注意：線性與非線性僅針對(duì)頻域，而對(duì)于時(shí)域則都屬于非線性變換。信號(hào)的三種表示法：表達(dá)式、波形圖、頻譜圖載 波復(fù)音調(diào)制波單音調(diào)制波頻 譜波 形表達(dá)式信號(hào) max1mcos)(nnntnVtv tVtvcos)( tVtvccmccos

3、)( 通信工程學(xué)院5本章主要用到的信號(hào)系統(tǒng)知識(shí)點(diǎn)：公式 000000cossin2ttjjKK 定理 121212121( )( )*2( )*( )x t x tXXx tx tXX以及常用三角公式傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi)通信工程學(xué)院64.1 頻譜搬移電路的組成模型頻譜搬移電路的組成模型4.1.1 頻譜搬移電路的組成模型頻譜搬移電路的組成模型調(diào)幅AM(Amplitude Modulation) 普通調(diào)幅，基礎(chǔ) DSB(Double Sideband Modulation) 抑制載波的雙邊帶調(diào)幅 SSB(Single Sideband Modulation) 抑制載波的單邊帶調(diào)幅 通信工程學(xué)

4、院7一、一、AM信號(hào)及其電路組成模型信號(hào)及其電路組成模型1.電路組成模型AM信號(hào)：載波信號(hào)振幅在原值上下按照低頻（調(diào)制）信號(hào)規(guī)律變化，即：Om0accosv (t)Vk v (t) tm0cmVkV未經(jīng)調(diào)制的輸出載波電壓振幅a, k k取決于調(diào)幅電路的比例常數(shù)m0aVk v (t)要求：通信工程學(xué)院8組成模型:加法器 + 相乘器圖中，AM ：相乘器乘積系數(shù)；A：相加器的加權(quán)系數(shù)；且 A = k，AM AVcm = ka。通信工程學(xué)院92.單音調(diào)制調(diào)制信號(hào)mm( )coscos2vtVtVFt 已調(diào)信號(hào)Om0acm0ac( )(cos)cos (1cos)cos mvtVk VttVMtt式中

5、Vm0 (1 + Ma cos t) ：vO(t) 的振幅，反映調(diào)制信號(hào)的變化，稱為調(diào)幅信號(hào)的包絡(luò)。 通信工程學(xué)院10表征調(diào)幅信號(hào)的重要參數(shù)。amam0k VMVmaxminmaxmin100%mmammVVMVVmmaxm0a(1)VVMmminm0a(1)VVM最大振幅最小振幅1aM 否則產(chǎn)生過(guò)調(diào)幅失真調(diào)幅度通信工程學(xué)院11Om0cam0cm0cam0cam0c( )coscoscos11 coscos()cos()22vtVtM VttVtM V tM V t頻譜單音調(diào)制時(shí)調(diào)幅信號(hào)的頻譜：由三個(gè)分量組成角頻率為 的載波分量；ccc角頻率為 的上邊頻分量；角頻率為 的下邊頻分量?jī)蛇咁l為相乘

6、器對(duì) v(t) 和 vc(t) 相乘的結(jié)果，負(fù)半頻率部分沒(méi)畫(huà)。特點(diǎn)：上下兩個(gè)邊頻(帶)對(duì)稱,成鏡像。通信工程學(xué)院123.復(fù)雜音調(diào)制調(diào)制信號(hào)v(t) 為非余弦的周期信號(hào)，其傅里葉展開(kāi)式為maxm1( )cosn nnvtVn式中，nmax = max / = Fmax / F， max = 2Fmax 為最高調(diào)制角頻率，其值小于 c 。maxOm0acm0amc1( )( )coscoscosnnnvtVk vttVkVntt 已調(diào)信號(hào)通信工程學(xué)院13頻譜maxmaxaamcmcc11coscoscos()cos() 2nnnnnnkkVnttVntnt 通信工程學(xué)院14BWAM = 2Fmax

7、頻譜寬度結(jié)論調(diào)幅電路組成模型中的相乘器可對(duì) v(t) 和 vc(t) 實(shí)現(xiàn)相乘運(yùn)算，其結(jié)果 ：在波形上，將 v(t) 不失真地轉(zhuǎn)移到載波信號(hào)振幅上；在頻譜上，將 v(t) 的頻譜不失真地搬移到的 c 兩邊；復(fù)雜音調(diào)制的調(diào)制度Ma是各個(gè)單音調(diào)制度的平方和開(kāi)根號(hào)。通信工程學(xué)院154.一般理論性推導(dǎo)（補(bǔ)充）AM0c( )( ) cosStAf tt已調(diào)信號(hào)式中 為外加的直流分量（目的是為了包絡(luò)檢波）， 為調(diào)制信號(hào)， 載波角頻率。 0A( )f tc0( )0Af t不產(chǎn)生過(guò)調(diào)幅失真的條件時(shí)域a0( )f tMA通信工程學(xué)院16AM0c( )( ) cos( ) ( )StAf ttm t C tAM

8、1( )( )( )2SMC0( )2( )( )MAF cc( )()()C AM0cc0cccc1( )2( )( )()()21()()()()2SAFAFF 頻域通信工程學(xué)院17( )Fcc( )AMS通信工程學(xué)院185.功率單音調(diào)制時(shí)調(diào)幅信號(hào)電壓在載頻信號(hào)一個(gè)周期內(nèi)的平均功率：222m0acc-222m0a0a1( )(1cos) cos21(1cos)(1cos)2P tVMttdtVMtPMt式中， ：載波分量產(chǎn)生的平均功率。20m0/2PV2max0a1PPM2min0a1PPMa1?M 通信工程學(xué)院19 P(t)在一個(gè)調(diào)制周期內(nèi)平均功率2av0a20a0SB11( )(1co

9、s)221 (1)2PP t dtPMtdtPMPP ：上、下邊頻分量的功率，稱為邊頻功率。2SBa012PM P討論aM與調(diào)制效率的關(guān)系？AM的調(diào)制效率如何？通信工程學(xué)院20二、雙邊帶和單邊帶調(diào)制電路組成模型二、雙邊帶和單邊帶調(diào)制電路組成模型1. 雙邊帶調(diào)制信號(hào)目的：為了克服普通調(diào)幅波效率低的缺點(diǎn)，提高設(shè)備的功率利用率，可以不發(fā)送載波，而只發(fā)送邊帶信號(hào)。定義：僅傳輸兩個(gè)邊頻的幅度調(diào)制方式稱為抑制載波的雙邊帶調(diào)制，簡(jiǎn)稱雙邊帶調(diào)制。Oac( )cosv (t)k vt t通信工程學(xué)院21通信工程學(xué)院22組成模型OMcmc( )( )cosvtA V vttMcmaA Vk討論其包絡(luò)與調(diào)制信號(hào)不一

10、致；調(diào)制效率高；信號(hào)的帶寬與AM信號(hào)一樣。通信工程學(xué)院232. 單邊帶調(diào)制信號(hào)定義：僅傳輸一個(gè)邊帶(上邊帶或下邊帶)的調(diào)制方式稱為單邊帶調(diào)制 。目的：節(jié)省發(fā)射功率；頻譜寬度壓縮一半，BWSSB = Fmax。實(shí)現(xiàn)模型濾波法 相乘器：產(chǎn)生雙邊帶調(diào)制信號(hào)；濾波器：取出單邊帶信號(hào)。通信工程學(xué)院24通信工程學(xué)院25實(shí)現(xiàn)模型相移法相乘器、90 相移器、相加器組成通信工程學(xué)院26O1MmcmcMmcmcc( )coscos1cos()cos() 2vtA VVttA VVtt相乘器I相乘器IIO2MmcmcMmcmcMmcmcc( )cos()cos()22sinsin1cos()cos() 2vtA V

11、VttA VVttA VVtt 通信工程學(xué)院27O1O2MmcmcOO1O2Mmcmc( )( )cos()( )( )( )cos()vtvtA VVtvtvtvtA VVt對(duì)于復(fù)雜信號(hào)調(diào)制上面的模型也成立。通信工程學(xué)院28( )USBS( )LSBS( )coscF f tt( )sincFf tt( )F通信工程學(xué)院294.1.2 振幅解調(diào)和混頻電路的組成模型振幅解調(diào)和混頻電路的組成模型特點(diǎn)：均實(shí)現(xiàn)頻譜不失真地搬移，兩類組成模型類似。一、振幅解調(diào)電路一、振幅解調(diào)電路振幅調(diào)制信號(hào)的解調(diào)電路稱為振幅檢波電路，簡(jiǎn)稱檢波電路(Detector)。振振幅幅調(diào)調(diào)制制波波的的解解調(diào)調(diào)電電路路O( )v

12、tS( )v t本質(zhì)：將振幅調(diào)制信號(hào)頻譜不失真地搬回零頻附近，也是一種頻譜搬移電路。定義通信工程學(xué)院30組成模型： 同步信號(hào)( )cosrrmcv tAt( )( )cossacv tk vtt：已調(diào)信號(hào)( )( )coscos11( )( )cos222acrmcarmarmcv tk vtt Atk A vtk A vtt通信工程學(xué)院31低通濾波器通信工程學(xué)院32討論同步信號(hào)必須與輸入信號(hào)保持嚴(yán)格同步（同頻/同相），即相干，否則檢波性能會(huì)下降。rrmcSac( )cos( )( )cosv tVtv tk vtt相乘器輸出電壓并經(jīng)過(guò)低通濾波之后的有用分量為Mrm( )cos()2aAV k

13、 vtt另一種非同步檢波電路包絡(luò)檢波電路。通信工程學(xué)院33二、混頻電路二、混頻電路(Mixer/Convertor) 1.作用頻譜搬移：將載頻為 fc 的已調(diào)信號(hào) vS(t) 不失真地變換為載頻為 fI 的已調(diào)信號(hào) vI(t) 。vL(t)：本振電壓，fL ：本振頻率。vI(t)：中頻頻率(Intermediate Frequency, IF)。通信工程學(xué)院34fL、fI 、fc 之間的關(guān)系為cLcLILcLcfffffffff，下混頻(Down-Convertor)上混頻(Up-Convertor)2. 組成模型IcLfff或IcffIcff通信工程學(xué)院35通信工程學(xué)院364.1.3 小結(jié)小

14、結(jié)振幅調(diào)制電路、振幅解調(diào)電路、混頻電路都屬于頻譜搬移電路，它們都可以用相乘器和相應(yīng)濾波器組成的模型來(lái)實(shí)現(xiàn)。相乘器的作用就是將輸入信號(hào)頻譜不失真地搬移到參考信號(hào)頻率的兩邊，或者說(shuō)，輸入信號(hào)頻譜向左右搬移參考信號(hào)頻率的數(shù)值。濾波器則是取出有用分量，抑制無(wú)用分量 。通信工程學(xué)院37電路類型輸入信號(hào)參考信號(hào)濾波器振幅調(diào)制電路調(diào)制信號(hào)載波信號(hào)帶通振幅檢波電路已調(diào)振幅調(diào)制信號(hào)同步信號(hào)低通混頻電路已調(diào)信號(hào)本振信號(hào)帶通( )vtS( )v tS( )v tccmc( )cosv tVtrcmc( )cosv tVtLLmL( )cosvtVt通信工程學(xué)院384.2 相乘器電路相乘器電路 實(shí)現(xiàn)：利用非線性器件。

15、 類別 電阻性電抗性按非線性器件按輸入信號(hào)注入方式兩輸入信號(hào)加到同一器件輸入端兩輸入信號(hào)加到不同器件輸入端通信工程學(xué)院394.2.1 非線性器件的相乘作用及其特性非線性器件的相乘作用及其特性一、非線性器件相乘作用的一般分析一、非線性器件相乘作用的一般分析二極管、晶體管的交流伏安特性可表示為：( )if v式中，v = VQ + v1 + v2VQ ：靜態(tài)工作點(diǎn)電壓， v1、v2 ：輸入電壓。將f(v)在VQ處進(jìn)行泰勒展開(kāi)：nnvvavvavvaai)()()(2122122110Q( )Q()1( )!nnnv VnfVd f vandvn通信工程學(xué)院40由于nmmmnnvvmnmnvv021

16、21)!( !)(所以0021)!( !nnmmmnnvvamnmni討論：在兩個(gè)電壓同時(shí)作用下，響應(yīng)電流中： 出現(xiàn)了兩個(gè)電壓的相乘 2a2v1v2，(m = 1，n = 2) 出現(xiàn)了無(wú)用高階相乘項(xiàng)，(m 1，n 2)。 設(shè) 則組合頻率分量p,q = | p1 q2|，(p，q = 0，1，2 ，) (p+q)為偶數(shù)的組合頻率分量均是由級(jí)數(shù)中n大于或等于(p+q)的各偶次方項(xiàng)產(chǎn)生的； (p+q)為奇數(shù)的組合頻率分量均是由級(jí)數(shù)中n大于或等于(p+q)的各奇次方項(xiàng)產(chǎn)生的 。 11m122m2cos,cosvVt vVt通信工程學(xué)院41產(chǎn)生頻率分量，其最高諧波次數(shù)為n。消除無(wú)用組合頻率分量的措施：從

17、器件的特性考慮。選用具有平方律特性的場(chǎng)效應(yīng)管；選擇合適的靜態(tài)工作點(diǎn)；從電路考慮。采用多個(gè)非線性器件組成平衡電路，抵消部分無(wú)用組合頻率分量；采用補(bǔ)償或負(fù)反饋技術(shù)實(shí)現(xiàn)接近理想的相乘運(yùn)算；從輸入電壓大小考慮。限制信號(hào)值使器件工作在線性時(shí)變狀態(tài)，可以獲得優(yōu)良的頻譜特性。 通信工程學(xué)院42二、線性時(shí)變狀態(tài)二、線性時(shí)變狀態(tài)1. 線性時(shí)變表達(dá)式將 i = f (VQ + v1+ v2 ) 在 (VQ + v1) 點(diǎn)上對(duì) v2 進(jìn)行泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi)，即2Q12Q1Q12Q121()()()()2!if Vvvf Vvf Vv vfVv vQ110()nnnf Vva v1Q111()nnnf Vvna v2Q11

18、2!()(2)!nnnnfVva vn與(4-2-4)比較可得，通信工程學(xué)院43若 v2 很小，上式簡(jiǎn)化為 112()()QQif Vvf Vv vf(VQ + v1) 和 f (VQ + v1) 是與v2無(wú)關(guān)的系數(shù)，但受v1影響，稱為時(shí)變系數(shù)時(shí)變系數(shù)或時(shí)變參量時(shí)變參量。210100()( )( )Qvf VvIvI ti時(shí)變靜態(tài)電流2110()( )( )Qvdif Vvg vg tdv時(shí)變?cè)隽侩妼?dǎo)0112( )g( )iIvv vi與v2之間的關(guān)系是線性的，類似于線性器件，但是它們的系數(shù)是時(shí)變的，因此將這種器件的工作狀態(tài)稱為線性時(shí)變。這種狀態(tài)十分適宜于構(gòu)成頻譜搬移電路。通信工程學(xué)院442.

19、 頻率成分若 v1 = V1mcos1t ，它的傅里葉展開(kāi)式11m101121( )(cos)coscos2g vg Vtggtgt0111( )d2gg vt 式中1111( )cosd(1)ngg vnttn 121m12m202m212m1222m12( )(cos)coscoscoscoscos2cosg v vg Vt Vtg VtgVttg Vtt與v2相乘組合頻率分量?jī)H為12p，且無(wú)用頻率分量與有用分量間隔容易設(shè)計(jì)得較大（ ） ，便于濾波。12通信工程學(xué)院45三、半導(dǎo)體器件的線性時(shí)變模型三、半導(dǎo)體器件的線性時(shí)變模型1. 二極管v1 = V1mcos1t 足夠大，設(shè) VQ = 0，

20、則在 v1 作用下，I0(v1)、 g(v1) 的波形如圖：引入 K1(1t) 代表高度為 1 的單向周期性方波，稱為單向開(kāi)關(guān)函數(shù)：通信工程學(xué)院461111111122()coscos32312 ( 1)cos(21)2(21)nnKtttntn 則 g(t) 和 I0(t) 可分別表示為001D 111( )( )()I tI vg v Kt1D11( )( )()g tg vg Kt因此，對(duì)右圖中電路，當(dāng) v1 足夠大， v2 足夠小時(shí)，通過(guò)二極管電流02D1211( )( )()()iI tg t vgvv Kt通信工程學(xué)院47二極管用受 v1(t) 控制的開(kāi)關(guān)等效是線性時(shí)變工作狀態(tài)的一

21、個(gè)特例，對(duì)v1, v2取值有要求。它可進(jìn)一步減少組合頻率分量。這種狀態(tài)稱為開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)。通信工程學(xué)院482. 差分對(duì)管特點(diǎn)：由多個(gè)非線性器件組成的平衡式電路，v1 和 v2 分別加在不同的輸入端，實(shí)現(xiàn) f (v1) 和 f (v2) 相乘的特性。1C1C20Tth2VviiiI牢記公式：,22,xxxxxxxxxxxxeeeeshxchxeeeethxcthxeeee注：通信工程學(xué)院491C1C22T()th2VviiiABv即差分對(duì)管工作在線性時(shí)變狀態(tài)。差分對(duì)管差模特性差模輸入： v1 = V1mcos 1t若有： I0 = A + Bv2A 和 B 為常數(shù)，代入差模特性，差分對(duì)管輸出差值電

22、流為 ：通信工程學(xué)院50結(jié)論：利用兩管的平衡抵消原理，差分對(duì)管的輸出電流中減少了直流分量與 p 為偶數(shù)的眾多組合分量。120112T()th( )( )2VviABvIvg v v1021111T( )th2()cos(21)2VnnvI tAAxnt121111T( )th2( )cos(21)2Vnnvg tBBxnt式中1m1TVVx 是(2n - 1) 次諧波分量的分解系數(shù)21n通信工程學(xué)院51x10.00.51.01.52.02.53.04.05.07.010.0 1(x1)0.00000.12310.23560.33050.45080.46310.50540.55860.58770

23、.61120.62570.6366 3(x1)0.0000 0.0046 0.0136 0.0271 0.0435 0.0611 0.1214 0.1571 0.1827 0.2122 5(x1)0.00000.002260.00970.03550.05750.08310.1273通信工程學(xué)院52當(dāng) x1 很大(x1 10 ，即 V1m 260 mV)時(shí)，趨于周期性方波，可近似用雙向開(kāi)關(guān)函數(shù) K2(1t) 表示，即1121th(cos)2xtKt通信工程學(xué)院531211111444()coscos3( 1)cos(21)3(21)nnKtttntn 優(yōu)點(diǎn)：相比二極管電路，雙差分對(duì)電路無(wú)直流分量

24、，幅度加倍。不必將v2限制在很小數(shù)值內(nèi)，只要保證I0受到v2線性控制即可。通信工程學(xué)院54線性時(shí)變器件適宜構(gòu)成頻譜搬移電路的原因：線性時(shí)變器件輸出電流中存在眾多組合頻率分量，但無(wú)用分量均遠(yuǎn)離有用分量，易于濾波。 兩種非線器件實(shí)現(xiàn)線性時(shí)變工作比較：四、小結(jié)與展望四、小結(jié)與展望 二極管差分對(duì)管 組 成單個(gè)非線性器件多個(gè)非線性器件(差分對(duì)管)組成平衡式電路 特 點(diǎn)信號(hào)加在同一器件輸入端 信號(hào)加在不同器件輸入端 v2 幅度受限v2 幅度不受限，(線性)輸出電流無(wú) q = 1，p 為偶數(shù)組合頻率分量同左，且無(wú)平均分量通信工程學(xué)院55非線性器件構(gòu)成相乘器電路的兩種模式： v1 和 v2 直接相乘。必須采取

25、平衡、反饋等措施消除無(wú)用的高階相乘項(xiàng)，并擴(kuò)展兩輸入信號(hào)電壓的動(dòng)態(tài)范圍。應(yīng)用于頻譜搬移電路，信號(hào)處理電路。例：對(duì)數(shù)-反對(duì)數(shù)相乘器、雙差分對(duì)模擬相乘器。 將 v2 與經(jīng)非線性變換的 v1 相乘。用于頻譜搬移電路，例：雙差分對(duì)平衡調(diào)制器，大動(dòng)態(tài)范圍平衡調(diào)制器，二極管環(huán)形混頻器。問(wèn)題：相乘器與混頻器有何區(qū)別？通信工程學(xué)院564.2.2二極管平衡、雙平衡混頻器二極管平衡、雙平衡混頻器(Diode Double-balanced Mixer)思路：采用線性時(shí)變工作狀態(tài)可以減少不必要的頻率分量，還可以從電路角度考慮，用平衡電路進(jìn)一步抵消不必要的頻率分量。一、二極管平衡電路一、二極管平衡電路112112121

26、1()()ivvKtivvKt122112()iiiv Kt21211DL2()2viiiKtRR通信工程學(xué)院57思考：和二極管開(kāi)關(guān)電路比較頻率分量。二、二極管雙平衡電路二、二極管雙平衡電路通信工程學(xué)院58三端口： R輸入口，vS = Vsmcosct；L本振口， vL = VLmcosLt；I 輸出口，RL 為負(fù)載電阻，取出中頻信號(hào)。Tr1、Tr2：寬頻帶變壓器，中心抽頭，初、次繞組匝數(shù)比為 1 : 1。若VLm Vsm，則可認(rèn)為各二極管均工作在受 vL 控制的開(kāi)關(guān)狀態(tài)。 通信工程學(xué)院59 vL 正半周，D2、D3 導(dǎo)通，D1、D4 截止S2DL23LS3DL32L()0()0vi Rvii

27、 Rvi Rvii RS23LD22viiRR消去 vL s231LLD2()2viiKtRR通信工程學(xué)院60 vL 負(fù)半周，D2、D3 截止，D1、D4 導(dǎo)通。同理可求 vL 負(fù)半周時(shí)的情況開(kāi)關(guān)函數(shù)為 K1(Lt - )S141LLD2()2viiKtRR通信工程學(xué)院61通過(guò) RL 的總電流為O1423S1L1LLDsmc2LLDsmcLLLD()()2 ()()22cos ()22cos44 coscos323iiiiivKtKtRRVtKtRRVtttRR 雙平衡混頻器的輸出電流中僅包含(pL c ) (p為奇數(shù)）的組合頻率分量，而抵消了 L、 c 以及p為偶數(shù)，q=1的組合頻率分量。通

28、信工程學(xué)院62若令 I = L c 則通過(guò)的中頻電流為smILcLD4cos() 2VitRR 通信工程學(xué)院63環(huán)形混頻器(Ring Mixer)：各個(gè)端口之間有良好的隔離，即L端口和R端口對(duì)I端口是隔離的；L端口對(duì)R端口是隔離的；R端口對(duì)L端口是隔離的。實(shí)際情況，極少量功率在各端口之間竄通。通信工程學(xué)院64二二 、混頻損耗、混頻損耗(Conversion Loss)定義：在最大功率傳輸條件下，輸入信號(hào)功率 PS 對(duì)輸出中頻功率 PI 的比值，其單位用分貝表示。分貝數(shù)越大，混頻損耗越大，輸出中頻信號(hào)的能力越差。ScI10lgPLP加到輸入信號(hào)源端電流ii為： i14321423S1L1LLDS

29、LD2 ()()22 2iiiiiiiiivKtKtRRvRR通信工程學(xué)院65通常RLRD，所以接在輸入信號(hào)源端的等效負(fù)載電阻為SiLDLi12vRRRRi令Rs=Ri=RL，實(shí)現(xiàn)功率匹配，則22SSSSLL4VVPRR輸出中頻電壓有效值為SiLSLD42 2VVRVRR相應(yīng)的輸出中頻功率為2ISL21PVR通信工程學(xué)院66混頻損耗為2ScI10lg10lg4dB4PLP討論 考慮變壓器和二極管損耗，Lc 約為 6 8 dB；工作頻率增高時(shí)，Lc 將相應(yīng)增大。 工作條件：本振口功率足夠大(二極管開(kāi)關(guān)工作)，而輸入口功率必須遠(yuǎn)小于本振功率。否則 Lc 均將增大。若用作雙邊帶調(diào)制電路，由于變壓器的

30、低頻響應(yīng)差，則： I 端：調(diào)制信號(hào) v 。R 端：載波信號(hào) vc 。 L 端：雙邊帶信號(hào)輸出。通信工程學(xué)院67二極管平衡混頻器電路的分析方法：電路中的二極管工作在受參考信號(hào)控制的開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)，這決定了這類電路的分析方法與步驟：分析參考信號(hào)大于零、小于零時(shí)，每個(gè)二極管的導(dǎo)通情況；畫(huà)出參考信號(hào)大于零、小于零時(shí)的等效電路；二極管用其開(kāi)關(guān)等效電路等效；利用KVL和KCL列電路方程，解方程即可。通信工程學(xué)院684.2.3 三極管三極管Gilbert電路電路一、雙極型一、雙極型Gilbert電路相乘器電路相乘器通信工程學(xué)院691. 電路組成原理平衡調(diào)制器的輸出電流i和i由上面兩差分對(duì)輸出電流合成。III1

31、3241243()()()() iiiiiiiiiii1125T1436T2V2Vviii thviii th156T()2Vviii th2560T 2VviiI th120TT 2V2VvviI thth故結(jié)論：雙極型Gilbert電路不能直接實(shí)現(xiàn)v1和v2的相乘運(yùn)算，僅提供了兩個(gè)非線性函數(shù)(雙曲正切)相乘的特性。通信工程學(xué)院70雙差分對(duì)平衡器調(diào)制器的三種工作狀態(tài)1226mV, 26mVvv此時(shí)T/ 2V0.5vTTth2V2Vvv1 202T4VvviI實(shí)現(xiàn)了相乘運(yùn)算。通信工程學(xué)院71226mVv ,v1為任意值012TTth2V2VIviv實(shí)現(xiàn)線性時(shí)變工作狀態(tài)。2126mV, 260m

32、Vvv0221T2VIiv Kt實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)。討論：上述三種狀態(tài)都要求v2取小值，采用反饋技術(shù)可擴(kuò)展其動(dòng)態(tài)范圍。通信工程學(xué)院722. 擴(kuò)展v2的動(dòng)態(tài)范圍2vER+_02I02IEEV5T6T5i6ieiRe：負(fù)反饋電阻2BE5eEBE6 vvi Rv根據(jù)BETVCS viI e可得BE5BE6T56=V ln/vvii256eEV ln( / ) Tviii R則通信工程學(xué)院73電路中5E50e6E60e/2/2iiIiiiIi因而56e0e0ln/ln 12 /ln 12 /iiiIiI根據(jù)234111ln 1234xxxxx若e02 /0.5xiI則56e0ln/4 /iiiIT e2

33、eEeEeE04V=2 eivi RiRri RI則x的三次方及其以上各次方項(xiàng)可忽略通信工程學(xué)院742256eEeE2222vviiiRrR平衡調(diào)制器的輸出差值電流為12156TET2thth2V2VvvviiiR允許的最大動(dòng)態(tài)范圍為0ET20ET11VV44I RvI R舉例通信工程學(xué)院75XFC1596 集成平衡調(diào)制器擴(kuò)展擴(kuò)展 v 動(dòng)態(tài)范圍動(dòng)態(tài)范圍可擴(kuò)展可擴(kuò)展 v 動(dòng)態(tài)范圍的動(dòng)態(tài)范圍的差分對(duì)平衡調(diào)制器差分對(duì)平衡調(diào)制器恒流源恒流源負(fù)載電阻負(fù)載電阻載波載波調(diào)制調(diào)制平衡電位器，確平衡電位器，確保保 v = 0 時(shí)時(shí) i = 0T7T8 偏置電阻偏置電阻T5T6 偏置電阻偏置電阻T1T2 偏偏置電

34、阻置電阻通信工程學(xué)院76XFC1596用于同步解調(diào)：可解調(diào)AM、DSB、SSB、VSB（殘留邊帶）調(diào)制信號(hào)。通信工程學(xué)院773.擴(kuò)展v1的動(dòng)態(tài)范圍。E2R_02IEEV1T2TIi3T4TCRCRCCVIIi7T8TKRKI7i5i1v2v9T10T9iE1R02I02I5T6T_6i02I8iT7T10組成補(bǔ)償回路。通信工程學(xué)院78BE7BE878kTth2VvviiIBE7BE8BE1BE2BE4BE3vvvvvv則78BE1BE21255TkBE4BE3784366Tkth2Vth2ViivviiiiIvviiiiiiI因而雙差分對(duì)管的輸出差值電流 56781243kiiiiiiiiiI

35、即T7、T8和T1 T4共同構(gòu)成兩個(gè)差值電流相乘的電路。通信工程學(xué)院79T9、T10、RE1構(gòu)成與T5、T6、 RE2相同的電壓電流線性變換電路。1910E1256E222viiRviiR0E1T10E1T0E2T20E2T11VV4411VV44I RvI RI RvI R且91078iiiiMA相乘器的相乘增益，單位為1/V。1 2III0E1E2COC1 2M 1 20E1E244v viiiI R RRviRv vA v vI R R通信工程學(xué)院804.2.4 集成模擬相乘器集成模擬相乘器(Integrated Analog Multiplier)MA xyxyxvyvOvIIIIII

36、IVxv0yvOMxyvA v v又稱為四象限相乘器。OMREFyOMREFxVVvAvvAv構(gòu)成可控增益線性放大器。通信工程學(xué)院81實(shí)際情況：電路中固有的不對(duì)稱性和非線性失調(diào)產(chǎn)生的偏差輸出失調(diào)電壓：VOO, VXIO, VYIO；饋通誤差EYF, EXF。相乘特性非理想性產(chǎn)生的偏差總誤差E；非線性誤差ENL。其他限制因素小信號(hào)帶寬，轉(zhuǎn)移速率，全功率帶寬，建立時(shí)間等。通信工程學(xué)院82雙差分對(duì)模雙差分對(duì)模擬相乘器，擬相乘器，實(shí)現(xiàn)電流相實(shí)現(xiàn)電流相乘乘外接阻擴(kuò)外接阻擴(kuò)展展 v v2 2 動(dòng)動(dòng)圍圍恒流源，恒流源，提供偏置提供偏置V V- -I I 線性線性變換器變換器外接阻擴(kuò)外接阻擴(kuò)展展 v v1 1

37、 動(dòng)圍動(dòng)圍通信工程學(xué)院83大動(dòng)態(tài)范圍平衡調(diào)制器大動(dòng)態(tài)范圍平衡調(diào)制器AD630AD630是用兩只增益相同的同相和反相放大器交替工作而構(gòu)成的平衡調(diào)制器，可以有效地?cái)U(kuò)展v2的動(dòng)態(tài)范圍(高達(dá)100dB)。一、組成原理一、組成原理A1+A2A312C+S1R2R3RfR2v1vOv通信工程學(xué)院84A1與A3級(jí)聯(lián)，接成反相放大器增益 Avf1 = Rf / R1A2與A3級(jí)聯(lián)，接成同相放大器增益 Avf2 = 1+Rf / R2增益相等，則或ff211RRRR1f2/RRR輸入電壓 控制電壓比較器，進(jìn)而控制開(kāi)關(guān)S。fO2211Rvv KtR11m1Vcosvt構(gòu)成工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)的平衡調(diào)制器。通信工程學(xué)院8

38、5二、主要特性二、主要特性開(kāi)環(huán)增益和共模抑制比高110dB轉(zhuǎn)移率快45V/s單位增益帶寬大2MHz輸入動(dòng)態(tài)范圍大100dB放大器隔離度高100dB可用作模擬開(kāi)關(guān)通信工程學(xué)院864.3 混頻電路混頻電路地位：超外差接收機(jī)的重要組成部分。作用：將天線上感生的輸入高頻信號(hào)變換為固定的中頻信號(hào)。重要性：靠近天線，直接影響接收音機(jī)動(dòng)態(tài)范圍等性能。種類： 一般接收機(jī)中：三極管混頻器。 高質(zhì)量通信接收機(jī)：二極管環(huán)形混頻器、雙差分對(duì)平衡調(diào)制器混頻器。通信工程學(xué)院87通信工程學(xué)院884.3.1 通信接收機(jī)中的混頻電路通信接收機(jī)中的混頻電路一、主要性能指標(biāo)一、主要性能指標(biāo)1. 混頻增益 混頻增益是指混頻器的輸出中

39、頻信號(hào)電壓Vi（或功率PI）對(duì)輸入信號(hào)電壓Vs（或功率PS）的比值，單位是分貝（dB）。ics20lgVAV或Ic10lgSPGP或者用混頻損耗Lc表示。通信工程學(xué)院892. 噪聲系數(shù)混頻器的噪聲系數(shù)是指輸入信號(hào)噪聲功率比(PS / Pn)i對(duì)輸出中頻信號(hào)噪聲功率比(PI/Pn)o的比值，單位是分貝（dB）。SniIno/10lg/PPNFP P3. 1dB壓縮電平當(dāng)輸入信號(hào)功率較小時(shí)，混頻增益為定值，輸出中頻功率隨輸入信號(hào)功率線性地增大；以后由于非線性，輸出中頻功率的增大趨于緩慢，直到比線性增大低于1dB時(shí)所對(duì)應(yīng)的輸出中頻功率電平稱為1dB壓縮電平(1dB Compression Level

40、)，用PI1dB表示。通信工程學(xué)院901dB0PI1dBI/dBmPS/dBmPPI1dB所對(duì)應(yīng)的輸入功率是混頻器動(dòng)態(tài)范圍的上限電平；而混頻器的下限動(dòng)態(tài)電平則是由噪聲系數(shù)確定的最小輸入信號(hào)功率單位dBm =P10lg1mW通信工程學(xué)院914. 混頻失真混頻器件非線性，使輸出電流包含眾多無(wú)用組合頻率分量，若某些靠近中頻，則中頻濾波器無(wú)法將它們?yōu)V除，疊加在有用中頻信號(hào)上，引起的失真稱為混頻失真。5. 隔離度本端口功率與其竄通到另一端口的功率之比，稱為隔離度；單位是分貝（dB）。它的危害在于它會(huì)通過(guò)輸入信號(hào)回路加到天線上，產(chǎn)生反向輻射而嚴(yán)重影響到鄰近的接收機(jī)。通信工程學(xué)院92二、二極管環(huán)形混頻器和雙

41、差分對(duì)混頻器二、二極管環(huán)形混頻器和雙差分對(duì)混頻器1. 二極管環(huán)形混頻器(Level 7/17/23)優(yōu)點(diǎn)：工作頻帶寬（幾十千赫幾千兆赫）、噪聲系數(shù)低（約6dB）、混頻失真小、動(dòng)態(tài)范圍大缺點(diǎn)：沒(méi)有混頻增益、隔離度低、需要匹配網(wǎng)絡(luò)2. 雙差分對(duì)平衡混頻器(AD831)優(yōu)點(diǎn)：混頻增益大、不需要匹配網(wǎng)絡(luò)、外加本振功率小、隔離度高、集成化缺點(diǎn)：噪聲系數(shù)大（10dB）、動(dòng)態(tài)范圍小 通信工程學(xué)院934.3.2 三極管混頻電路三極管混頻電路電路簡(jiǎn)單，通常用于要求不高的接收機(jī)中。一、作用原理一、作用原理通信工程學(xué)院94L1C1為輸入信號(hào)回路，調(diào)諧在fc上L2C2為輸出中頻回路，調(diào)諧在fI上vL=VLmcos L

42、t為本振電壓，接在基極回路vS=Vsmcos ct 為信號(hào)電壓（很小、滿足線性時(shí)變條件）VBB0為基極靜態(tài)偏置電壓vBB(t)=VBB0+vL為三極管的等效偏置電壓（時(shí)變基極偏壓）vBE=VBB0+vL+vSCBEC0LmLSif vIvgvv mLm0m1Lm2Lcoscos2gvgtggtgt通信工程學(xué)院95 mgt中基波分量與輸入電壓vS相乘，并令I(lǐng)= L c 得到中頻電流分量IImIm1smLcm1smImcsmI11coscoscoscos22iItg Vtg Vtg VtImmcm1sm12IggV稱為混頻跨導(dǎo)，定義為輸出中頻電流幅值對(duì)輸入信號(hào)電壓幅值之比，其值等于gm(t)中基波

43、分量幅度的一半。若設(shè)中頻回路的諧振電阻為Re，則所需的中頻電壓vIiIRe，相應(yīng)的混頻增益為ImCmcesmVAgRV 通信工程學(xué)院96結(jié)論：滿足線性時(shí)變的條件下，三極管混頻電路的混頻增益與gmc成正比，而gmc又與VLm和靜態(tài)偏置有關(guān)。3211230000Q近似指數(shù)律區(qū)近似線性區(qū)CiBEvBB0VBEvLvLt mgtmgLt三極管轉(zhuǎn)移特性曲線其個(gè)點(diǎn)斜 率 連 線 即 為 跨 導(dǎo) 特 性gm(vBE)。當(dāng)VBB0一定，VLm ，則gmc ，直到gm(t)趨近方波，gmc到達(dá)最大值。通信工程學(xué)院970自給偏置mcgLmV固定偏置LmoptV實(shí)際情況，由于自給偏置效應(yīng)，基極偏置電壓將自靜態(tài)值VB

44、B0向截止方向移動(dòng)。反之，當(dāng)VLm一定，改變VBB0時(shí)，gmc也會(huì)相應(yīng)變化。通信工程學(xué)院98二、電路二、電路本振（虛框）：電感三點(diǎn)式；Le, Lb取值較小，本振回路對(duì)輸入信號(hào)嚴(yán)重失諧；輸入回路對(duì)本振信號(hào)嚴(yán)重失諧，保證隔離度。通信工程學(xué)院994.3.3 混頻失真混頻失真產(chǎn)生原因：由混頻器的非線性所引起。分類組合頻率干擾干擾哨聲寄生通道干擾（混頻器特有)交調(diào)失真非線性失真互調(diào)失真加在混頻電路輸入端的信號(hào)有：tcos)(tcos)(LLmLcsmsVtvVtv，本振電壓：輸入電壓：tcos)(MMmMVtv干擾電壓：通信工程學(xué)院100一、干擾哨聲和寄生通道干擾一、干擾哨聲和寄生通道干擾1. 干擾哨聲

45、產(chǎn)生原因：有用信號(hào)+本振信號(hào)混頻器件輸出電流組合頻率分量：fp,q =| pfL qfc |變換通道：p、q 值及其正負(fù)號(hào)，振幅隨p, q值的增加而減少只有 p = q = 1 的通道是有用的，它可以將輸入信號(hào)頻率變換為所需的中頻，而其余大量的變換通道無(wú)用甚至有害。若存在某一對(duì)p和q，使得| pfL qfc | = fI F ，F(xiàn)為音頻頻率（低頻），則該通道能順利通過(guò)中頻放大器，收聽(tīng)者能同時(shí)聽(tīng)到有用信號(hào)以及檢波后的差拍信號(hào)（頻率F）形成的哨叫聲，稱為干擾哨聲。通信工程學(xué)院101例：fs = 931 kHz， fI = 465 kHz， fL = fs + fI = 1396 kHz 輸出可能存

46、在 2fs fL = (2 9311396) kHz = 466 kHz 的組合頻率，與 465 kHz 一起送到檢波器，產(chǎn)生差拍現(xiàn)象，在揚(yáng)聲器聽(tīng)到 1 kHz 的哨叫。cLILcILcILcI qfpffFpfqffFpfqffFpfqffFcLILcILcILcI qfpffFpfpfqffFpfqffFqffF若令I(lǐng)Lc fff通信工程學(xué)院102cI1pFffqpqp一般fI F，上式可簡(jiǎn)化為：cI1pffqp結(jié)論：產(chǎn)生干擾哨聲的輸入有用信號(hào)頻率有無(wú)限多個(gè)，并且其值均接近于fI的整數(shù)倍或分?jǐn)?shù)倍。p、q較大的干擾哨音可忽略。只有滿足干擾哨音條件且落入接收機(jī)頻段內(nèi)的信號(hào)才會(huì)產(chǎn)生干擾哨音。通信

47、工程學(xué)院103減小干擾哨聲的方法將產(chǎn)生最強(qiáng)干擾哨聲的信號(hào)頻率移到接收頻段之外。由于當(dāng) p = 0，q = 1 時(shí)干擾哨聲強(qiáng)，即 fc fI。接收機(jī)的中頻選在接收頻段以外，避免這個(gè)最強(qiáng)的干擾哨聲。如，中頻接收機(jī)，fI 規(guī)定為 465 kHz。(中波：535 1605 kHz) 通信工程學(xué)院1042. 寄生通道干擾產(chǎn)生原因：干擾信號(hào)+本振信號(hào)當(dāng)干擾頻率 fM 與本振頻率 fL 滿足： | pfL qfM | = fI干擾信號(hào)就將其頻率 fM 變換為 fI，順利地通過(guò)中頻放大器，造成干擾(收音機(jī)聽(tīng)到干擾信號(hào))。這種干擾稱為寄生通道干擾。此時(shí)收音機(jī)中既能聽(tīng)到正常廣播聲音，同時(shí)又能聽(tīng)到干擾電臺(tái)聲音。若令

48、ILc fffIMLcI1fpppffffqqqq可以形成寄生通道干擾的干擾信號(hào)頻率為 通信工程學(xué)院105寄生通道干擾的兩種最強(qiáng)情況：中頻干擾(Intermediate Frequency)(p = 0，q = 1)fM = fI ，故稱中頻干擾。這時(shí)，混頻器起到中頻放大器的作用，具有比有用信號(hào)更強(qiáng)的傳輸能力。鏡像干擾(Image Frequency)(p = 1，q = 1)fK = fL + fI = fc + 2fI ，這種干擾信號(hào)，所通過(guò)的寄生通道具有與有用通道相同的p、q值，因此具有與有用通道相同的變換能力。通信工程學(xué)院106cMI1 qpfffpp當(dāng)fM一定時(shí)，接收機(jī)能夠在哪些fc

49、上收聽(tīng)到該干擾信號(hào)。例：當(dāng)混頻器輸入端有fM=1000kHz干擾信號(hào)時(shí)，接收機(jī)能夠在1070kHz(p=1,q=2)和767.5kHz（p=2,q=2）等頻率刻度上收聽(tīng)到該干擾信號(hào)聲音。通信工程學(xué)院1073. 小結(jié)干擾哨聲由輸入有用信號(hào)產(chǎn)生，而寄生通道干擾則是由輸入干擾信號(hào)產(chǎn)生，它們都是混頻器中特有的干擾現(xiàn)象。消除干擾哨聲，必須將產(chǎn)生較強(qiáng)干擾哨聲的信號(hào)頻率移到接收頻段以外，其中接近于中頻的信號(hào)所產(chǎn)生的干擾哨聲最強(qiáng)，因而必須將中頻移到接收頻段以外?？朔纳ǖ栏蓴_的影響，就必須加大寄生通道干擾信號(hào)與有用輸入信號(hào)之間的頻率間隔，以便混頻器前濾波器將寄生通道干擾信號(hào)濾除，不讓它們加到混頻器輸入端?？?/p>

50、服中頻干擾，應(yīng)將中頻選在接收頻段以外，且遠(yuǎn)離接收頻段。克服鏡像頻率干擾（它與有用信號(hào)之間的頻率間隔為中頻的兩倍），高中頻方案/二次混頻結(jié)構(gòu)。通信工程學(xué)院1084. 高中頻方案低中頻方案，將中頻選在低于接收頻段的范圍。中頻低，中頻放大器容易實(shí)現(xiàn)高增益和高選擇性。高中頻方案，將中頻選在高于接收頻段的范圍。中頻很高，鏡像頻率干擾的頻率遠(yuǎn)高于有用信號(hào)頻率，混頻前的濾波電路很容易將它濾除。例：短波通信接收機(jī)，接收頻段為(230)MHz，中頻選在70MHz附近。通信工程學(xué)院1095. 二次混頻方案濾濾波波900MHz高高頻頻放放大大第第一一混混頻頻第第一一本本振振I1240MHzf第第一一中中放放濾濾波波

51、第第一一中中放放第第二二混混頻頻I210.7MHzf濾濾波波第第二二本本振振第第二二中中放放第第二二中中放放解解調(diào)調(diào) vt高中頻+低中頻方案。通信工程學(xué)院110二、交調(diào)失真和互調(diào)失真二、交調(diào)失真和互調(diào)失真交調(diào)失真和互調(diào)失真不僅會(huì)在混頻器中產(chǎn)生，也會(huì)在高頻和中頻放大器產(chǎn)生。它是由二個(gè)或多個(gè)輸入信號(hào)通過(guò)非線性器件時(shí)產(chǎn)生的。1.交調(diào)失真(Cross-Modulation Distortion)原因：接收機(jī)前端電路選擇性不好，有用信號(hào) vS 和干擾信號(hào) vM 同時(shí)串入混頻器輸入端，且二者皆為調(diào)幅波?，F(xiàn)象：不僅可聽(tīng)到有用信號(hào)，同時(shí)也聽(tīng)到干擾信號(hào)。當(dāng)接收機(jī)對(duì)有用信號(hào)失諧時(shí)，干擾信號(hào)也隨之消失。如同干擾臺(tái)調(diào)

52、制信號(hào)調(diào)制在有用信號(hào)頻率上，故稱交叉調(diào)制干擾。特點(diǎn)：混頻器件非線性的高次方項(xiàng)引起的，且與干擾信號(hào)電壓振幅的平方成正比。通信工程學(xué)院111設(shè)混頻器件在靜態(tài)工作點(diǎn)上展開(kāi)的伏安特性為i = f (v) = a0 + a1v + a2v2 + a3v3 + a4v4 + 其中v = vL + vS + vM = VLmcosLt + Vsmcosct + VMmcosMtv 的二次方項(xiàng)(展開(kāi)式中的 2a2vLvS)、四次方項(xiàng)(展開(kāi)式中 的 及更高偶次方項(xiàng)均會(huì)產(chǎn)生中頻電 流 分 量 。 其 中 產(chǎn) 生 的 中 頻 電 流 分 量 振 幅為 ，其值與 VMm 有關(guān)。3324 L S4 L S4 L S M

53、4412a v va v va v v v24L S M12a v v v24LmSmMm3V V Va這種失真是將干擾信號(hào)的包絡(luò)交叉地轉(zhuǎn)移到輸出中頻信號(hào)上去的一種非線性失真，故稱為交叉調(diào)制失真。 通信工程學(xué)院1122. 互調(diào)失真(Intermodulation Distortion)原因：混頻器輸入端同時(shí)作用著兩個(gè)干擾信號(hào) vM1 和 vM2。令v = vL + vS + vM1+ vM2 = VLmcosLt + Vsmcosct + VM1mcosM1t+ VM2mcosM2t則 i 中將包含的組合頻率分量p,q,r,sLcM1M2fpfqfrfsf 其中， fL fc = fI (p

54、= q = 1，r = s = 0)為有用中頻分量，若LM1M2Ifrfsff將引起混頻器輸出中頻信號(hào)失真。這種失真由兩個(gè)干擾信號(hào)互相調(diào)制產(chǎn)生的，故稱互調(diào)失真。 通信工程學(xué)院113若在 r 和 s 為小值時(shí)(r = 1，s = 2 或 r = 2，s = 1)的組合頻率分量的頻率趨近于 fI，即fL 2fM1 fM2) fI 或 fL (2fM2 fM1) fI亦即2fM1 - fM2 fc或2fM2 - fM1 fc這種互調(diào)失真最嚴(yán)重。由于 r + s = 3 ，稱這種失真為三階互調(diào)失真，它是由 v 四次方項(xiàng)中的 或 產(chǎn)生的。當(dāng)VM1m = VM2m = VMm時(shí)，它們的幅度均為 24LM1

55、 M212a v v v24LM1 M212a v v v34LmMm32a V V通信工程學(xué)院1143. 三階互調(diào)失真截點(diǎn)工程中往往將允許的最大三階互調(diào)失真作為混頻器（或高頻放大器）的重要性能指標(biāo)，且將它對(duì)應(yīng)的最大輸入干擾強(qiáng)度作為動(dòng)態(tài)范圍的上限。原理：有用輸入信號(hào)產(chǎn)生的中頻電流分量幅度為與Vsm成正比；而三階互調(diào)失真分量的幅度與輸入干擾信號(hào)幅度VMm的三次方成正比。通常將中頻功率的延長(zhǎng)線與三階互調(diào)失真功率線的交點(diǎn)稱為三階互調(diào)截點(diǎn)(Third Order Intermodulation Intercept Point)，相應(yīng)的互調(diào)失真功率用PIM3表示。2Lmsma V V通信工程學(xué)院1150

56、IP輸出功率/dBm1dBIM3PI1dBPIMPIPIMP輸入功率/dBmSMPPPIM3大體比PI1dB高(1015)dBm，可根據(jù)PIM3估算某一輸入干擾電平所對(duì)應(yīng)的輸出三階互調(diào)失真電平。通信工程學(xué)院116例：某一混頻器，已知PI1dB=10dBm，對(duì)應(yīng)的輸入信號(hào)功率為0dBm，試求兩個(gè)輸入干擾電平均為-20dBm時(shí)的輸出三階互調(diào)失真電平。解：已知PI1dB，因而PIM3 PI1dB+(1015)dBm = (2025)dBm。取PIM3 25dBm，則對(duì)應(yīng)的輸入干擾功率PM = 15dBm。當(dāng)PM = 20dBm，即自15dBm下降35dBm時(shí)，相應(yīng)的PIM自PIM3下降105dBm，

57、即為-80dBm。0IM/dBmPIPIMPSM/dBmPP1020-10-20-302040-20-40-60-80-100IPIM3PI1dBP通信工程學(xué)院117抑制干擾的措施：1. 提高混頻器前端電路的選擇性例如：中頻干擾，加中頻陷波器。2. 適當(dāng)選擇中頻頻率 將中頻選在接收頻段之外。 采用高中頻方案，使鏡像干擾頻率遠(yuǎn)離有用信號(hào)頻率。3. 合理選擇混頻器工作點(diǎn)將 Q 點(diǎn)設(shè)置在混頻器件特性的二次方區(qū)域，盡量減少三次方項(xiàng)或更高次項(xiàng)所引起的交叉調(diào)制干擾。4. 盡量采用組合頻率分量少的混頻電路與器件模擬相乘器、二極管平衡混頻器等，具有輸出組合頻率分量數(shù)量少的特點(diǎn)。通信工程學(xué)院1184.4 振幅調(diào)

58、制與解調(diào)電路振幅調(diào)制與解調(diào)電路4.4.1 振幅調(diào)制電路振幅調(diào)制電路按功率高低分類：高電平調(diào)制電路：置于發(fā)射機(jī)的末端，要求產(chǎn)生功率足夠大的已調(diào)信號(hào)。通信工程學(xué)院119低電平調(diào)制電路：置于發(fā)射機(jī)的前端，產(chǎn)生小功率的已調(diào)信號(hào)，而后通過(guò)多級(jí)線性功率放大器放大到所需的發(fā)射功率。一、高電平調(diào)幅電路一、高電平調(diào)幅電路 (High Level AM Circuit)優(yōu)點(diǎn)：是可以不必采用效率較低的線性功率放大器，這對(duì)提高發(fā)射機(jī)整機(jī)效率有利。用途：調(diào)幅發(fā)射機(jī)（中波和短波）。電路：廣泛采用高效率的丙類諧振功率放大器。包括集電極調(diào)幅電路 (Collector AM Circuit)和基極調(diào)幅電路 (Base AM C

59、ircuit)，以及調(diào)制信號(hào)同時(shí)加到集電極和基極上構(gòu)成復(fù)合調(diào)幅電路。通信工程學(xué)院120載波電壓通過(guò)雙調(diào)諧回路加到T2管基極，輸出端采用并饋方式和 型匹配網(wǎng)路。注意： C8為高頻濾波電容，其容抗值對(duì)調(diào)制信號(hào)頻率開(kāi)路，對(duì)載波頻率短路。通信工程學(xué)院121載波電壓通過(guò)變壓器耦合以及L型網(wǎng)絡(luò)加到基極，C2高頻濾波電容。通信工程學(xué)院122二、低電平調(diào)制電路二、低電平調(diào)制電路用途：實(shí)現(xiàn)雙邊帶和單邊帶調(diào)制。優(yōu)點(diǎn)：調(diào)制線性好，載波抑制能力強(qiáng)，而功率和效率的要求則是次要的（信號(hào)的特點(diǎn)）。載漏：表示載波抑制能力的強(qiáng)弱，指輸出泄漏的載波分量低于邊帶分量的分貝數(shù)。例如 饋通誤差。通信工程學(xué)院123三、濾波法單邊帶發(fā)射機(jī)

60、三、濾波法單邊帶發(fā)射機(jī)技術(shù)難度與載波頻率高低密切相關(guān)過(guò)渡帶。因此采用濾波法構(gòu)成單邊帶發(fā)射機(jī)，一般均采用多級(jí)濾波。晶晶體體振振蕩蕩器器平平衡衡調(diào)調(diào)制制器器帶帶通通濾濾波波器器o1v音音頻頻放放大大器器100kHz(0.13)kHzv(9799.9)kHz(100.1103)kHz第第一一混混頻頻器器(100.1103)kHz晶晶體體振振蕩蕩器器2MHz(18971899.9)kHz(2100.12103)kHz帶帶通通濾濾波波器器o2v(2100.12103)kHz第第二二混混頻頻器器晶晶體體振振蕩蕩器器26MHz(2389723899.9)kHz(28100.128103)kHzo3v線線性性