寬帶直流放大器設(shè)計

1、1 緒論1.1概述 放大器能把輸入信號的電壓或功率放大的裝置，由電子管或晶體管、電源變壓器和其他電器元件組成。放大器的原理是高頻功率放大器用于發(fā)射機的末級，作用是將高頻已調(diào)波信號進行功率放大，以滿足發(fā)送功率的要求，然后經(jīng)過天線將其輻射到空間，保證在一定區(qū)域內(nèi)的接收機可以接收到滿意的信號電平，并且不干擾相鄰信道的通信。高頻功率放大器是通信系統(tǒng)中發(fā)送裝置的重要組件。按其工作頻帶的寬窄劃分為窄帶高頻功率放大器和寬帶高頻功率放大器兩種，窄帶高頻功率放大器通常以具有選頻濾波作用的選頻電路作為輸出回路，故又稱為調(diào)諧功率放大器或諧振功率放大器；寬帶高頻功率放大器的輸出電路則是傳輸線變壓器或其他寬帶匹配電路，

2、因此又稱為非調(diào)諧功率放大器。 高頻功率放大器是一種能量轉(zhuǎn)換器件，它將電源供給的直流能量轉(zhuǎn)換成為高頻交流輸出在“低頻電子線路”課程中已知，放大器可以按照電流導通角的不同，將其分為甲、乙、丙三類工作狀態(tài)。甲類放大器電流的流通角為360°，適用于小信號低功率放大。乙類放大器電流的流通角約等于180°；丙類放大器電流的流通角則小于180°。乙類和丙類都適用于大功率工作丙類工作狀態(tài)的輸出功率和效率是三種工作狀態(tài)中最高者。高頻功率放大器大多工作于丙類。但丙類放大器的電流波形失真太大，因而不能用于低頻功率放大，只能用于采用調(diào)諧回路作為負載的諧振功率放大。由于調(diào)諧回路具有濾波能力

3、，回路電流與電壓仍然極近于正弦波形，失真很小。1.2寬帶直流放大器的應用前景隨著微電子技術(shù)的發(fā)展，人們迫切地要求能夠遠距離隨時隨地迅速而準確地傳送多媒體信息。于是，無線通信技術(shù)得到了迅猛的發(fā)展，技術(shù)也越來越成熟。而寬帶放大器是上述通信系統(tǒng)和其它電子系統(tǒng)必不可少的一部分。由此可知，寬帶放大器在通信系統(tǒng)中起到非常重要的作用，于是人們也對它的要求也越來越高。直寬帶放大器在科研中具有重要作用，寬帶運算放大器廣泛應用于AD轉(zhuǎn)換器、DA轉(zhuǎn)換器、有源濾波器、波形發(fā)生器、視頻放大器等電路。例如在通訊、廣播、雷達、電視、自動控制等各種裝置中。因此寬帶直流放大器應用十分廣泛，有非常好的市場前景。 寬帶直流能夠放大

4、直流信號或變化極其緩慢的交流信號，它廣泛應用于自動控制儀表，醫(yī)療電子儀器，電子測量儀器等。目前在無線通信、移動電話、衛(wèi)星通信網(wǎng)、全球定位系統(tǒng)(GPS)、直播衛(wèi)星接收(DBS)、ITS通信技術(shù)及毫米波自動防撞系統(tǒng)等領(lǐng)域有著廣闊的應用前景，在光傳輸系統(tǒng)中，寬帶直流放大器也同樣占有重要地位。在無線通信、電子戰(zhàn)、電磁兼容測試和科學研究等領(lǐng)域，對射頻和微波寬帶放大器有極大需求，且這些領(lǐng)域?qū)拵Х糯笃饕蟾鞑幌嗤?，特別是在通信系統(tǒng)和電子戰(zhàn)系統(tǒng)的應用中，對寬帶低噪聲和功率放大器的性能指標有特殊要求。在設(shè)計上傳統(tǒng)窄帶放大器的端口匹配，一般是按照低噪聲或者共扼匹配來設(shè)計的，以此獲得低噪聲放大器或者最大的輸出功率

5、。但是，在寬帶的條件下，輸入輸出阻抗變化是比較大的，此時使用共扼匹配的概念是不合適的。這些電路要求運算放大器具有較高的頻帶寬度，電壓增值。為此，以可變增益放大器AD603為核心，設(shè)計一種可編程寬帶運算放大器。1.3 課題研究的主要工作1.3.1 課題研究內(nèi)容 本課題基于壓控放大器設(shè)計，由前級放大模塊、增益控制模塊、后級功率放大模塊、A/D(D/A)模塊、顯示模塊和電源模塊組成。采用STC89c52單片機作為微控制器，以可編程增益放大器AD603為放大電路的核心，設(shè)計并制作了具有增益預置和程控等功能的寬帶直流放大器及所使用的直流電源。由AD603級聯(lián)組成增益放大器，實現(xiàn)增益-2060dB范圍內(nèi)可

6、按5dB步進調(diào)節(jié)或連續(xù)可調(diào)，且在09MHz通頻帶內(nèi)增益起伏在1dB以下；互補三極管射級跟隨高功率輸出在50負載上最大輸出電壓有效值Vo10V，波形無明顯失真;功放輸出信號經(jīng)有效值檢波后，通過10位A/D轉(zhuǎn)換芯片TLC1549，將模擬電壓的有效值轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，并送微控制器實現(xiàn)增益預置與顯示。1.3.2 預期目標 （1）電壓增益AV40dB，輸入電壓有效值Vi20mV。AV可在040dB范圍內(nèi)手動連續(xù)調(diào)節(jié)。 （2）最大輸出電壓正弦波有效值Vo2V，輸出信號波形無明顯失真。 （3）3dB通頻帶05MHz；在04MHz通頻帶內(nèi)增益起伏1dB。 （4）放大器的輸入電阻50，負載電阻（50±2

7、）。 （5）設(shè)計并制作滿足放大器要求所用的直流穩(wěn)壓電源。 （6）最大電壓增益AV60dB，輸入電壓有效值Vi10 mV。 （7）在AV60dB時，輸出端噪聲電壓的峰峰值Vonpp0.3V。 （8）3dB通頻帶010MHz；在09MHz通頻帶內(nèi)增益起伏1dB。 （9）最大輸出電壓正弦波有效值Vo10V，輸出信號波形無明顯失真。 （10）進一步降低輸入電壓提高放大器的電壓增益。 （11）電壓增益AV可預置并顯示，預置范圍為060dB，步距為5dB（也可以連續(xù)調(diào)節(jié)）；放大器的帶寬可預置并顯示（至少5MHz、10MHz兩點）。1.3.3本課題研究的難點（1）抑制直流零點漂移實際設(shè)計電路時，輸出漂移較為

8、明顯，由實驗測得，單級OPA620產(chǎn)生的零點漂移是負漂移。中放設(shè)計中我們抑制漂移的方法是，輸入信號從第一級運放的正向端輸入，輸出至第二級運放的反向輸入端，且由放大倍數(shù)相同和選用元件參數(shù)盡可能一致，這種方法可使相鄰兩級的漂移相互抵消，可達到抑制漂移的目（2）通頻帶內(nèi)增益起伏控制及放大電路的穩(wěn)定性設(shè)計電路電壓增益在通頻帶內(nèi)波動較明顯，通過對各級放大電路進行頻率補償，在電源端增加去耦0.1uF和100uF電容，電容電阻的引線部分要盡可能的短，并且采用屏蔽盒對系統(tǒng)電路板進行屏蔽。實驗證明，可有效抑制通頻帶內(nèi)增益起伏的變化，同時增加了放大器的穩(wěn)定性。2 系統(tǒng)整體設(shè)計方案2.1 寬帶直流放大器的基本原理

9、該直流寬帶放大器的基本工作原理是利用STC89c52單片機作為微控制器。放大電路由前級放大、程控放大和功率放大三部分組成。通過有效值檢波電路，將輸出電壓的有效值經(jīng)過AD轉(zhuǎn)換電路，把輸出模擬電壓有效值轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，送給微控制器處理并顯示。單片機通過鍵盤預置輸出電壓，把預置輸出值同A/D采集回來的輸出電壓有效值相比較。經(jīng)微控制器數(shù)據(jù)處理后，通過D/A輸出的電壓值調(diào)節(jié)程控放大器的放大倍數(shù)，使輸出值達到預設(shè)值。從而形成一個閉環(huán)控制系統(tǒng)。輸入信號經(jīng)前級放大后經(jīng)一個射隨器進入可控增益放大，其放大倍數(shù)由單片機通過D/A轉(zhuǎn)換器調(diào)整AD603的控制電壓Vg并根據(jù)公式：增益GAIN=40×Vg+20（

10、dB）來設(shè)定。而在AGC模式下，此控制電壓Vg是由AGC電路的反饋電壓得到，不受單片機控制。經(jīng)可控增益放大后的信號最后進過功率放大得到需要的輸出信號，前級和后級的增益搭配，都是經(jīng)過精確的測量和計算的。輸出電壓經(jīng)有效值檢波得到峰值電壓并反饋到單片機，經(jīng)運算和線性補償?shù)玫接行е?，同時由單片機推到數(shù)碼管顯示出來。2.2 主要模塊比較與選擇2.2.1 主放大器方案比較與選擇 方案一：采用分立元件設(shè)計。此方案元器件成本低，但設(shè)計復雜度較大，并且由于受到眾多寄生元件的影響，調(diào)試工程復雜且周期長，頻率高時更突出。因此此方案在長時間內(nèi)難以保證可靠性和指標，也不便于維護。 方案二：采用高速寬帶集成運放設(shè)計。此方

11、案的優(yōu)點是電路實現(xiàn)簡單，指標和可靠性容易得到保證，易于電路分析和調(diào)試，為可取方案。經(jīng)比較，采用方案二，即采用高速寬帶集成運放設(shè)計主放大器及輸入輸出電路。根據(jù)題目直流放大器的要求。為了很好的解決溫漂問題，故選擇采用差分放大電路。2.2.2 增益控制電路方案的比較與選擇 方案一：采用高速乘法器型D/A實現(xiàn)。由D/A 轉(zhuǎn)換器的Vref作信號參考，D/A的輸出端作輸出，用D/A轉(zhuǎn)換器的數(shù)字量輸入端控制，傳輸衰減實現(xiàn)增益控制。該方案簡單易行，但當信號的頻率較高時，系統(tǒng)容易發(fā)生自激，因此不選擇此方案。 方案二：DAC控制增益。如圖2.1，輸入信號放大后作為基準電壓送給DAC的Vref腳，相當于一個程控衰減

12、器。再接一級放大，這兩級放大可實現(xiàn)要求的放大倍數(shù)。輸出接到有效值檢測電路上，反饋給單片機。單片機根據(jù)反饋調(diào)節(jié)衰減器，實現(xiàn)AGC。還可通過輸入模塊預置增益值，控制DAC的輸出，實現(xiàn)程控增益。但增益動態(tài)范圍有限，故不采用。圖2.1 增益控制部分方案二示意圖 方案三：電壓控制增益。如圖2.2，信號經(jīng)緩沖器后進入可編程增益放大器PGA-AD603，放大后進入峰值測量部分，得出的峰值采樣后送入單片機，再由DAC輸出給AD603控制放大倍數(shù)，實現(xiàn)自動增益控制。同時可通過輸入模塊設(shè)置增益值，控制DAC的輸出，實現(xiàn)程控增益放大。圖2.2 增益控制部分方案三示意圖2.2.3 功率放大電路方案的比較與選擇 為使在

13、負載為50電阻上最大輸出電壓正弦波有效值Vo10V，且波形無明顯失真，需進行功率放大輸出。 方案一：采用帶寬增益積大的運算放大器制作多級放大電路。以O(shè)PA842和OP37為例，利用OPA842帶寬增益積大的特點，使輸入的小信號充分放大，再用OP37或其他高壓運放放大至有效值10V。這種方法采用電位器或者數(shù)字電位器連續(xù)調(diào)節(jié)放大倍數(shù)，設(shè)計簡潔，但是要實現(xiàn)數(shù)字控制的可控對數(shù)增益很不方便。 方案二：互補三極管射級跟隨輸出。兩只三極管輪流供電給負載電流，工作效率高。輸入信號通過耦合至三極管的基極，所以對交、直流信號都可跟隨。但是跟隨信號范圍不寬，在高頻時幅度有些許衰減。 方案三：使用電流緩沖器BUF63

14、4其單位增益帶寬可在30M180M變化，最大輸出電流為250mA為了實現(xiàn)在50負載電阻上輸出信號波形無明顯失真，用兩片BUF634并聯(lián)提高驅(qū)動能力。但是價格昂貴，制作成本高。 通過分別測試、比較上述三種方案：方案一調(diào)整增益不便，方案二的增益達不到題目要求，方案三能夠很好的滿足要求，最終選擇方案三。2.2.4 后級放大電路的比較與選擇 由于AD603的最大輸出電壓較小，不能滿足題目要求，所以前級放大信號需經(jīng)過后級功率放大達到更高的輸出有效值。方案一：使用集成電路芯片。使用集成電路芯片電路簡單、使用方便、性能穩(wěn)定、有詳細的文檔說明。可是題目要求輸出10V以上有效值,而在電子市場很難買到這樣的芯片，

15、而且很容易發(fā)生工作不穩(wěn)定的情況。方案二：使用分立元件設(shè)計后級放大器。使用分立元件設(shè)計困難,調(diào)試繁瑣,可是卻可以經(jīng)過計算得到最合適的輸入輸出阻抗、放大倍數(shù)等參數(shù),電阻電容可根據(jù)需要更換,在此時看來較集成電路靈活。因此,我們決定自行設(shè)計后級放大器。2.2.5 有效值測量電路的比較與選擇方案一：采用真有效值轉(zhuǎn)換器件AD637測量，直接輸出被測信號的真有效值。這樣可以實現(xiàn)對任意波形的有效值測量。但AD637可測量的有效值最大為7V，不能滿足發(fā)揮部分輸入有效值大于10V的要求。方案二：采用峰值檢波測量。采用峰值檢波電路，檢出峰值經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換后由單片機轉(zhuǎn)換為有效值。電路簡單可靠，但前提是信號是正弦波，否則

16、誤差較大?？紤]到本題要求測量的是標準正弦波，因此選擇本方案。2.2.6 穩(wěn)壓電源部分的比較與選擇 方案一：線性穩(wěn)壓電源。其中包括并聯(lián)型和串聯(lián)型兩種結(jié)構(gòu)。并聯(lián)型電路復雜，效率低，僅用于對調(diào)整速率和精度要求較高的場合；串聯(lián)型電路比較簡單， 效率稍高，雖然方便可靠，但還是滿足不了高效率的要求。 方案二：開關(guān)穩(wěn)壓電源。此方案效率高，雖然理論電路復雜，但是如果使用開關(guān)電源集成芯片，只需在外圍加少量器件，即可達到題目中高效率的要求。所以電源模塊選擇方案二中的開關(guān)穩(wěn)壓電源。2.2.7 數(shù)據(jù)處理和控制核心選擇 方案一:采用單片機AT89S52+FPGA來實現(xiàn)信號增益控制、數(shù)據(jù)處理和人機界面控制等功能。由于本系

17、統(tǒng)不涉及大量的數(shù)據(jù)存儲和復雜處理,FPGA的資源得不到充分利用, 成本較高.方案二:采用STC89c52單片機實現(xiàn)整個系統(tǒng)的統(tǒng)一控制和數(shù)據(jù)處理。而單片機STC89c52是一種16位超低功耗微處理器, 具有豐富的片上外設(shè)和較強的運算能力, 支持在線編程, 使用十分方便, 性價比高。故采用方案二2.3 系統(tǒng)框圖設(shè)計綜上所述，該系統(tǒng)的總體框圖設(shè)計如圖2.3 所示。圖2.3系統(tǒng)總體框圖 本系統(tǒng)采用單片機STC89c52作為數(shù)據(jù)處理和控制核心。輸入信號經(jīng)過前級放大電路、后級程控放大和末級功率放大，實現(xiàn)了90dB的最大電壓增益。后級功率放大器使用高電壓輸出的寬帶運放，提高了輸出電壓有效值。單片機通過D/A

18、轉(zhuǎn)換器調(diào)整AD603的控制電壓，通過繼電器切換后級程控放大電路通道，實現(xiàn)了放大器增益的預置和控制功能，大大提高了系統(tǒng)的精度和可控性。通過切換兩路橢圓濾波器實現(xiàn)了通頻帶選擇。手動調(diào)節(jié)連續(xù)可調(diào)電位器，連續(xù)改變AD603的控制電壓，實現(xiàn)了增益連續(xù)調(diào)節(jié)功能。本放大器的直流偏置電壓和直流零點漂移主要由AD603輸出端引入，AD603增益不同時，輸出的直流偏置電壓不同。將本直流放大器輸入短路，用STC89c52單片機內(nèi)部ADC對直流偏置電壓采樣，利用單片機和數(shù)字算法控制D/A轉(zhuǎn)換器輸出對應的調(diào)節(jié)電壓，控制調(diào)零放大器調(diào)節(jié)直流偏置電壓為零，既抑制了直流零點漂移，又實現(xiàn)了自動調(diào)零校準功能。3 理論分析與計算3.

19、1 寬帶增益積 帶寬增益積(GBP)為帶寬與增益的乘積，描述的是某一種運放的一個固有特性，是一個恒值。當增益提高時，相應的帶寬變窄；同理增益降低時，相應帶寬就變寬。 AD603主要有三種工作模式：當腳5和腳7短接時，AD603的增益為40Vg+10，這時的增益范圍-10dB30dB，帶寬為90Mhz。當腳5和腳7斷開時，其增益為40Vg+30，這時的增益范圍為10dB50dB。帶寬為9Mhz；當5腳和7腳接上電阻，其增益與帶寬范圍將處于上述兩者之間。本設(shè)計采用腳5和腳7短接模式，兩個AD603級聯(lián)增益范圍為-2060dB，帶寬約為80MHZ,帶寬增益積超過1000MHZ，完全滿足題目設(shè)計要求。

20、 電壓增益：AV20LOG（Vo/Vi） 電壓增益AV40dB，不是指輸出電壓幅值除以輸入電壓幅值，而是指20×LOG（輸出電壓幅值/輸入電壓幅值），也就是輸出輸入電壓的商的10為底的對數(shù)的20倍。40db表示輸出電壓與輸入電壓之比為100倍。根據(jù)系統(tǒng)功能要求，最大電壓增益AV 60dB，3dB 通頻帶010MHz，增益帶寬積GBW=AV×Bw，得出GBW=600MdB。 OPA620集成運放的開環(huán)增益帶寬積為200MHz，為滿足系統(tǒng)最大通頻帶為10MHz的要求，由OPA620構(gòu)成的單級閉環(huán)放大器的最大增益不能大于 式3.1由OPA620的幅頻和相頻特性（如圖3.1所示）得

21、，當單級閉環(huán)放大器的增益為20dB時，線性相位為零的最大頻率約為3MHz10MHz，由此得出當單級閉環(huán)增益16dB時，通頻帶為12.5MHz，滿足通頻帶帶寬的設(shè)計要求。若同時獲得60dB電壓增益，至少需要四級放大。第一級放大器，取R1=100，R2 =100，由公式 式3.2得R3=530,Av1 =6.3倍；同理可得第二級放大器：R6 =630,Av2 =6.3倍。3.2 通頻帶內(nèi)增益起伏控制 根據(jù)帶寬增益積的原理：當頻率變化時，增益也將發(fā)生起伏變化。為實現(xiàn)09MHz通頻帶內(nèi)增益起伏1dB，采用單片機、A/D與D/A構(gòu)成反饋閉環(huán)控制系統(tǒng)。通過采用10位A/D芯片TLC1549,對負載電壓的實

22、時采集、分析再經(jīng)10位高精度D/A芯片TLC5615控制AD603壓控腳從而達到增益起伏1dB。 通頻帶：用于衡量放大電路對不同頻率信號的放大能力。下限截止頻率fL：在信號頻率下降到一定程度時，放大倍數(shù)的數(shù)值明顯下降，使放大倍數(shù)的數(shù)值等于0.707倍的頻率稱為下 限截止頻率fL。 上限截止頻率fH：信號頻率上升到一定程度時，放大倍數(shù)的數(shù)值也將下降，使放大倍數(shù)的數(shù)值等于0.707倍的頻率稱為上限截止頻率fH。 通頻帶fbw：fbwfHfL 或者定義為：在信號傳輸系統(tǒng)中，系統(tǒng)輸出信號從最大值衰減3dB的信號頻率為截止頻率，上下截止頻率之間的頻帶稱為通頻帶，用BW表示通頻帶越寬，表明放大電路對不同頻

23、率信號的適應能力越強。圖3.1 f1-f2之間為寬頻帶在通頻帶內(nèi)由于AD829 放大頻帶增益不平均，在通頻帶帶寬內(nèi)4MHz 和8MHz 左右增益小于預期值，故需要進行增益補償。在差分放大電路里J5接口并聯(lián)一15pF電容增加8MHz頻帶左右的交流通路，在交流通路的第二級和第三級之間的電阻并聯(lián)100pF 電容增加4MHz的交流通路，補償4MHz頻帶的增益。在兩級6.3倍（16dB）單閉環(huán)放大器級聯(lián)后，再級聯(lián)一級可變增益放大器（AD603），以實現(xiàn)對電壓增益預置和步進的控制。AD603增益與控制電壓的關(guān)系為AG（dB）=40Ug+10，輸入控制電壓Ug由AD603的1腳輸入，控制電壓范圍為-0.5+

24、0.5。單片機可以通過D/A（將數(shù)字量轉(zhuǎn)換為對應的模擬電壓量Ug）來控制AD603的放大倍數(shù)，中放的最大增益=AGdB+16dB×2。設(shè)計時Ug取值范圍為-0.50，從而實現(xiàn)增益從22dB到42dB可控，并能實現(xiàn)增益為5dB步進。AD603當腳5和腳7短接時，AD603的增益為40Vg+10，這時的增益范圍在-1030dB。當腳5和腳7斷開時，其增益為40Vg+30，這時的增益范圍為1050dB。 如果在5腳和7腳接上電阻，其增益范圍將處于上述兩者之間。 AD603的增益控制接口的輸入阻抗很高，在多通道或級聯(lián)應用中，一個控制電壓可以驅(qū)動多個運放；同時，其增益控制接口還具有差分輸入能力

25、，設(shè)計時可根據(jù)信號電平和極性選擇合適的控制方案。3.3 線性相位 線性相位：一個單一頻率的正弦信號通過一個系統(tǒng)，假設(shè)它通過這個系統(tǒng)的時間需要t，則這個信號的輸出相位落后原來信號wt的相位?？梢钥闯?，一個正弦信號通過一個系統(tǒng)落后的相位等于它的wt；反過來說，如果一個頻率為w的正弦信號通過系統(tǒng)后，它的相位落后delta，則該信號被延遲了delta/w的時間。在實際系統(tǒng)中，一個輸入信號可以分解為多個正弦信號的疊加，為了使得輸出信號不會產(chǎn)生相位失真，必須要求它所包含的這些正弦信號通過系統(tǒng)的時間是一樣的。因此每一個正弦信號的相位分別落后，w1*t，w2*t，w3*t。落后的相位正比于頻率w，如果超前，超

26、前相位的大小也是正比于頻率w。 普通放大器在放大過程中由于放大器具有一定的延時效應，在放大不同頻率的信號時會產(chǎn)生相位變化。故在特定頻段內(nèi)會出現(xiàn)原本處于負反饋的電路。由于延時使得信號倒相180°，處于放大狀態(tài)從而產(chǎn)生自激現(xiàn)象。本放大系統(tǒng)采用高速運算放大器，在10M 以內(nèi)無明顯的相位變化。3.4 抑制直流零點漂移 零點漂移：由于直流放大器直接耦合，其中有任何一點靜態(tài)電位的變動，都有會經(jīng)耦合放大后在輸出中呈現(xiàn)出來，即使沒有輸入信號，由于溫度的變化和電源電壓不穩(wěn)定的影響，輸出端也會出現(xiàn)電壓的緩慢變動，這種現(xiàn)象叫做零點漂移。直流放大器中，前級的零點漂移會被逐級放大，以致在最后一級的輸出端產(chǎn)生很

27、大的漂移電壓，而這種漂移信號與直流放大器所放大的緩慢變化的信號又十分相似，所以當漂移嚴重時，就無法分辨清輸出電壓的變化性質(zhì)，它究竟是由于輸入信號的變化引起的，還是因零點漂移而造成的。放大器工作一段時間會發(fā)熱，導致放大性能發(fā)生變化，本系統(tǒng)采用差分放大電路，故當放大器發(fā)生零點漂移時，由于差分放大器使用同樣參數(shù)的放大器故零點漂移的大小是同樣的，假設(shè)溫漂量為T ，差分放大信號為A，B。由于差分信號是大小相等相位反可見直流溫度漂移抵消，被抑制。3.5 放大器穩(wěn)定性 直流放大器：在自動控制及自動測量系統(tǒng)中，需要把一些非電量（如溫度、轉(zhuǎn)速、壓力）等參數(shù)通過傳感器轉(zhuǎn)變成電信號，這些微弱的電信號經(jīng)放大后就可以推

28、動測量、記錄機構(gòu)或控制執(zhí)行機構(gòu)，從而實現(xiàn)自動控制或自動測量。這些電信號大都是變化極為緩慢、且極性固定不變的非周期性信號（直流信號），它需要直流放大器放大。寬帶直流放大器通頻帶必須從0開始 。 提高放大器穩(wěn)定性能的方法有中和法與適配法。中和法通過在輸入端和輸出端引入中和電路來抵消晶體管內(nèi)部的反饋作用。適配法利用阻抗不匹配原理，減少了反饋信號對輸入電路的影響。使增益減少，提高穩(wěn)定性。 放大器在工作時會出現(xiàn)自激，外部干擾等，影響放大器穩(wěn)定的工作。 當放大器深度負反饋時輸出信號帶有一定的紋波。此時需要在輸出口加一個小的電容，消除高頻的紋波干擾。在負反饋的電阻上串接一個小電感，可以消除自激。為抑制干擾在

29、放大器電源兩端并接一個0.1uF 的瓷片電容可以消除輸出信號的干擾。在印制PCB 板時敷銅走線，可以大大降低信號的干擾。4 系統(tǒng)硬件電路設(shè)計4.1 跟隨、反相電路的設(shè)計差分放大器的輸入信號要求為雙端輸入，故對于信號需要進行變換來得到雙端輸入。信號經(jīng)過跟隨和反相電路后得到的信號即為原始信號的兩倍，并且能提高輸入電阻，原理圖如圖4.1 。電壓跟隨器，顧名思義，就是輸出電壓與輸入電壓是相同的，就是說，電壓跟隨器的電壓放大倍數(shù)恒小于且接近1。電壓跟隨器的顯著特點就是，輸入阻抗高，而輸出阻抗低，一般來說，輸入阻抗要達到幾兆歐姆是很容易做到的。輸出阻抗低，通?？梢缘綆讱W姆，甚至更低。 圖4.1 跟隨反向電

30、路 在電路中，電壓跟隨器一般做緩沖級及隔離級。因為，電壓放大器的輸出阻抗一般比較高，通常在幾千歐到幾十千歐，如果后級的輸入阻抗比較小，那么信號就會有相當?shù)牟糠謸p耗在前級的輸出電阻中。在這個時候，就需要電壓跟隨器來從中進行緩沖。起到承上啟下的作用。應用電壓跟隨器的另外一個好處就是，提高了輸入阻抗，這樣，輸入電容的容量可以大幅度減小，為應用高品質(zhì)的電容提供了前提保證。電壓跟隨作用：由于它的高輸入電阻、低輸出電阻，所以電壓跟隨器起緩沖、隔離、提高帶載能力的作用，完成阻抗匹配的功能。4.2 差分放大電路的設(shè)計AD829是一款低噪、高性能高速運算放大器3。其壓擺率230V/s，±15V供電，輸

31、出電壓最大幅值可達28VPP，帶寬750MHz，滿足系統(tǒng)設(shè)計需要6。差分放大器由兩個同相放大器和一個差動放大器組成45，如圖4.2所示。該電路具有輸入阻抗高，電壓放大倍數(shù)容易調(diào)節(jié)，輸出不包含共模信號。圖4.2 差分放大電路由原理圖可知，改變RV1的值就能改變電路的電壓放大倍數(shù)。4.3 增益控制電路的設(shè)計該系統(tǒng)用單片機控制繼電器選通不同電阻值達到增益控制效果。共分為12 級，步進間隔為5dB。圖4.3 增益控制模塊原理圖4.4 補償電路的設(shè)計一般線性工作的放大器(即引入負反饋的放大電路)的輸入寄生電容Cs 會影響電路的穩(wěn)定性6。放大器的輸入端一般存在約幾皮法的寄生電容Cs，這個電容包括運放的輸入

32、電容和布線分布電容，它與反饋電阻Rf組成一個滯后網(wǎng)絡(luò)，引起輸出電壓相位滯后，當輸入信號的頻率很高時，Cs的旁路作用使放大器的高頻響應變差，其頻帶的上限頻率約為： 式4.1若R f 的阻值較大，放大器的上限頻率就將嚴重下降，同時Cs、Rf引入的附加滯后相位可能引起寄生振蕩，因而會引起嚴重的穩(wěn)定性問題78。對此，一個簡單的解決方法是減小Rf的阻值，使h高出實際應用的頻率范圍，但這種方法將使運算放大器的電壓放大倍數(shù)下降(因Av=-Rf/Rin)。為了保持放大電路的電壓放大倍數(shù)較高，更通用的方法是在Rf上并接一個補償電容Cf使RinCf網(wǎng)絡(luò)與RfCs網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成相位補償。RinCf將引起輸出電壓相位超前，

33、由于不能準確知道Cs的值，所以相位超前量與滯后量不可能得到完全補償，一般是采用可變電容Cf，用實驗和調(diào)整Cf的方法使附加相移最小。若Rf=10k ，Cf 的典型值為310pF。對于電壓跟隨器而言，其Cf值可以稍大一些9。4.5 后級功率放大電路的設(shè)計 采用電流反饋型運放THS3091做5倍功率放大，如圖4.4所示。THS3091具有高達的擺率，帶寬不小于200MHz，采用±18V供電。其最大輸出電流為250mA，若采用一片THS3091,驅(qū)動不了題目要求的最大電壓有效值不小于10V的輸出，因此采用兩片THS3091并聯(lián)，每片THS3091為50負載提供一半電流。圖4.4 功率放大電路

34、4.6 各級增益控制的設(shè)計通過放大電路，系統(tǒng)總增益可調(diào)范圍是42 dB62 dB，不能滿足題目的要求。利用兩組衰減網(wǎng)絡(luò)分別將系統(tǒng)增益衰減20 dB和42 dB，如圖4.5所示，可實現(xiàn)系統(tǒng)增益分別在020 dB、22 42 dB和4262 dB間變化，再結(jié)合增益控制模塊實現(xiàn)了系統(tǒng)增益手動連續(xù)可調(diào)、5 dB步進和預置。實驗測試得，經(jīng)42 dB衰減網(wǎng)絡(luò)后，系統(tǒng)頻率特性仍較好。而經(jīng)20 dB衰減網(wǎng)絡(luò)后，輸入信號頻率在1MHZ以上時，增益有所下降，為穩(wěn)定增益，在衰減電阻上并聯(lián)15pF的電容進行頻率補償。采用三組繼電器對增益范圍進行切換，由單片機的I/O口P2.0、P2.1和P2.2控制繼電器的動作。 圖

35、4.5 增益衰減網(wǎng)絡(luò)4.7通頻帶選擇網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計 通過對繼電器L1和L2觸點的控制實現(xiàn)了系統(tǒng)通頻帶0-5MHz和0-10MHz兩個范圍預置，如圖4.6所示。系統(tǒng)默認選擇10MHz通頻帶。通過鍵盤選擇通頻帶，當單片機的P0.5和P0.6口分別向三極管T1和T2的基極送高電平時，繼電器的觸點動作，使輸入信號V2經(jīng)5MHz的低通濾波器輸出，即實現(xiàn)了預置0-5MHz的通頻帶。圖4.6 通頻帶選擇網(wǎng)絡(luò)4.8 程控放大電路的設(shè)計如圖4.7所示，該程控放大電路為降低成本，僅用到一款運放OPA699，構(gòu)成增益為1和10兩個擋，后面為兩個繼電器切換電阻衰減網(wǎng)絡(luò)，一個衰減為0.1倍，另一個為倍0.01。該程控放大電

36、路加上前級AD603的41.58dB最大增益、14dB的末級功率放大等，最終整個系統(tǒng)實現(xiàn)了90dB的最大電壓增益。圖4.7 程控放大電路4.9 電源模塊的設(shè)計 電源電路原理圖如圖4.8所示，三端穩(wěn)壓芯片7805、7905、LM317和LM337起穩(wěn)壓作用，2200uf電解電容、100uf和0.33uf電容起濾除紋波作用，輸出分別為、提供給各單元電路。圖4.8 電源電路原理圖5 系統(tǒng)軟件設(shè)計5.1 STC89C51RC/RD+系列單片機簡介 STC89C51RC/RD+系列單片機是宏晶科技推出的新一代超強抗干擾，高速，低功耗的單片機，指令代碼完全兼容傳統(tǒng)8051單片機，12時鐘/機器周期和6時鐘

37、/機器周期可任意選擇，最新的D版本內(nèi)部集成MAX810專用復位電路。特點： 1.增強型6時鐘/機器周期，12時鐘/機器周期8051CPU 2.工作電壓：5.5V-3.4V（5V單片機）/3.8V-2.0V（3V單片機） 3.工作頻率范圍：0-40MHz，相當于普通8051的080MHz.實際工作頻率可達48MHz. 4.用戶應用程序空間4K/8K/13K/16K/20K/32K/64K字節(jié) 5.片上集成1280字節(jié)/512字節(jié)RAM 6.通用I/O口（32/36個），復位后為：P1/P2/P3/P4是準雙向口/弱上拉（普通8051傳統(tǒng)I/O口）P0口是開漏輸出，作為總線擴展用時，不用加上拉電阻

38、，作為I/O口用時，需加上拉電阻。 7.ISP（在系統(tǒng)可編程）/IAP（在應用可編程），無需專用編程器/仿真器可通過串口（P3.0/P3.1）直接下載用戶程序，8K程序3秒即可完成一片 8.EEPROM功能 9.看門狗 10.內(nèi)部集成MAX810專用復位電路（D版本才有），外部晶體20M以下時，可省外部復位電路 11.共3個16位定時器/計數(shù)器，其中定時器0還可以當成2個8位定時器使用 12.外部中斷4路,下降沿中斷或低電平觸發(fā)中斷,PowerDown模式可由外部中斷低電平觸發(fā)中斷方式喚醒 13.通用異步串行口(UART)，還可用定時器軟件實現(xiàn)多個UART 14.工作溫度范圍：0-75/-40

39、-+85 15.封裝：PDIP-40，PLCC-44,PQFP-445.2 stc89c52的定時/計數(shù)器編程的相關(guān)寄存器介紹5.2.1定時器/計數(shù)器方式控制寄存器TMOD定時器工作方式寄存器TMOD用于選擇定時器的工作方式，它的高4位控制定時器T1，低4位控制定時器T0。如表5.1所示。TMODD7D6D5D4D3D2D1D0GATEC/ TM1M0GATEC/TM1M0T1T0表5.1其中： C/T為功能選擇位，當C/T=1 時為計數(shù)方式；當C/T=0時為計數(shù)方式。M1M0：T/C工作方式定義位，具體定義方式如表5.2：M1M0工作方式方式說明00013位定時/計數(shù)器01116位定時/計數(shù)

40、器102可自動重裝的8位定時/計數(shù)器113T0分為2個8位定時器，T1無此方式表5.25.2.2 定時器控制寄存器TCON TCON控制寄存器各位的定義如表5.3：TCOND7D6D5D4D3D2D1D0TF1TR1TF0TR0IE1IT1IE0IT0表5.3其中： TFO(TF1)：為T0（T1）定時器溢出中斷標志位。當T0（T1）計數(shù)器溢出時，由硬件置位，并在允許中斷的情況下，發(fā)出中斷請求信號。當CPU響應中斷轉(zhuǎn)向中斷服務程序時，有硬件自動將該位清0。 TR0（TR1）：運行控制位。當TRO(TR1)=1時啟動T0（T1）。該位由軟件進行設(shè)置。 IE1（IE0）：外部中斷1(外部中斷0)請

41、求標志位。當外部中斷到來時， IE1（IE0）由硬件置位。當響應中斷轉(zhuǎn)向外部服務程序時由硬件將IE1（IE0）自動清0。 IT1(IT0)：外部中斷請求1（0）觸發(fā)方式控制位。當選擇電平觸發(fā)方式時，IT1(IT0)=0，此時INTx（x=1或0）為低電平有效；若選擇為邊沿觸發(fā)方式時，IT0（IT1）=1，INTx則為負跳變有效。5.2.3 中斷允許控制寄存器IEIE控制寄存器各位的定義如表5.4：IED7D6D5D4D3D2D1D0EA-ET2ESET1EX1ET0EX0表5.4 EA：中斷允許控制位。 ET2：定時器2中斷允許控制位。 ES：串行中斷允許控制位。 EX1（EX0）：外部中斷1

42、（外部中斷0）中斷允許控制位。 ET1(ET0)：定時器1（定時器0）中斷允許控制位。5.3 軟件流程圖ICCAVR：自ATMEL公司的AT90系列單片機誕生以來有很多第三方廠商為AT90系列開發(fā)了用于程序開發(fā)的C語言工具，ICCAVR就是ATMEL公司推薦的第三方C編譯器之一。ICCAVR是一種符合ANSI標準的C語言來開發(fā)MCU程序的一個工具，功能合適、使用方便、技術(shù)支持好，它主要有以下幾個特點：1.ICCAVR是一個綜合了編輯器和工程管理器的集成工作環(huán)境（IDE）；2.源文件全部被組織到工程之中，文件的編輯和工程的構(gòu)筑也在這個環(huán)境中完成，錯誤顯示在狀態(tài)窗口中，并且當你點擊編譯錯誤時，光標

43、自動跳轉(zhuǎn)到錯誤的那一行；3.工程管理器還能直接生成可以直接使用的INTEL HEX格式文件，該格式的文件可被大多數(shù)編程器所支持，用于下載到芯片中；4.ICCAVR是一個32位的程序支持長文件名。Avr studio：avr studio是atmel公司開發(fā)的集成開發(fā)環(huán)境，其中編譯器為匯編器。支持調(diào)試，片上仿真，下載等功能。一般都是用c編譯器開發(fā)程序，然后用avr studio來仿真和下載。 系統(tǒng)軟件基于STC單片機開發(fā)系統(tǒng).程序流程圖如下圖所示：圖5.1 軟件流程圖6 系統(tǒng)測試6.1 測試使用儀器與設(shè)備 測試使用儀器與設(shè)備如表6.1所示。 表6.1 測試使用儀器與設(shè)備序號名稱、型號、規(guī)格1WY

44、B-302B2直流穩(wěn)壓電源2GOS-6112雙通道模擬示波器3GDS-2046四蹤數(shù)字存儲示波器4EE1412合成（DDS）函數(shù)信號發(fā)生器5LA1032邏輯分析儀6BT-3D頻率特性測試儀 6.2測試方案與測試結(jié)果6.2.1 測試方法將各部分電路連接起來，先調(diào)整0dB，使輸出信號幅度和輸入信號幅度相等。接上50的負載電阻進行整機測試。6.2.2 測試結(jié)果與分析 （1）輸入阻抗：電路的設(shè)計保證輸入阻抗大于50電阻，滿足題目要求。 （2）輸出電壓有效值測量：輸入加100kHz正弦波，調(diào)節(jié)電壓和增益測得不失真最大輸出電壓有效值為9.309.50V，達到題目大于6V的要求。 （3）輸出噪聲電壓測量：增

45、益調(diào)到58dB，將輸入端短路時輸出電壓峰峰值為300mV左右。滿足輸出噪聲電壓小于0.5V的要求。 （4）頻率特性測量：增益設(shè)為40dB檔，輸入端加10mV正弦波，由于信號源不能保證不同頻段的10mV正弦波幅度穩(wěn)定，因此每次測量前先調(diào)節(jié)信號源使得輸入信號保持在10mV左右，再測量輸出信號。測試的數(shù)據(jù)如表6.2所示。表6.2頻率特性測試數(shù)據(jù)頻率（kHz）051001020405060增益（dB）37.038.339.840.040.040.139.940.1頻率（kHz）90100200300400500600800輸出RMS(V)0.9990.9980.9970.9960.9971.001.0

46、11.02增益（dB）39.939.939.939.939.940.040.040.1 由表6-2數(shù)據(jù)可以得到，3dB通頻帶在低頻端達到了1KHz，高頻端在20MHz以上，由于信號源無法產(chǎn)生大于20MHz的信號故無法測量，從5MHz以上增益的趨勢來看最終通頻帶高頻端應大于20MHz，比較符合后級功率放大器的理論高頻截止頻率25MHz。在20kHz5MHz頻帶內(nèi)增益起伏0.2dB。 （5）增益誤差測量:輸入端加有效值為10mV，頻率為1MHz的正弦信號，保持幅度穩(wěn)定，然后預設(shè)增益值測量輸出信號來計算增益誤差。測試的數(shù)據(jù)如表6.3所示。表6.3 增益誤差測試數(shù)據(jù)預置增益(dB)1015202530

47、35404550輸出RMS（mV）32.363.81272545021010198239537451實際增益（dB）10.215.120.125.130.03540.045.950.8增益誤差（dB）+0.2+0.1+0.1+0.10.00.00.0-0.1-0.2 由表中可以看出增益誤差在0.2dB之內(nèi)，頻率較高時，隨著輸出電壓的增大，增益有下降的趨勢，這是因為后級功放管工作狀態(tài)即將接近飽和，通過提高后級電源電壓可以使增益更加穩(wěn)定。 擴展功能中的增益步進1dB也達到了，且增益是從080dB可調(diào)。0dB放大是后級功放的調(diào)零點,需事先校正，所有大于0dB的增益都以0dB為基準。測58dB以上的增

48、益時，以10mV輸入會使輸出飽和，故采用固定輸出的方法：給定增益，然后減小輸入信號，使得輸出信號有效值保持為7.00V，再計算增益。實測數(shù)據(jù)如表6.4所示：表6.4 高增益測試數(shù)據(jù)預制（dB）5860636670737680ViRMS(mV)9.237.165.313.672.261.741.26無法測量增益（dB）57.859.862.465.669.872.174.9 從變化趨勢來看，放大80dB誤差應該小于2dB，滿足題目要求。從整體來看，我們設(shè)計的放大器增益為080dB，步進1dB，60dB以下增益誤差0.2dB。 （6）自動增益控制（AGC）測量：將放大器切換到AGC模式，改變輸入信

49、號電壓，觀察輸出信號并記錄輸出電壓。設(shè)定AGC輸出電壓范圍4.5 5.5V，把輸入信號調(diào)到1MHz，把有效值從1mV起往上調(diào)，測量輸出電壓有效值。測試數(shù)據(jù)如表6-5所示。表6.5 AGC控制測試數(shù)據(jù)輸入RMS1mV10mV100mV1V1.5V2V2VVorms(V)5.124.965.034.985.065.02削波增益（dB）745434.0141088 從表6.5可以看出輸入信號從1mV變化到2V，輸出信號變化范圍不超過0.2V，當輸入信號有效值大于2V時，輸入保護電路開始起作用，輸出端得到的是畸形的正弦波，故無法測量到增益為0的情況。 輸入信號變化范圍為20×log2000/

50、1=66(dB) 輸出信號范圍為20×log5.12/4.98=0(dB)所以得到AGC范圍為66-066dB。6.2.3 誤差產(chǎn)生原因我們測量的誤差主要來源是電磁干擾，由于試驗場地有許多電腦和儀器使用開關(guān)電源，電磁噪聲很大，所以測量輸入端短路時的噪聲電壓時隨輸入短接方式不同而有很大的誤差。6.3 設(shè)計和調(diào)試中遇到的問題整個系統(tǒng)偏重了模擬設(shè)計，數(shù)字控制簡單，控制部分主要是基于MSP430F449進行編程實現(xiàn)沒有遇到純數(shù)字控制上的問題。在模擬設(shè)計和調(diào)試中遇到的問題比較多，需要一一考慮清楚，采用合理的方法解決。本系統(tǒng)為寬帶放大，需要考慮增益帶寬積的問題，還有放大器的穩(wěn)定對整個系統(tǒng)至關(guān)重要

51、?？刂仆◣?nèi)的增益起伏，尤其是本系統(tǒng)是一個直流放大器，直流零點漂移是一個較難解決的問題，在這個問題的解決上我們都學到了很多東西，特別是在對一個不確定的電路參量進行檢測時，采用絕對的地作為參照，這樣在任何情況之下都是成立的，并且可以衍生出以地為參照的各種準確的參照。然后依據(jù)這樣的方法， 我們實現(xiàn)了在不同時間溫度情況下能隨時數(shù)控自我校準的功能。6.3.1 帶寬增益積 帶寬增益積是指放大電路通帶電壓增益與通頻帶的乘積。對電壓反饋型運放，帶寬增益積是一個常數(shù)。典型的電壓反饋型運放構(gòu)成的同相放大電路的增益可用A表示： 式6.1其中A(w)為開環(huán)增益，是隨頻率增加而減小的函數(shù)；為反饋電阻，為接在反相輸入端

52、到地的增益電阻。當 式6.2時，頻率為-3dB頻率， 閉環(huán)增益越大，越小。 對電流型反饋型運放，帶寬增益積并不為常數(shù)。其頻率由反饋電阻決定，即電流反饋型運放的頻率特性幾乎不受閉環(huán)增益的影響。本系統(tǒng)設(shè)計最大電壓增益60dB，通頻帶最大達到10MHz，由于電壓增益和通頻帶都很大，則要求的帶寬增益積就更大。實際不可能會具有這么大的帶寬增益積的運放，因此應該設(shè)計為多級放大。每一級放大設(shè)計時，若選用電流型運放，首先要選取合適的，再根據(jù)放大倍數(shù)的設(shè)計選取；若選用電壓反饋型運放，則在放大倍數(shù)(即閉環(huán)增益)確定時，要考慮其帶寬增益積足夠大。整個系統(tǒng)的設(shè)計中， 要根據(jù)通頻帶(5MHz或10MHz)和放大倍數(shù)來考

53、慮整個放大系統(tǒng)的增益帶寬積。6.3.2 通頻帶內(nèi)增益起伏控制 由于各器件的幅頻特性以及濾波器的幅頻特性不平坦等多種因素，系統(tǒng)通頻帶內(nèi)增益會出現(xiàn)起伏。如AD603的頻率響應特性有一個增益尖峰，調(diào)節(jié)AD603的腳5和腳7間的電阻可以使增益變化范圍進行平移。該電阻選取合適時，將增益尖峰調(diào)節(jié)在10MHz之后，在10MHz通頻帶以內(nèi)，保證AD603構(gòu)成的前級放大電路輸出信號幅度平坦。后級程控放大和功率放大，選取各參數(shù)指標（如增益帶寬積、擺率、失調(diào)電流、失調(diào)電壓、溫度系數(shù)等）滿足本系統(tǒng)設(shè)計要求的運放，使信號調(diào)理時在10MHz以內(nèi)幅頻特性平坦。再通過無源橢圓濾波器實現(xiàn)題目要求的5MHz和10MHz的-3dB

54、截止頻率。橢圓函數(shù)濾波器在有限頻帶上既有零點又有極點，極零點在通帶內(nèi)產(chǎn)生等紋波，通頻帶內(nèi)出現(xiàn)增益起伏。橢圓濾波器的通帶波紋與反射系數(shù)之間的關(guān)系為：將減小，通帶踢波紋會減小?？筛鶕?jù)通帶 式6.3內(nèi)的紋波特性，將AD603的控制電壓通過軟件作一擬合曲線，調(diào)整AD603的控制電壓進一步減小紋波帶來的增益起伏。但這樣需要對信號進行測頻才能得到對應頻點上的調(diào)整控制電壓，會同時增加硬件和軟件的復雜性。因此，本系統(tǒng)將橢圓濾波器的通帶紋波設(shè)計得盡量小，使?jié)M足通頻帶增益起伏續(xù)1dB的題目要求。6.3.3 抑制直流零點漂移 零點漂移是直流放大器直流工作點的漸進的慢變化。產(chǎn)生零點漂移的原因很多，電路中任何元器件參數(shù)的變化，供電電源的波動，都會造成輸出電壓的漂移， 但主要因素還是溫度的影響。零漂是一種不規(guī)則的緩慢變化，增益越大，放大級數(shù)越多，在輸出端出現(xiàn)的零漂現(xiàn)象越嚴重，因此主要考慮放大電路第一級零漂的抑制。前級放大器AD603后面接入一級放大器作為調(diào)零放大器，將本