正弦波逆變器設(shè)計

1、正弦波逆變器逆變主電路介紹主電路及其仿真波形圖1主電路的仿真原理圖圖1.1是輸出電壓的波形和輸出電感電流的波形。上部分為輸出電壓波形，下面為電感電流波形。圖1.1輸出電壓和輸出電感電流的波形圖1.2為通過三角載波與正弦基波比較輸出的驅(qū)動信號，從上到下分別為S1、S3、S2、S4的驅(qū)動信號，從圖中可以看出和理論分析的HPWM調(diào)制方式的開關(guān)管的工作波形向一致。圖1.2 開關(guān)管波形從圖1.3的放大的圖形可以看出，四個開關(guān)管工作在正半周期，S1和S3工作在互補的調(diào)制狀態(tài)，S4工作在常導(dǎo)通狀態(tài)，S2截止；在負(fù)半周期，S2和S4工作在互補的調(diào)制狀態(tài)，S3工作在常導(dǎo)通狀態(tài)，S1截止。圖1.3放大的開關(guān)管波形

2、圖1.4為主電路工作模態(tài)的仿真波形，圖中從上到下分別為C3的電壓波形、C1的電壓波形、S3開關(guān)管的驅(qū)動波形，S1的驅(qū)動波形。從圖中可以看出在S1關(guān)斷的瞬間，輔助電容的電壓開始上升，完成充電過程，同時S3上的輔助電容完成放電過程，S3開通。圖1.4工作模態(tài)仿真波形圖1.5為開關(guān)管的驅(qū)動電壓波形和電感電流波形圖，圖中從上到下分別為電感電流波形、S3驅(qū)動波形、S1驅(qū)動波形。從圖中可以看出當(dāng)S1關(guān)斷瞬間到S3開通的瞬間，電感電流為一恒值，S3開通后，電感電流不斷下降到S3關(guān)斷時的最小值，然后到S1開通之前仍然為一恒值，直到S1開通，重復(fù)以上過程。根據(jù)以上結(jié)論可以看出仿真分析狀態(tài)和前面的理論分析完全符合

3、。圖1.5開關(guān)管的驅(qū)動電壓波形和電感電流波形2 濾波環(huán)節(jié)參數(shù)設(shè)計與仿真分析2.1 輸出濾波電感和電容的選取 對逆變電源而言，由于逆變電路輸出電壓波形諧波含量較高，為獲得良好的正弦波形，必須設(shè)計良好的LC濾波器來消除開關(guān)頻率附近的高次諧波。濾波電容Cf是濾除高次諧波，保證輸出電壓的THD滿足要求。Cf越大，則THD小，但是Cf不斷的增大，意味著無功電流也隨之增加，從而增加了逆變電源的電容容量，同時會導(dǎo)致逆變電源系統(tǒng)體積重量增加，同時電容太大，充放電時間也延長，對輸出波形也會產(chǎn)生一定的影響。逆變橋輸出調(diào)制波形中的高次諧波主要降在濾波電感的兩端，所以L的大小關(guān)系到輸出波形的質(zhì)量。要保證輸出的諧波含量

4、較低，濾波電感的感值不能太小。增加濾波器電感量可以更好地抑制低次諧波，但是電感量的增加帶來體積重量的加大。不僅如此，濾波電感的大小還影響逆變器的動態(tài)特性。濾波電感越大，電感電流變化越慢，動態(tài)時間越長，波形畸變越嚴(yán)重。而減小濾波電感，可以改善電路的動態(tài)性能，則使得輸出電流的開關(guān)紋波加大，必然增大磁滯損耗，波形也會變差。綜合以上的分析，在LC濾波器的參數(shù)設(shè)計時應(yīng)綜合考慮。 本文設(shè)計的LC濾波器如圖3.12中所示，電感的電抗,隨頻率的升高而增大。電容的電抗為，隨頻率的升高而減小。所對應(yīng)的頻率為諧振頻率，即。設(shè)逆變器輸出電壓的基波頻率為，開關(guān)頻率為，則有。由于，故，電感對基波信號的阻抗小，電容對基波分

5、流信號很小，即基波器允許基波信號通過。由于，故，電感對開關(guān)頻率分量阻抗很大，電容對開關(guān)頻率分量分流很大，即濾波器不允許開關(guān)頻率分量通過，更不允許它的高次諧波分量通過。則該濾波器可以滿足濾波要求。 由于采用了高頻開關(guān)技術(shù)，輸出正弦波的諧波分量主要集中在開關(guān)電源附近，因此諧振頻率可以選得較高。設(shè)，而諧振頻率，則可得L、C的計算公式：，（式1-1）本文的逆變電源功率為輸出電壓為235V，開關(guān)頻率為15KHZ，額定負(fù)載為56。一般取額定負(fù)載的0.40.8倍，而fc一般取開關(guān)頻率的0.040.1倍，本設(shè)計取，,則由式（1-1）可計算出：（式1-2）（式1-3）2.2輸出濾波電感的設(shè)計 本文為。濾波電容電

6、流的有效值為： （式2-1）110%負(fù)載時，負(fù)載的電流有效值為（式2-2）容性負(fù)載時電感電流最大，因此電感電流的有效值為：（式2-3）其中，?？紤]到濾波電感電流的脈動量，濾波電感的電流峰值為：（式2-4）電感選用 型鐵氧體材料鐵心,其磁路截面積，窗口面積, ，濾波電感的匝數(shù)為：（式2-5）取N=206匝，氣隙：。按濾波電感電流有效值。選取導(dǎo)線，取，導(dǎo)線的截面積為，導(dǎo)線選用的銅皮。窗口利用系數(shù)，可以成功繞制。2.3濾波環(huán)節(jié)仿真分析為了驗證濾波環(huán)節(jié)的參數(shù)設(shè)計，根據(jù)主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，對電容和電感值進行了仿真分析。圖2.1（a）的參數(shù)為：，可以明顯看出輸出電壓的波形優(yōu)于其他兩個輸出波形；圖2.1（b）為

7、的輸出電壓波形，從圖中可以看出，由于電感的值變小，輸出電壓的諧波含量變大；圖2.1（c）為，的輸出電壓波形，由于電容的過大，反而使輸出電壓的紋波加大。（a）標(biāo)準(zhǔn)輸出電壓波形(b)L=0.446mH,輸出電壓波形(b)C=10µF,輸出電壓波形圖2.1 濾波環(huán)節(jié)參數(shù)仿真分析3: 逆變數(shù)字控制系統(tǒng)硬件設(shè)計數(shù)字信號處理器（Digital Signal Processor, DSP）是針對數(shù)字信號處理的需求而設(shè)計的一種可編程的單片機，也稱DSP芯片，是現(xiàn)代電子技術(shù)、計算機技術(shù)和信號處理技術(shù)相結(jié)合的產(chǎn)物。DSP在20世紀(jì)70年代有了飛速的發(fā)展，到20世紀(jì)80年代，數(shù)字信號處理已應(yīng)用到各個工程技

8、術(shù)領(lǐng)域，不管在軍用還是在民用系統(tǒng)中都發(fā)揮了積極的作用。工作中常見的應(yīng)用有傳真機、調(diào)制解調(diào)器、磁盤驅(qū)動器和電機控制等。而數(shù)碼相機、MP3和手機等都是日常生活中DSP的典型應(yīng)用。3.1 HPWM調(diào)制方式下ZVS的實現(xiàn) 逆變電源越來越趨向高頻化設(shè)計，傳統(tǒng)的硬開關(guān)所固有的缺陷變得不可容忍：開關(guān)元件開通和關(guān)斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復(fù)問題;感性關(guān)斷問題;硬開關(guān)電路的EMI問題。因此，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關(guān)帶來的各種問題。軟開關(guān)技術(shù)是克服以上缺陷的有效辦法。最理想的軟開通過程是：電壓先下降到零后，電流再緩慢上升到通態(tài)值，開通損耗近零。因功率管開通前電壓已下降到零，其結(jié)電容上

9、的電壓即為零，故解決了容性開通問題，同時也意味著二極管已經(jīng)截止，其反向恢復(fù)過程結(jié)束，因此二極管的反向恢復(fù)問題亦不復(fù)存在。最理想的軟關(guān)斷過程為：電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值，所以關(guān)斷損耗近似為零。由于功率管關(guān)斷前電流已下降到零，即線路電感中電流亦為零，所以感性關(guān)斷問題得以解決?；诖?，本文采用了全橋逆變橋HPWM控制方式實現(xiàn)ZVS軟開關(guān)技術(shù)，其設(shè)計思路是在盡量不改變硬開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的前提下即盡量不增加或少增加輔助元件的前提下，有效利用現(xiàn)有的電路元件及功率管的寄生參數(shù)，為逆變橋主功率管創(chuàng)造ZVS軟開關(guān)條件，最大限度的實現(xiàn)ZVS。從而達到減少電路損耗，降低EMI，提高可靠性的目的。HPWM軟

10、開關(guān)方式在整個輸出電壓的一個周期內(nèi)共有12種開關(guān)狀態(tài)，基于正負(fù)半周兩個橋臂工作的對稱性，以輸出電壓正半周為例，分析其一個開關(guān)周期工作模態(tài)。如圖2.2為輸出電壓正半周的一個開關(guān)周期內(nèi)的電路的主要波形，此時S4工作在常通狀態(tài)，S2處于關(guān)斷狀態(tài)，S1和S3處于互補調(diào)制狀態(tài)。由于載波的頻率遠(yuǎn)大于輸出電壓基波頻率，在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)近似認(rèn)為輸出電壓U0保持不變，電感電流的相鄰開關(guān)周期的瞬時極值不變。圖2.2 ZVS主要工作波形1、模式A，從t0和t1時刻,對應(yīng)的電路等效工作模式如圖2.3。圖2.3模式A電路等效工作模式圖S1和S4導(dǎo)通，電路為正電壓輸出模式，濾波電感電流線性增加，直到t1時刻S1關(guān)斷為

11、止。電感電流： （式3-1）2、模式B,從t1和t2時刻，對應(yīng)的電路等效工作模式如圖2.4。 圖2.4模式B電路等效工作模式圖在t1時刻，S1關(guān)斷，電感電流從S1中轉(zhuǎn)移到C1和C3支路，給C1充電，同時給C3放電。由于C1、C3的存在，S1為零電壓關(guān)斷。在此很短的時間內(nèi)，可以認(rèn)為電感電流近似不變，為恒流源，則C1兩端電壓線性上升，C3兩端電壓線性下降。到t2時刻，C3電壓下降到零，S3的體二極管D3自然導(dǎo)通，電路模式B結(jié)束。（式3-2）（式3-3）（式3-4）3、模式C,從t2和t3時刻, 對應(yīng)的電路等效工作模式如圖3.6。圖3.6模式C電路等效工作模式圖D3導(dǎo)通后，開通S3，所以S3為零電壓

12、開通。電流由D3向S3轉(zhuǎn)移，此時S3工作于同步整流狀態(tài)，電流基本上由S3流過，電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài)，電感電流線性減小，直到t3時刻，減小到零。此期間要保證S3實現(xiàn)ZVS，則S1關(guān)斷和S3開通之間需要死區(qū)時間，并且滿足以下要求：（式3-5）（式3-6）4、模式D,從t3和t4時刻, 對應(yīng)的電路等效工作模式如圖3.7。圖3.7模式D電路等效工作模式圖在此模式加在濾波電感Lf上的電壓為-U0，則電感電流開始由零向負(fù)向增加，電路處于零態(tài)儲能狀態(tài)，S3中的電流也相應(yīng)由零正向增加，到t4時刻S3關(guān)斷，結(jié)束D模式。電感電流 ：（式3-7）5、模式E,從t4和t5時刻, 對應(yīng)的電路等效工作模式如圖3.8。圖3

13、.8模式E電路等效工作模式圖此模式狀態(tài)與模式A近似，S3關(guān)斷，C3充電，C1放電，同上分析同理S3為零電壓關(guān)斷。t5時刻，C1的電壓降到零，二極管D1自然導(dǎo)通，進入下一電路模式相關(guān)電流電壓值為：（式3-8）（式3-9）（式3-10）6、模式F,從t5和t6時刻, 對應(yīng)的電路等效工作模式如圖3.9。圖3.9模式F電路等效工作模式圖在D1導(dǎo)通后，開通S1，則S1為零電壓開通。電流由D1向S1轉(zhuǎn)移，S1工作于同步整流狀態(tài)，電路處于正電壓輸出狀態(tài)回饋模式，電感電流負(fù)向減小，直到減小到零，之后輸入電壓正向輸出給電感儲能，回到初始模式A，開始下一開關(guān)周期。此期間電感電流：（式3-11）同理要保證S1零電壓

14、開通，則S3關(guān)斷和S1開通之間需要死區(qū)時間，同時滿足：，需要注意的是一般有，因此得出 。HPWM調(diào)制方式下ZVS實現(xiàn)的條件及范圍：由以上的工作模式分析可知，由于電容C1和C3的存在，S1和S3開關(guān)管容易實現(xiàn)ZVS關(guān)斷；要實現(xiàn)功率管的零電壓開通，必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯(lián)電容上所儲存的電荷，即要滿足以下條件：（式3-12）在上面的分析中，下管總是容易實現(xiàn)ZVS開通，因為其開通時刻總是在電感電流的瞬時最大值的時刻，即使輕載時電感儲存的能量也可以保證其實現(xiàn)零電壓開通；對于上管來說，則必須在零態(tài)續(xù)流模式中電感電流瞬時值由正變負(fù)，達到一定負(fù)向值，才能保證在下管關(guān)斷時該電流可以使上管等效

15、并聯(lián)的電容放電，從而實現(xiàn)其零電壓開通。此種情況實際為輸出半個周期中電感電流與輸出電壓同向，即U0 >0,iL>0的情況；當(dāng)二者反向即iL <0時，則上下管的情況正好互換，上管容易實現(xiàn)ZVS開通，而下管實現(xiàn)ZVS的條件則同樣在零態(tài)續(xù)流模式中要保證電感電流瞬時值反向。對輸出電壓負(fù)半周，上下管實現(xiàn)ZVS的情況與正半周相同。在一個開關(guān)周日Ts內(nèi)，設(shè)d為上管導(dǎo)通的占空比（包括二極管續(xù)流時間），iLA為電感電流的瞬時平均值，則有，當(dāng)考慮到輸出電壓半個周期內(nèi)的電路可以等效為一BUCK變換器，則由式(3-11)可以得出：（式3-13）在上式中fs為開關(guān)頻率，從而得到：（式3-14）實現(xiàn)零電壓

16、開關(guān)的必要條件是電感電流過零，對于BUCK變換器來說應(yīng)工作在電流斷續(xù)模式，則濾波電感的最大值需滿足以下條件：（式3-15）濾波電感的取值直接影響ZVS實現(xiàn)的范圍，也影響到電路的效率。電感值大，電感電流瞬時值變化范圍小，ZVS實現(xiàn)的范圍也減小，也就是說在較大負(fù)載情況下，在半波電感電流峰值附近上管難以實現(xiàn)ZVS開通，從而仍然有較大的開通損耗；電感取值減小，其電流瞬時值脈動變大，則ZVS實現(xiàn)的范圍加大，開通損耗可以減小，但此時由于整個輸出周期內(nèi)電感上的瞬時電流的高頻脈動很大，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加。所以，電感的取值、ZVS實現(xiàn)的范圍及電路的效率之間需根據(jù)具體情況適當(dāng)折衷。HPWM調(diào)制方式下ZV

17、S的實現(xiàn)需要注意以下問題：1、如考慮逆變器負(fù)載功率因數(shù)較大的情況下，則U0，iL在整個周期大部分時間內(nèi)為同向，即有式tdead2>tdead1成立。為充分保證上管軟開關(guān)的實現(xiàn)，則可以考慮在下管驅(qū)動附加加速關(guān)斷措施，如采用電阻二極管網(wǎng)絡(luò)，以適當(dāng)增加下管關(guān)斷到上管開通之間的死區(qū)時間。2.由上述可知，由于要保證ZVS的實現(xiàn)，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動，因而電感的磁芯損耗比較大，實際應(yīng)用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁芯材料。3. 由上述的分析得知由于ZVS實現(xiàn)的范圍與電感磁芯損耗的矛盾，在負(fù)載范圍較大的情況下，很難折衷得到很好的效果，因此該方式只適用于較小功率的應(yīng)用場合，而應(yīng)用于較大功率

18、場合時，則可以考慮用相同功率的模塊并聯(lián)來實現(xiàn)。3.2.3仿真分析仿真采用Saber2007軟件執(zhí)行，Saber是美國Analogy公司開發(fā)并于1987年推出的模擬及混合信號仿真軟件，被譽為全球最先進的系統(tǒng)仿真軟件，也是唯一的多技術(shù)、多領(lǐng)域的系統(tǒng)仿真產(chǎn)品。Analogy公司 在機電一體化和電力電子設(shè)計、分析方面居世界領(lǐng)先地位，其產(chǎn)品廣泛應(yīng)用于電力、電 子、航空、運輸、家用電器及軍事等領(lǐng)域。與傳統(tǒng)仿真軟件不同，Saber在結(jié)構(gòu)上采用硬 件描述語言（MAST）和單內(nèi)核混合仿真方案，并對仿真算法進行了改進，使Saber仿真速 度更快、更加有效、應(yīng)用也越來越廣泛。應(yīng)用工程師在進行系統(tǒng)設(shè)計時，建立最精確、最完善的系統(tǒng)仿真模型是至關(guān)重要的。Saber軟件主要包括Saber Sketch和Saber Designer兩部分。Saber Sketch用于繪制電路圖，而Saber Designer用于對電路仿真模擬，模擬結(jié)果可在Saber Scope和Design Probe中查看。Saber的特點歸納有以下幾條：1、集成度高：從調(diào)用畫圖程序到仿真模擬，可以在一個環(huán)境中完成，不用四處切換工作環(huán)境。2、完整的圖形查看功能：Saber提供了Saber Scope和Design Probe來查看仿真結(jié)果，而Sab