LLC-臺達資料

1、LLC-SRC CONVERTOR 摘 要LLC-SRC是一種三元素串聯(lián)諧振式變直流對直流變換器.其區(qū)別于傳統(tǒng)的PWM的主要特征在于:主開關工作在零電壓（ZVS）的條件下開通，整流管工作在零電流的條件下關斷(ZCS)，并且在寬輸入范圍的狀況下,其轉換效率可以優(yōu)化在輸入電壓的高端.因此,LLC-SRC可以很好解決在寬輸入電壓范圍的情況下,其轉換效率隨輸入電壓的增加而降低的缺點和在輸出整流側,二極管的反向恢復導致較大的電壓尖峰,從而增加額外的功率損耗的問題.在本文中,對LLC串聯(lián)諧振直流對直流變換器的工作原理進行全面的分析.并對在不同工作頻率下的不同工作模式和工作波形都進行了詳細的描述.本人實際設

2、計了48V/26V,48V/+5.3V/-5.3V/12V兩個變換器,用來對LLC串聯(lián)諧振理論進行試驗驗證.文章最后也對在此實際的樣機設計中遇到的問題和經(jīng)驗詳細的列舉出來,和大家共享.LLC-SRC串聯(lián)諧振直流對直流變換器適應于高頻,寬輸入范圍的應用.1.LLC串聯(lián)諧振直流對直流變換器的介紹1.1傳統(tǒng)的DC/DC變換器存在的問題像非對稱半橋和移相全橋等傳統(tǒng)的PWM DC/DC變換器,都受到窄的輸入范圍和低的轉換效率的限制.這是由于這些變換器的輸出是通過在開關周期固定不變的前提下調節(jié)脈沖寬度得以實現(xiàn),要達到寬的輸入范圍的工作條件,則必須選擇相應的占空比和其它關聯(lián)參數(shù)來實現(xiàn)滿負荷的輸出.一般的情況

3、下,隨著占空比的減小,轉換效率也隨著變小.因此,對傳統(tǒng)的變換器而言,轉換效率會隨著輸入電壓的增加而變小.但如果我們希望在寬輸入電壓的高端進行優(yōu)化設計,那么這樣的問題就變得很突出.另外是傳統(tǒng)的DC/DC變換器的整流二極管的反向恢復問題.在絕大部分的PWM的拓撲結構中,當二極管兩端的電流下降到零在到反向,其會具有很大的di/dt的值,反向恢復電流也會由于電路中的寄生電感和電容而振蕩.其表現(xiàn)如圖1.1所示,在二極管上產(chǎn)生很大的尖峰電壓,這樣不僅增加功率損耗而且也使得通過選擇二極管的電壓等級方式來優(yōu)化變換器效率變得很難. I反向恢復電流 V電壓尖峰 圖1.1普通PWM變換器中的方向恢復問題尤其對于輸出

4、電壓較高的時候,它的電壓等級越高,反向恢復電流和尖峰電壓就越高,從而導致一些嚴重的問題.因此,實現(xiàn)輸出整流二極管的零電流(ZCS)關斷這一特性對DC/DC變換器的設計就變得很具有吸引力.1.2 傳統(tǒng)的諧振變換器的簡要回顧諧振變換器可分為兩種類型:串聯(lián)諧振(SRC)和并聯(lián)諧振（PRC）.在半橋結構的拓撲中可表現(xiàn)如圖1.2和圖1.3.從圖中便可看出,由電感LS和電容CS構成的諧振網(wǎng)絡是為減少半導體開關管的開通、關斷時的損耗而創(chuàng)造條件的.在串聯(lián)諧振(SRC)中,負載和諧振網(wǎng)絡是串聯(lián)的,而在并聯(lián)諧振（PRC）中,負載和并聯(lián)諧振電容CP并聯(lián)的.通常,當SRC或PRC變換器的開關頻率小于其諧振頻率時,開關

5、在零電流條件下關斷,這樣可以消除關斷損耗.相反,當開關頻率大于其諧振頻率時,開關在零電壓條件下導通,這樣可以消除導通損耗.VinCsLSVORO圖1.2 串聯(lián)諧振基礎架構（SRC）VinCdDDDDDDLSVOROCp圖1.3 并聯(lián)諧振基礎架構（PRC） 對于這兩類變換器來說，其輸出電壓的調節(jié)都采取變化開關頻率控制即變頻控制.但這也有其不利的一面: 串聯(lián)諧振(SRC)對較寬范圍負載輸出電壓的調節(jié),需要相對較寬的頻率變化范圍.其次,在空載的情況下輸出點不能調節(jié).而對于并聯(lián)諧振（PRC）由于諧振網(wǎng)絡和負載之間是并聯(lián)關系,它在空載時輸出電壓仍可調節(jié).然而,電路中的循環(huán)能量非常大,使得輸出負載變小時變

6、換效率減少很快.多元素諧振變換器可通過使用三或四個諧振元素從SRC和PRC結構中演變得到,并且在此諧振網(wǎng)絡中通過選擇合適的元素,便可獲得具有SRC和PRC最好特性的變換器.圖1.4是LCC串并聯(lián)諧振結構變換器的主電路圖，其可看作是從增加了一個串聯(lián)電容CS的并聯(lián)諧振變換器而演變得得到.相對于并聯(lián)諧振（PRC），其循環(huán)能量有所減少，所以，輕載時的效率得到提升同時也具有良好的調節(jié)特性.VinCSDDDDDDLSVOROCp 圖1.4 LCC串并聯(lián)諧振結構的變換器1.3 LLC串聯(lián)諧振的簡介 LLC串聯(lián)諧振DC/DC變換器（LLC-SRC）架構如圖1.5,其是由普通的串聯(lián)諧振通過減少變壓器的勵磁電感演

7、變而得到的三元素諧振的拓撲變換器. 勵磁電感Lm和串聯(lián)諧振LC網(wǎng)絡合在一起稱為LLC諧振網(wǎng)絡.VinCsLSVOROLm 圖1.5 LLC串聯(lián)諧振結構正確選擇了勵磁電感和串聯(lián)諧振LC網(wǎng)絡，LLC-SRC可在相對較窄的頻率變化范圍內，負載從滿載到輕載變化也具有良好的電壓調節(jié)特性.另外，LLC-SRC的原邊開關管不論負載大小始終運行在ZVS的條件下、副邊整流二極管運行在ZCS的條件下，故其變換效率較高.同時, 其變換效率在寬輸入電壓范圍時可優(yōu)化在高端.2. LLC串聯(lián)諧振變換器分析2.1 LLC-SRC 基礎架構 半橋結構的LLC串聯(lián)諧振變換器（LLC-SRC）如圖2.1所示,該電路按功能可分為:

8、方波發(fā)生器1、LLC諧振網(wǎng)絡2、高頻變壓器3、整流電路4、輸出濾波電路5. 方波發(fā)生器由兩個串聯(lián)開關管(S1,S2)構成的半橋逆變器組成,開關門極驅動信號之間是互補反向的，且占空比都是0.5.輸出電壓的調節(jié)是通過改變開關管的開關頻率來實現(xiàn)（變頻控制）.LLC諧振網(wǎng)絡54321COABD2LoadROVOD1LsCSS2S1Vin Lm 圖2.1半橋結構的LLC串聯(lián)諧振變換器LLC諧振網(wǎng)絡2由串聯(lián)諧振電容Cs, 串聯(lián)諧振電感Ls和另一個并在變壓器原邊的諧振電感Lm三部分組成. 串聯(lián)諧振電容Cs有兩個功能:1)阻止方波發(fā)生器輸出電壓的直流分量流到變壓器.2)與Ls、Lm組成諧振網(wǎng)絡. 串聯(lián)諧振電感

9、Ls可外加也可通過變壓器的漏電感來匹配.同樣,并聯(lián)電感Lm可以是變壓器的勵磁電感或外加電感.高頻變壓器3為變換器提供一定變比且隔離的輸出電壓.由二極管D1和D2組成具有中心抽頭的整流電路4就是把諧振電流轉換為單向的電流. 輸出濾波5由電容Co構成，其作用是濾除高頻紋波電流為負載提供純凈且恒定的Vo.在普通的串聯(lián)諧振變換器（SRC）中，Lm視為無限大，不參與諧振的，諧振網(wǎng)絡是LC諧振.為了能為開關管創(chuàng)造ZVS條件，開關頻率必須遠大于LC 諧振頻率.然而,LLC-SRC開關頻率可小于LsCs 諧振頻率但要高于Lm-LS-Cs的聯(lián)諧頻率，其中，Ls,Cs諧振頻率定義為fs fs=1/(2(LsCs)

10、1/2) (2-1)Lm,Ls,Cs諧振頻率定義為fm: fm=1/(2(Ls+Lm)Cs)1/2) (2-2)LLC-SRC不但可以像普通串聯(lián)諧振變換器工作在f>fs頻率段，而且也可工作在ffs頻率段.其具體的運行模式和主要波形在接下來的篇幅進行分析.2.2 LLC-SRC的工作模式及主要波形（涉及的公式在第五部分有推導）2.2.1 工作在fm<f<fs 時 參照圖2-2的波形圖，在一個工作周期內可分為六個階段.每一階段的等效電路如圖2-3-M1M6所示.在等效電路中,Co視為足夠大，可視作電壓值為Vo的電壓源.為了描述開關管的ZVS的條件，MOSFET管的本體二極管也在圖

11、中畫出，但MOSFET管的輸出結電容則被簡化了,圖中已忽略.M1:t0<t<t1.在t=t0時，S2關斷,諧振電流ir 給S1的結電容放電，接著S1的本體二極管導通，S1的漏源極之間電壓Vds下降至接近于零(把本體二極管視為理想狀態(tài)).輸入電壓Vin參與到L-L-C諧振電路中.由于Lm兩端電壓被輸出反射回來的電壓鉗位,因此實際參與諧振的元素只有Ls和Cs.S1S2S1S2irIm-ImimVds1Id2Id1Id11Id2IOVct0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t0圖2.2 在fm<f<fs時LLC-SRC工作波形S1iD1irS2im圖2-3-M1 : t0

12、<t<t1M2: t1<t<t2. 在t=t1時，S1在零電壓條件下導通，諧振電流ir從負值不斷變化到零接著反向向正向增加，并從S1的漏極流向源極，其波形按正弦波變化.Cs兩端的電壓從波谷向波峰上升.勵磁電流im則從負的最大值線性增大到正的最大值.ir與im的差值通過變壓器變換經(jīng)整流二極管D1反饋到負載.由于開關周期比諧振周期大,在S1關斷之前t=t2時ir下降到ir=im.此時D1關斷,M2過程結束. ir iD1im 圖2-3-M2: t1<t<t2M3: t2<t<t3.在t=t2,S1仍然在開通，D1已截止.此時諧振發(fā)生在Cs, Ls,L

13、m之間.由于Lm»Ls，諧振周期Tm就遠遠長于開關周期，im和ir可近似視為常量都等于Im. Ir由于持續(xù)給Cs充電，其上電壓Vc上升到最大Vc-max=nVo+IoT/(4nCs) T為開關周期(2-)圖2-3-M3: t2<t<t3 ir vc imM4:t3<t<t4.在t=t3時，S1關斷，ir給S2的結電容放電之后其本體二極管開通.Lm上電壓由于被輸出電壓鉗位，諧振發(fā)生在Ls,Cs之間，ir按正弦波形下降，im-ir的差值通過整流二極管D2供給負載. ir im iD2 圖2-3-M4: t3<t<t4M5:t4<t<t5.在

14、t=t4時,S2在零電壓條件下開通. ir按正弦波形下降到零再反向增加.勵磁電流im從正的最大值線性變化到負向最大值. Cs放電，儲存的能量通過以ir與im的差值的形式供給負載. ir im iD2圖2-3-M5: t4<t<t5 M6:t5<t<t6.在t=t5時, im下降到ir=im.此時二極管D2關斷，由于勵磁電感Lm參與諧振，諧振電流維持為定值直到S2關斷為止.當S2關斷之后,下一個循環(huán)又開始了. 圖2-3-M6: t5<t<t6 ir im 在fm<f<fs,輸出電壓Vo可用輸入電壓Vin，最大勵磁電流Im和開關周期T表達為：Vo=1

15、/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCs(2-4) Ts為Ls與Cs的諧振頻率，Ts=2(Ls*Cs)1/2隨著開關周期的增加，輸出電壓Vo隨之變大.當T=Ts時，變換器運行頻率就是諧振頻率fs:Vo=1/2n*Vin(2-5)現(xiàn)在，分析T=Ts，即f=fs的情況：具體波形如圖2-4所示.可見M3的過程已消失,諧振電流的波形為純正弦波,通過整流管D1和D2出來的電流(iD1+ iD2)波形是不間斷的.工作電流的RMS值最小，因此其變換效率是最佳的. S1 S2 S1 S2 ir Im im -Im VDS1 id1id1id1id2 IO Vct0t6t4t3t0t1 圖2-4 f=fs

16、時 LLC-SRC工作波形在fm<f<fs，開關管的ZVS條件的獲得是由最大勵磁電流Im來保證的，而ImnVoT/4Lm(2-6)可見，Im與負載電流和輸入電壓無關，所以，LLC-SRC的ZVS范圍比其它軟開關拓撲的寬的多同時，整流二極管在相應的開關管切斷之前已按正弦波的規(guī)律先下降到零整流二極管工作在ZCS的模式下，其反向恢復的問題可消除根據(jù)等式(2-4),輸出電壓Vo是隨著開關周期T的增加而遞增如果LLC-SRC變換器設計在輸入電壓為高端時工作在諧振頻率（f=fs）,那么，當輸入電壓變小時，便在較低的頻率（T>Ts）值上運行，其輸出電壓就可通過控制運行頻率得以控制在T=Ts

17、,由于諧振電流為近似正弦波同時輸出電流為連續(xù)不間斷的，它的導通損耗最小，因此，變換效率變可優(yōu)化在高端這是區(qū)別于普通PWM變換器的顯著特征之一2.2.1 工作在ffs 時 參照圖2-6的波形圖，在一個工作周期內可分為六個階段.每一階段的等效電路如圖2-6-M1M6所示.在等效電路中,Co視為足夠大，可視作電壓值為Vo的電壓源.為了描述開關管的ZVS的條件，MOSFET管的本體二極管也在圖中畫出，但MOSFET管的輸出結電容則被簡化了,圖中已忽略.M1:t0<t<t1.在t=t0時，S1和D1處于通態(tài).勵磁電感Lm的兩端電壓被輸出電壓鉗位，勵磁電流im從負向的峰值-Im線性上升.諧振電

18、流ir從-Im按正弦波形上升，ir大于im，它們差值通過整流管D1輸出到負載.S2S1S2S1ir Im im -ImVDS1 Io iD1 iD2 iD1 iD2Vct0 t1t2 t3 t4 t5 t6圖2-6 f>fs 時 LLC-SRC工作波形 M2:t1<t<t2.在t=t1時,S1關斷，諧振電流給S2的結電容放電緊接著其體二極管開通.由于開關周期比諧振周期小，當S1關斷時，諧振電流不能完成其半個周期，因此，諧振電流ir仍大于勵磁電流im,它們之間差值持續(xù)通過D1輸出，此時由于輸出電壓的反射作用，諧振電流ir被迫下降很快.M3:t2<t<t3.在t=t2

19、時,S2 在零電壓條件下開通.M4:t3<t<t4.在t=t3時, 諧振電流ir下降到Im,整流二極管D1截止.當ir下降到小于Im時,D2導通，電流通過它輸出到負載.由于D2開通，勵磁電感電壓反向，勵磁電流im線性減小.諧振環(huán)路（Ls,Cs）利用Cs內存儲的能量開始諧振，這樣就進入了負半周期.如果驅動信號的死區(qū)（如圖所示區(qū)間t1,t2），大于t1至t3的時間，則M3就會消失.只要S2在諧振電流下降到零之前開通，其ZVS 的條件就能實現(xiàn)，諧振電流也就不會給S2充電.M5:t4<t<t5.在t=t4時,S2關斷,諧振電流給S1的結電容放電，S1的本體二極管也就開通.M6:

20、t5<t<t6.在t=t5時,驅動信號加到S1，S1在零電壓條件下導通.在t=t6時, 諧振電流ir等于勵磁電流im.這個過程結束.接下來又返回到M1開始了下一個周期.變換器輸出電壓Vo:Vo=Vin/2n-(IrTs/4n)*(cos+cos(T/Ts-) (2-7)其中: T為開關頻率Ts為Ls,Cs的諧振頻率Ir為諧振諧振電流的波幅，Ir(（TIo/2Tsn）Im2)1/2 參數(shù)sin-1(Im/Ir)由于f>fs即T<Ts,等式(2-7)中cos(T/Ts-)將隨著T的增加而減小,因此，Vo也是隨著T的增加而變大.這種變化規(guī)律與在fm<f<fs工作狀

21、態(tài)下相同.當ffs，即T=Ts, 等式(2-7)可簡化為：Vo=Vin/2n這個結果和在fm<f<fs作狀態(tài)下推導的一樣. ir iD1 im 圖2-6-M1:t0<t<t1 ir iD1 im 圖2-6-M2:t1<t<t2 ir iD1 im 圖2-6-M3:t2<t<t3 ir im圖2-6-M4:t3<t<t4 iD2 ir im圖2-6-M5:t4<t<t5 iD2ir im iD2 圖2-6-M6:t5<t<t6 總結： 從以上的分析可看出：無論在哪種工作狀態(tài)下（全范圍負載），原邊開關管零電壓開通（

22、ZVS）的條件都可實現(xiàn)，但是，對于付邊輸出整流二極管的零電流（ZCS）關斷條件的實現(xiàn)則只有在fm<ffs才可得到，當f>fs則失去ZVS這一特性.另外，LLC-SRC變換器即使從滿負載變化到空載也都具有很好的調節(jié)特性.在輸出空載的條件下，當工作的開關頻率上升到很大時，調節(jié)特性就會受到一定限制；在輸出短路的情況下，當工作在諧振頻率點（ffs）時，電路會出現(xiàn)一個尖峰電流（在允許范圍內），因此，應當盡量避免出現(xiàn)輸出短路的情況.3.LLC-SRC設計所需公式及設計程序3.1設計的注意事項和設計程序 在第二章中，輸出電壓Vo和開關周期T之間的關系式是在滿負載的情況下獲得的：Vo=1/2n*V

23、in+Im*(T-Ts)/4nCs ImnVoT/(4Lm) T=2*(CsLs)1/2 由上述可推導出：Vin/(2nVo)=1+(2Ls/4Lm)*(1-fs/f) (3-1) 等式(3-1)適用范圍是ffs.通過它可知在滿負載時工作頻率和輸入或輸出電壓之間的關系是可確定的.在設計過程中，對于確定的輸入和輸出電壓范圍來說，Ls/Lm可根據(jù)設定的頻率范圍之而定.但，Ls/ Lm的值要適當?shù)拇笠詠泶_保在最小的開關頻率下，即使工作在輸入電壓最低時的也能有最大輸出. 為了正確選擇Ls的值，可從Ts=2*(CsLs)1/2 可得出； 為了正確選擇Cs的值，其上電壓值如等式(2-3)是必須要考慮的，即

24、：Vc-max=nVo+IoT/(4nCs) 其中 Io是輸出電流的最大值,T的值是運行的最大周期；最后，對開路時最大頻率的設定可根據(jù)等式（3-1）估算出.根據(jù)Vo=1/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCs 當工作周期T等于諧振周期Ts時， Vo=Vin/2n (3-2)其中 Vo和Vin為正常的工作電壓，在這種情況下，變換效率最佳. 原邊電流的均方根值(RMS)可表述為： Ip,RMS=(Io/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4 (3-3)其中 Io和Vo分別為輸出電流，輸出電壓，Ip,RMS是流過開關管的電流，由此可確定開關管的電流等級.基于以上的等式，可以得出LL

25、C-SRC的設計程序：根據(jù)Vo=Vin/2n,確定變壓器的匝比.用實際的輸入與輸出電壓來確定，讓在此條件下的工作頻率fo等于Cs、Ls的諧振頻率fs.這樣可使變換器的效率得到優(yōu)化.根據(jù)Vcs-max=nVo+IoT/(4nCs)來選擇Cs.如果Cs太大，Ls、Lm就會很小，勵磁電流Im就變大，損耗會增加；Cs越小，Vcs就越大，對于高電壓如400v輸入的DC/DC變換器,由于受到電容電壓等級的限制Vcs的值就不能過大，同時 Im會太小,開關管可能會失去零電壓的條件.總之，Vc-max一般不應超過Vin-nor，選擇0.70.9* Vin-nor.根據(jù)fs=1/(2(CsLs)1/2來選擇諧振電

26、感Ls，如為了達到在額定負載時運行頻率等于設定的工作頻率即f=fo(最佳點)，那么，Ls的取值要盡量的精確.根據(jù)等式（3-1）：Vin/(2nVo)=1+(2Ls/4Lm)*(1-fs/f) 來選擇勵磁電感Lm，輸入電壓和輸出電壓的變化范圍越寬，則Lm的值就應越小.總體來說，最低頻率一般為：0.50.7*fs.如果計算出的Lm值太小不能成立，那么，就應減小最小頻率值使Lm變大一些.可依據(jù)等式（3-1），估算出最大頻率值.選擇半導體器件：開關管的電壓壓力是輸入電壓值，其電流應力可根據(jù)(3-3)來估算.輸出整流管的電壓壓力為兩倍輸出電壓值，其電流壓力就是輸出電流值.3.2實際設計案例（簡介） 以輸

27、入電壓為48v,26v±4%(28v)/6.5A(輸出兩種電壓可切換輸出)為例：Vin=38.5v58vVin-nor=53vVo=26vIo=6.5Afo=120khzfmin=70khz 變壓器的匝比n 據(jù) n=Vin-nor/(2Vo-nor) 其中Vin-nor=53v, Vo-nor=26v 故n=53/(2*26)1.1 諧振電容Cs據(jù) Cs=Io/(4nfmin(Vc_max-nVo_nor) 電容上的最大電壓取45v,所以，只要取耐壓為60v等級的電容由于，Vc_max=45v, fmin=70k, Io=6.5A,n=1.1, Vo_nor=26v因此，Cs=1.2

28、uF 諧振電感Ls據(jù) fs=1/(2(CsLs)1/2其中， fo=120khz，Cs=1.2Uf因此，Ls=1.4uH 變壓器的勵磁電感Lm據(jù) Vin_min/(2nVo_max)=1+(2Ls/4Lm)*(1-fo/fmin)其中，fo=120khz，fmin=70khz，Vin_min=38v, Vo_max=28v,Ls=1.4uH所以，Lm=6.4uHLLC諧振變換的所有的參數(shù)都已確定：n=1.1, Cs=1.2uF, Ls=1.4uH, Lm=6.4uH 最高頻率fmax據(jù) Vin_max/(2nVo_min)=1+(2Ls/4Lm)*(1-fs/f)其中，fo=120khz，Vi

29、n_max=58.5v, Vo_min=24.96v, Ls=1.4uH，Lm=6.4uH，因此：fmax=139khz（為了便于Vin-max,Io-min時的電壓調節(jié)，fmax值可加大一點，設為150khz） 選擇半導體器件:據(jù) Ip,RMS=(Io/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4，其中 fo=120khz，Io=6.5A,n=1.1, Vo=26v，Lm=6.4uH所以，Ip,RMS=6.6A 開關管的電壓壓力是58V,故用兩片100V/37AMOSFET（IRF3710，R=25mohm）. 輸出整流管的電壓壓力為56V,平均電流為6.5A,因此，選擇100V/4

30、0A 40CPQ100(Vf=0.61v)為其整流管.總結： 為了使低于額定負載如半載左右（一般這時工作效率大于fs設定的頻率）的情況下，變換器也具有ZCS，可以把計算出的Cs值減小一點（相對而言就是使實際諧振的fs變大）.但在額定點時，fo就不再等于fs,而是小于實際的諧振頻率.在上例中，實際電路取Cs值為0.22*5Uf,其它參數(shù)不變.由于最大諧振電流的值Ir=(Io/2n)2+Im2)1/2=13.7A較大，要注意諧振電感L會不會瞬間飽和，電感要選擇值較低的磁心. 4.試驗驗證4.1.1實際設計案例1 仍以輸入電壓為48v,26v±4%(28v)/6.5A(輸出兩種電壓可切換輸

31、出)為例，主電路如圖4-1.具體參數(shù)如下： 低頻限制：70kHz S1&S2 :IRF3710(100V,25mohm) D1&D2:1/2*40CPQ100(100V,40A) 諧振電容Cs: 0.22*5Uf 諧振電感Ls: 1.4uH ,其中變壓器自身的漏感Lst=0.4uH,外加電感Ls=1.0uH 勵磁電感Lm : 6.4uH 有變壓器自身提供 變壓器變比n: 1.1:1 變壓器磁心：EER35/42/11 原邊線圈： 8T,0.1*100*2Litz wire 付邊線圈： 7T,0.1*100*2Litz wire 磁心的氣隙： 0.95mm調整使Lm=6.4uH圖

32、4-1 主電路圖參考主電路圖：Ls是外加電感，連到開關橋上的1uf電容用來消除寄生電感，并聯(lián)在MOSFET的2200P的電容，作用是消除其關斷時的損耗（可實現(xiàn)零電壓關斷）.圖4-2,是控制電路圖. ic CD4046用來執(zhí)行壓控振蕩器（VCO）的功能，觸發(fā)器CD4013用來產(chǎn)生互補的兩組驅動信號，驅動信號通過RC延時網(wǎng)絡來設定死區(qū)，再經(jīng)過TC4422來進行功率放大，后給驅動變壓器進行原、付邊(同名端相反)隔離，最后輸出相位相反的信號分別驅動開關管S1和S2.備注：ic CD4046的振蕩頻率與如下元素的關系： Pin6與Pin7之間的電容c、Pin11腳接地電阻、Pin12腳接地電阻.電容值用

33、來設定最小頻率值（電容值大，則最小頻率值?。?，Pin12腳接地電阻一般較大，可設為定值為60kohm，Pin11腳接地電阻用來設定最大頻率值（值越小，則最大頻率值變大）. 驅動變壓器的輸入端的電容,用來阻止DC的直流分量進入，防止其飽和.S1驅動變壓器VrefVout CD4013CD4046PI442244222S2圖4-2 控制電路框圖（(具體可參考附錄圖紙1)4.1.2實測波形圖4-3，圖4-4，圖4-5分別顯示輸入電壓在38.5V,53V,58V滿負載輸出的運行波形. 圖4-6輸入電壓在38.5V，半載時的波形.第一組波形為開關管的驅動信號，第二組為開關管的漏源極之間的電壓波形，第三組

34、是原邊的諧振電流波形，第四組是輸出整流管兩端電壓波形. 1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 50V/div3:諧振電流Ir,20A/div 4:整流管兩端壓，40V/div 圖4-3 LLC-SRC在Vin=38.5v,Vo=26v,Io=6.5A(滿載) 1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 50V/div3:諧振電流Ir,20A/div 4:整流管兩端壓，40V/div圖4-4 LLC-SRC在Vin=53v,Vo=26v,Io=6.5A(滿載)1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 50V/div3:諧振電流Ir,20A/

35、div 4:整流管兩端壓，40V/div圖4-5 LLC-SRC在Vin=60v,Vo=26v,Io=6.5A(滿載) 1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 50V/div3:諧振電流Ir,20A/div 4:整流管兩端壓，40V/div圖4-6 LLC-SRC在Vin=38.5v,Vo=26v,Io=3.8A(半載)由于設計時人為地把諧振頻率點變大的緣故，使LLC-SRC在圖4-4 Vin=53v,Vo=26v,Io=6.5A(滿載)狀態(tài)時，其諧振電流出現(xiàn)臺階（Ls,Cs,Lm諧振的結果），實現(xiàn)了整流管的零電流關斷.從圖可看出，整流管的電壓在其動作時無尖峰，從而二極管的

36、電壓等級可選低一些.原邊開關管的零電壓的條件，在其勵磁電流的作用下也得以實現(xiàn).4.1.3實測效率 圖4-7 顯示變換器在不同的輸入電壓，不同輸出負載的條件的效率曲線.由于開關管始終運行在零電壓的條件下，開關損耗就很小.如果整流管在零電流的條件下運行，那變換器整體損耗絕大部分都來自損耗導通損耗.因此，通常越高的輸入電壓，（由于原變的電流會減小，此時導通損耗小）其效率就會越高.LLC-SRC在不同的輸入電壓下可通過調整變壓器的變比，實現(xiàn)變換器的優(yōu)化設計.4.2實際設計案例24.2.1參數(shù)的設定以輸入電壓為48v,三路輸出：+5.3v/3.5A、-5.3v/0.3A、+12v/0.5A為了利于計算,

37、把三路折算為一路Uo=5.3v： Io=(5.3*3.5+5.3*0.3+12*0.5)/5.3A=5A即等效為：以輸入電壓為48v，輸出為5.3V/5A的電路主要參數(shù)：Vin=38v58.5vVin-nor=53vVo=6v,考慮整流二極管的壓降0.7V，故取6VIo=5Afo=120khzfmin=80khz變壓器的匝比n 據(jù) n=Vin-nor/(2Vo-nor) 其中Vin-nor=53v, Vo-nor=6v 故n=53/(2*6)4.5諧振電容Cs據(jù) Cs=Io/(4nfmin(Vc_max-nVo_nor) 電容上的最大電壓取40v,所以，只要取耐壓為60v等級的電容由于，Vc_

38、max=40v, fmin=80k, Io=5A,n=4.5, Vo_nor=6v因此，Cs=0.26uF諧振電感Ls據(jù) fs=1/(2(CsLs)1/2其中， fo=120khz，Cs=0.26Uf因此，Ls=6.7uH變壓器的勵磁電感Lm據(jù) Vin_min/(2nVo_max)=1+(2Ls/4Lm)*(1-fo/fmin)其中，fo=120khz，fmin=80khz，Vin_min=38v, Vo_max=28v,Ls=6.7uH所以，Lm=30uHLLC諧振變換的所有的參數(shù)都已確定：n=4.5, Cs=0.26uF, Ls=6.7uH, Lm=30uH最高頻率fmax據(jù) Vin_ma

39、x/(2nVo_min)=1+(2Ls/4Lm)*(1-fs/f)其中，fo=120khz，Vin_max=58.5v, Vo_min=6v, Ls=6.7uH，Lm=30uH因此，fmax=154khz選擇半導體器件:從 Ip,RMS=(Io/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4，其中 fo=120khz，Io=5A,n=4.5, Vo=6v，Lm=30uH所以，Ip,RMS=1.2A 開關管的電壓壓力是58V,故用兩片100V/37AMOSFET（IRF3710，R=25mohm）.1） 對+5.3v輸出整流管的電壓壓力為11V,平均電流為3.5A,因此，選擇25V/20A

40、 STPS20L25(Vf=0.5v)為其整流管.2） 對-5.3v輸出由于輸出接LM7905 穩(wěn)壓管，因此，變壓器需輸出電壓（加匝數(shù)來實現(xiàn)）在8V電壓.整流管的電壓壓力為16V,平均電流為0.3A,因此，也選擇25V/20A25V/20A STPS20L25(Vf=0.5v)為其整流管.3） 對+12v輸出整流管的電壓壓力為24V,平均電流為0.5A,因此，選擇45V/20A B2045(Vf=0.6v)為其整流管（如果要求該路的電壓精度較高，可加穩(wěn)壓管來調整）.總結：為了使低于額定負載如半載左右（這時工作效率大于f設定的頻率）的情況下，變換器也具有ZCS，可以把計算出的Cs值減小一點（相對

41、而言就是使fs變大）實際取0.22uF.通過實際試驗又對勵磁電感Lm的值進行了修正，為了減小勵磁電流Im(在確保實現(xiàn)開關管ZVS的條件，即可通過Vgs,Vds的波形觀察在接近輕載時是否實現(xiàn)零電壓開通)進而降低變壓器的空載損耗，提高變換器的效率，故把Lm加大為38uH.最大頻率fmax可適當?shù)拇笠恍?，以來調節(jié)在Vin-max，輸出輕載時的Vo值. 變換器主電路的最終參數(shù)： 低頻限制：80kHz 高頻:170kHz S1&S2 :IRF3710(100V,25mohm) D1: STPS20L25（25V/20A） D2: B2045（45V/20A） D3: STPS20L25（25V/

42、20A） 諧振電容Cs: 0.22Uf 諧振電感Ls: 6.7uH ,其中變壓器自身的漏感Lst=0.5uH,外加電感Ls=6.2uH 勵磁電感Lm : 38uH 變壓器變比n: 4.5:1 變壓器磁心：EER28 TP4 原邊線圈： 14T,0.4*2 2UEWR並繞 付邊線圈1：(+5.3V/3.5A):3T,0.1*100 USTC 3T,0.1*100 USTC並繞 付邊線圈2:(+12V/0.5A):6T,0.4 2UEWR 6T,0.4 2UEWR 付邊線圈3:(- 5.3V /0.3A):4T,0.4 2UEWR 磁心的氣隙： 0.44mm調整使Lm=38uH 主架構類同與案例1

43、，具體電路可參考附錄圖紙2.4.2.2 實測波形 圖4-8，圖4-9，圖4-10分別顯示輸入電壓在38.5V,53V,58V滿負載輸出的運行波形.第一組波形為開關管的驅動信號，第二組為開關管的漏源極之間的電壓波形，第三組是原邊的諧振電流波形，第四組是輸出整流管兩端電壓波形.1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 100V/div3:諧振電流Ir,0.5A/div 4:整流管兩端壓，25V/div圖4-8 LLC-SRC在Vin=53v,Vo=5.3v,Io=5A(滿載)1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 100V/div3:諧振電流Ir,0.5A/d

44、iv 4:整流管兩端壓，25V/div圖4-9LLC-SRC在Vin=40v,Vo=5.3v,Io=5A(滿載)1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 100V/div3:諧振電流Ir,0.5A/div 4:整流管兩端壓，25V/div圖4-10LLC-SRCVin=60v,Vo=5.3v,Io=5A(滿載) 圖4-9輸入電壓在53V，滿載時的波形.第一組波形為開關管的驅動信號，第二組為開關管的漏源極之間的電壓波形，第三組是原邊的諧振電流波形，第四組是輸出+5.3v整流管兩端電壓波形.從其諧振電流的波形知，工作頻率接近Cs,Ls的諧振頻率fs, 諧振電流呈現(xiàn)為正弦波，此時效

45、率得到最佳值. 圖4-9輸入電壓在40V，滿載時的波形，此時工作頻率低于設定的諧振頻率，諧振電流的波形出現(xiàn)明顯的平臺，其輸出整流關實現(xiàn)零電流關斷的條件. 圖4-10輸入電壓在60V，滿載時的波形，此時工作頻率高于設定的諧振頻率，諧振電流的波形已呈現(xiàn)為三角波，輸出整流關失去零電流關斷的條件.4.2.3案例二的輸出及其效率電壓等級Vin(V)Iin(V)FokHz輸出部分V+5.3(V)I+5.3V(A)V+12V(V)I+12V(A)V-5.3V(V)I-5.3V(A)53V53.10.5861175.373.48711.960.5235.530.30060.85653.20.4001255.3

46、82.04611.370.5235.450.30060.87353.20.1981305.371.08511.310.1335.430.30060.86840V40.30.710845.373.48712.500.2895.530.30060.84240.30.457885.372.00011.620.2975.480.30040.86040.30.306925.371.04011.160.2975.450.30050.84960V60.20.4261545.383.48712.310.1335.500.30060.8760.20.3121555.412.00012.000.2985.450.30060.87860.20.2131565.391.02511.970.2985.420.30060.871圖4-10 輸出記錄及效率 注：對于多路輸出的變換器來說，由于反饋回路只有一路，這樣其它路輸出的電壓的穩(wěn)定程度會受到負載變化的影響，如波動超出允許范圍，一般就要加調整管（穩(wěn)壓管）.本例子中的-5.3v/0.3A就是加了7905來實現(xiàn)其精度；+12v/0.5A的輸出未加調整管，當在主電路負載變化時就出現(xiàn)其電壓波動范圍過大，實驗時可以在其輸出繞組加一匝線圈（提高其輸出電壓值），再加7812來調整即可滿足要求.通過實驗發(fā)現(xiàn)：由于LLC-SRC的串聯(lián)諧振型