現(xiàn)代調(diào)制解調(diào)技術及其傳輸特性的仿真實驗

1、 內(nèi)容要求1目錄目錄按章、節(jié)、條三級標題編寫，要求標題層次清晰。目錄中的標題要與正文中標題一致。2正文21 項目概述 通過工程訓練，理解調(diào)制解調(diào)是通信系統(tǒng)中實現(xiàn)通信信號傳輸與接收的核心技術之一，掌握現(xiàn)代通信系統(tǒng)中常用的QPSK、M-QAM、OFDM等現(xiàn)代調(diào)制解調(diào)技術的原理、實現(xiàn)過程、性能分析方法等。內(nèi)容： （1）調(diào)制解調(diào)原理的仿真。在Matalab中建立基于QPSK、M-QAM及OFDM調(diào)制解調(diào)技術的通信系統(tǒng)仿真模型，并通過該模型觀察不同信道條件下發(fā)射端和接收端的星座圖、誤碼性能。 （2）無線調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)仿真實驗。將已調(diào)制信號進行脈沖成形后加載到無線通信信道（可在matlab中采用理論上的AW

2、GN、瑞利、萊斯、Nakagami-M等信道模型進行模擬），在接收端進行解調(diào)處理，對信號頻譜、功率譜，星座圖和誤碼性能等進行對比、分析。 （3）光纖調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)實驗。將已調(diào)制信號進行脈沖成形后加載到實際的光纖通信信道，在接收端進行解調(diào)處理，并對信號頻譜、功率譜，星座圖和誤碼性能等進行分析。22 報告主體 221 背景 222 項目組成一、在Matalab中建立基于QPSK、M-QAM及OFDM調(diào)制解調(diào)技術的通信系統(tǒng)仿真模型，并通過該模型觀察不同信道條件下發(fā)射端和接收端的星座圖、誤碼性能。（一）、QPSK第 33 頁 湖南大學工程訓練 1 QPSK原理 四相相移調(diào)制是利用載波的四種不同相位差來表

3、征輸入的數(shù)字信息，是四進制移相鍵控。QPSK是在M=4時的調(diào)相技術，它規(guī)定了四種載波相位，分別為45°，135°，225°，315°，調(diào)制器輸入的數(shù)據(jù)是二進制數(shù)字序列，為了能和四進制的載波相位配合起來，則需要把二進制數(shù)據(jù)變換為四進制數(shù)據(jù)，這就是說需要把二進制數(shù)字序列中每兩個比特分成一組，共有四種組合，即00，01，10，11，其中每一組稱為雙比特碼元。每一個雙比特碼元是由兩位二進制信息比特組成，它們分別代表四進制四個符號中的一個符號。QPSK中每次調(diào)制可傳輸2個信息比特，這些信息比特是通過載波的四種相位來傳遞的。解調(diào)器根據(jù)星座圖及接收到的載波信號的相位來

4、判斷發(fā)送端發(fā)送的信息比特。 圖2-1 QPSK相位圖以/4 QPSK信號來分析 當輸入的數(shù)字信息為“10”碼元時，輸出已調(diào)載波 (2-1) 當輸入的數(shù)字信息為“00”碼元時，輸出已調(diào)載波 (2-2)當輸入的數(shù)字信息為“01”碼元時，輸出已調(diào)載波 (2-3)當輸入的數(shù)字信息為“11”碼元時，輸出已調(diào)載波 (2-4) QPSK調(diào)制框圖 QPSK調(diào)制規(guī)則接收機收到某一碼元的QPSK信號可表示為：yi(t)=a cos(2fct+n) 其中 (2-5) QPSK解調(diào)原理分析由QPSK的解調(diào)框圖得到： (2-6)(2-7)(2-8)(2-9)符號相位的極性的極性判決器輸出AB+11-+01-00+-10

5、 QPSK信號解調(diào)器的判決準則QPSK通過改變已調(diào)信號的相位信息進行對數(shù)字信號的調(diào)制。設置不同的初相位來區(qū)別不同的數(shù)字碼符，而其解調(diào)過程需通過相位信息進行。首先產(chǎn)生一系列隨機的01碼序列，之后每兩個碼字分為一組進行判別、映射畫出星座圖，使序列通過高斯聲在進行解調(diào)制，畫出星座圖，從中觀察信噪比對于碼元傳輸?shù)挠绊憽Ｒ韵率荙PSK采用理論上的AWGN信道模型進行的仿真（2） 、M-QAM1 QAM簡介正交振幅調(diào)制（QAM）是一種矢量調(diào)制，它是將輸入比特先映射（一般采用格雷碼）到一個復平面（星座）上，形成復數(shù)調(diào)制符號。正交調(diào)幅信號有兩個相同頻率的載波，但是相位相差90度（四分之一周期，來自積分術語）。

6、一個信號叫I信號，另一個信號叫Q信號。從數(shù)學角度將一個信號可以表示成正弦，另一個表示成余弦。兩種被調(diào)制的載波在發(fā)射時已被混和。到達目的地后，載波被分離，數(shù)據(jù)被分別提取然后和原始調(diào)制信息相混和。 這樣與之作幅度調(diào)制（AM）相比，其頻譜利用率高出一倍。QAM是用兩路獨立的基帶信號對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波雙邊帶調(diào)幅，利用這種已調(diào)信號的頻譜在同一帶寬內(nèi)的正交性，實現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息的傳輸。該調(diào)制方式通常有二進制QAM（4QAM）、四進制QAM（l6QAM）、八進制QAM（64QAM）、，對應的空間信號矢量端點分布圖稱為星座圖，分別有4、16、64、個矢量端點。目前QAM最高已達到1024

7、QAM。樣點數(shù)目越多，其傳輸效率越高。但并不是樣點數(shù)目越多越好，隨著樣點數(shù)目的增加，QAM系統(tǒng)的誤碼率會逐漸增大，所以在對可靠性要求較高的環(huán)境，不能使用較多樣點數(shù)目的QAM。對于4QAM，當兩路信號幅度相等時，其產(chǎn)生、解調(diào)、性能及相位矢量均與4PSK相同。 a 4QAM星座圖 b 16QAM星座圖QAM采用格雷編碼，采用格雷碼的好處在于相鄰相位所代表的兩個比特只有一位不同，由于因相位誤差造成錯判至相鄰相位上的概率最大，故這樣編碼使之僅造成一個比特誤碼的概率最大。下圖以16QAM為例，顯示了編碼： 16QAM編碼2、 16QAM調(diào)制解調(diào)原理16QAM是兩路4ASK信號的疊加，其演變方式可以有以下

8、兩種：（1）正交調(diào)幅法，由兩路獨立的正交4ASK信號疊加而成； 圖3-3 正交調(diào)幅（2）復合相移法，由兩路獨立的QPSK信號疊加而成。圖中虛線大圓上的4個大黑點表示第一個QPSK信號矢量的位置，在這4個位置上可以疊加上第二個QPSK矢量，后者的位置用虛線小圓上的4個小黑點表示。復合相移法在QAM體制中，信號的振幅和相位作為兩個獨立的參量同時受到調(diào)制。這種信號的一個碼元可以表示為Sk(t)=Akcos(0t+k) kT<t(k+1)T 式3-1式中，k取整數(shù)；Ak和qk分別可以取多個離散值。上式可以展開為Sk(t)=Akcoskcos0tAksinksin0t 式3-2 令Xk=Akcos

9、k Yk=-Aksink則信號表示式變?yōu)镾k(t)= Xkcos0t+Yk sin0t 式3-3Xk和Yk也是可以取多個離散值的變量。從上式看出，k(t)可以看作是兩個正交的振幅鍵控信號之和。本課題采用了正交調(diào)幅法。在發(fā)送端調(diào)制器中串/并變換使得信息速率為Rb的輸入二進制信號分成兩個速率為Rb/2的二進制信號，2/4電平轉(zhuǎn)換將每個速率為Rb/2的二進制信號變?yōu)樗俾蕿镽b/8的電平信號，然后分別與兩個正交載波相乘，再相加后即得16QAM信號。 正交調(diào)制原理框圖解調(diào)是調(diào)制的逆過程，在接收端解調(diào)器中可以采用正交的相干解調(diào)方法。接受到的信號分兩路進入兩個正交的載波的相干解調(diào)器，再分別進入判決器形成L進

10、制信號并輸出二進制信號，最后經(jīng)并/串變換后得到基帶信號。下圖為16QAM解調(diào)框圖：相干解調(diào)原理框圖3、 MQAM調(diào)制介紹及本仿真程序的幾點說明MQAM可以用正交調(diào)制的方法產(chǎn)生，本仿真中取M=16或64，即幅度和相位相結(jié)合的 2. QAM 仿真與分析 一個正交幅度調(diào)制的信號采用兩個正交載波，每一個載波被一個獨立的 信息比特序列所調(diào)制。而其幅度可以看作是一系列電平集合，這些電平通過 將比特序列映射為信號振幅獲得，而我所做的仿真中采用了 3 個電平，并且 映射的時候沒有采用函數(shù)庫里自帶的 modulate 和 demodulate 函數(shù)進行調(diào)制 與解調(diào)。 首先將產(chǎn)生的一系列 01 比特流進行進制的劃

11、分， 其劃分根據(jù)log2M其 中 M 是調(diào)制的數(shù)，如 16、64、128 等等。這里再將分好組的比特數(shù)據(jù)進行坐 標映射，畫出星座圖。在解調(diào)的過程中采用區(qū)域判別的方法，首先進行判決 門限的劃定，之后進行比較畫出星座圖。這種方法只做了 16QAM，64QAM與此相同就不做陳述，對 64QAM 采用內(nèi)部函數(shù)的調(diào)用方式。下面對16和64QAM的采用理論上的AWGN信道模型進行的調(diào)制與解調(diào)和信噪比對誤碼率的影響進行分析。加噪聲的16QAM16QAM誤碼率加噪聲的64QAM（3） 、OFDM正交頻分復用（OFDM）技術與頻分復用（FDM）技術非常相似。OFDM技術是將高速的數(shù)據(jù)流通過串/并變換，分配到速率

12、相對較低的若干個子信道中進行傳輸，不同的是，OFDM的頻譜利用率更高。與FDM的主要區(qū)別有以下幾方面：1）在平常的廣播中，每一個基站在不同的頻率上發(fā)送信號，有效地運用FDM來保證每個站點的分割隔，廣播中每個站點都沒同位和同步。但在OFDM信號內(nèi)所有的子載波都在時間和頻率上同步，使得子載波間的干擾被嚴格控制。這些復用的子載波載在頻域中交錯重疊，又因為調(diào)制的正交性且采用循環(huán)前綴作為保護間隔，所以不會發(fā)生載波間干擾（ICI）。頻率傳統(tǒng)的頻分復用（FDM）多載波調(diào)制節(jié)省帶寬資源頻率正交頻分復用（OFDM）多載波調(diào)制2）對于FDM系統(tǒng)而言，傳輸?shù)男盘柋仨氃趦蓚€信道之間存在頻率間隔來防止干擾，因此，降低了

13、勸不動頻譜利用率。而OFDM的子載波正交復用技術大大提高了頻譜利用率，如圖2-1所示。圖2-1 FDM與OFDM頻率利用率的比較OFDM是一種多載波傳輸技術，可以被看作一種調(diào)制技術，也可以被看作一種復用技術。多載波傳輸是把數(shù)據(jù)流分解成若干子比特流，這樣每個子數(shù)據(jù)流將有低得多的比特速率，用這樣的低比特速率形成的低速率多狀態(tài)符號再去調(diào)制相應的子載波，構成了多個低速率符號并行發(fā)送的傳輸系統(tǒng)。3.1OFDM的基本原理一個完整的OFDM系統(tǒng)原理如下圖2.1-1所示。OFDM的主要思想是將串行數(shù)據(jù)并行地調(diào)制在多個正交的子載波上，由此可以降低每個子載波的碼元速率，增大碼元的符號周期，提高系統(tǒng)的抗衰落和抗干擾

14、能力，而且由于每個子載波的正交性，大大提高了頻譜的利用率，因此非常適合移動場合中的高速傳輸。定時和頻率同步符號定時頻偏校正輸入數(shù)據(jù)信道編碼交織信號映射插入導頻串/并交換IFFT并/串變換插保護間隔載波調(diào)制信道載波解調(diào)去保護間隔串/并變換FFT并/串變換信道估計信道逆映射解交織信道解碼輸出數(shù)據(jù)圖2.1-1 OFDM系統(tǒng)在發(fā)送端，輸入的高速率數(shù)據(jù)流經(jīng)過信道編碼和交織后，再通過調(diào)制映射產(chǎn)生調(diào)制信號，插入導頻信號后，經(jīng)過串/并變換變成N個并行的低速率數(shù)據(jù)流，這樣每N個并行數(shù)據(jù)構成一個OFDM符號。 經(jīng)快速反傅里葉變換(IFFT)對每個OFDM符號的N個數(shù)據(jù)進行調(diào)制，變成時域信號為： n=0,1, ,N

15、-1 （2-1）式中：m為頻域上的離散點；n為時域上的離散點；N為載波數(shù)目。為了在接收端能夠有效的抑制碼間干擾(Inter Symbol Interference，ISI)，通常要在每一時域OFDM符號前加上保護間隔(Guard Interval，GI)。加保護間隔后的信號可表示為式(2)，最后信號經(jīng)并串變換及DA轉(zhuǎn)換，由發(fā)送天線發(fā)送出去。 （2-2）接收端將接收的信號進行處理，完成定時同步和載波同步。經(jīng)AD轉(zhuǎn)換，串/并轉(zhuǎn)換后的信號可表示為： yGI(n)=xGI(n)*h(n)+z(n)+w(n) (2-3)然后，在去除CP后進行FFT解調(diào)，同時進行信道估計(依據(jù)插入的導頻信號)，后面接著將

16、信道估計值和FFT解調(diào)值一起送入檢測器進行相干檢測，檢測每個子載波上的信息符號。最后經(jīng)過反映射和信道譯碼恢復出原始比特流。除去循環(huán)前綴(CP)經(jīng)FFT變換后的信號可表示為： m=0,1, N-1 m=0,1, N-1 （2-4）式中：H(m)為信道h(n)的傅里葉轉(zhuǎn)換；Z(m)為符號間干擾和載波間干擾z(n)的傅里葉變換；W(m)是加性高斯白噪聲w(n)的傅里葉變換。3.2OFDM系統(tǒng)實現(xiàn)模型利用離散反傅里葉變換(IDFT)或快速反傅里葉變換(IFFT)實現(xiàn)的OFDM系統(tǒng)，如圖2.2-1所示。 r(t) n(t)S(t)并/串交換DFT或FFT并/串交換反OFDMOFDM串/并交換IDFT或I

17、FFT插入保護間隔數(shù)/模交換多徑傳播模/數(shù)交換去除保護間隔串/并交換圖 2.2-1 OFDM系統(tǒng)實現(xiàn)框圖從上圖OFDM系統(tǒng)的實現(xiàn)模型可以看出，輸入經(jīng)過調(diào)制的復信號經(jīng)過串并變換后，進行IDFT或IFFT，將數(shù)據(jù)的頻譜表達式變到時域上，再經(jīng)過并串變換，然后插入保護間隔，防止碼間干擾，再經(jīng)過數(shù)模變換后形成OFDM調(diào)制后的信號s(t)。該信號經(jīng)過信道后，接收到的信號r(t)經(jīng)過模數(shù)變換，然后去掉保護間隔，以恢復子載波之間的正交性，再經(jīng)過串并變換和DFT或FFT使數(shù)據(jù)的時域表達式變到頻域上后，恢復出OFDM的調(diào)制信號，再經(jīng)過并串變換后還原出輸入符號。3.3保護間隔和循環(huán)前綴作用3.3.1保護間隔(GI)

18、無線多徑信道會使通過它的信號出現(xiàn)多徑時延，此種多徑時延如果擴展到下一個符號，就會造成符號問串擾，嚴重影響數(shù)字信號的傳輸質(zhì)量。而采用OFDM技術的主要原因之一是它可以有效地防止多徑時延擴展。通過把輸入的數(shù)據(jù)經(jīng)過串并變換后分配到N個并行的子信道上，使每個用于去調(diào)制子載波的數(shù)據(jù)符號周期可以擴大為原輸入數(shù)據(jù)符號周期的N倍，因此時延擴展與符號周期的比值也同樣可降低為1N。在OFDM系統(tǒng)中，為了能夠最大限度地消除符號間干擾，可在每個OFDM符號之間插入保護間隔，而且該保護間隔的長度Tg一般要大于無線信道的最大時延擴展，這樣一個符號的多徑分量就不會對下一個符號造成干擾。當多徑時延小于保護間隔時，可以保證在F

19、FT的運算時間長度內(nèi)，不會使信號相位跳變。所以，OFDM接收機所看到的只是存在某些相位偏移、多個單純連續(xù)正弦波形的信號疊加，而這種疊加不會破壞子載波之間的正交性。如果多徑時延超過了保護間隔，則在FFT運算時間長度內(nèi)可能會出現(xiàn)信號相位的跳變，因此在第一路徑信號與第二路徑信號的疊加信號內(nèi)就不再只包括單純連續(xù)正弦波形信號，從而導致子載波之間的正交性可能遭到損壞，因此就會產(chǎn)生信道間干擾(ICI)，使得各載波之間產(chǎn)生干擾。3.3.2循環(huán)前綴(CP)為了消除多徑傳播造成的信道之間的干擾ICI，一種有效方法是將原來寬度為T的OFDM符號進行周期性擴展，用擴展信號來填充保護間隔。將保護間隔內(nèi)(持續(xù)時間用Tg表

20、示)的信號稱為循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，CP)。在實際系統(tǒng)中，當OFDM符號送入信道之前，首先要加入循環(huán)前綴，然后送入信道進行傳送。在接收端，先要將接收的符號開始的寬度為Tg的部分丟棄，然后將剩余的寬度為T的部分進行傅里葉變換，進行解調(diào)。在OFDM符號內(nèi)加入循環(huán)前綴可以保證在一個FFT周期內(nèi)，使OFDM符號的時延副本內(nèi)所包含的波形周期個數(shù)也是整數(shù)，這樣，時延小于保護間隔Tg的時延信號就不會在解調(diào)過程中產(chǎn)生信道間干擾ICI。3.4功能說明3.4.1OFDM基本參數(shù)的選擇OFDM參數(shù)的選擇就是需要在多項矛盾要求中進行最優(yōu)地考慮。一般來說，首先要確定三個參數(shù)：帶寬、比特率以及保護間隔。通

21、常，保護間隔的時間長度應該為應用移動環(huán)境信道下時延均方值的24倍。一旦確定了保護間隔，則OFDM符號周期長度就可以確定。為了能夠最大程度地減少由于插入保護間隔所帶來的信噪比損失，則需要OFDM符號周期長度要遠遠大于保護間隔長度。但是符號周期長度又不能任意大，否則在OFDM系統(tǒng)中將包含有更多的子載波數(shù)，從而導致子載波間隔相對減少，致使系統(tǒng)實現(xiàn)的復雜程度增加，并且還加大了系統(tǒng)的峰值平均功率比，同時使系統(tǒng)對頻率偏差更加敏感。所以，在實際應用中，通常選擇符號周期是保護間隔長度的5倍，這樣插入保護比特所造成的信噪比損耗只有1 dB左右。在確定符號周期和保護間隔之后，子載波的數(shù)量可以直接用-3 dB帶寬除

22、以子載波間隔(即去掉保護間隔后的符號周期的倒數(shù))得到或者利用所要求的比特速率除以每個子信道的比特速率來確定子載波的數(shù)量。每個信道中所傳輸?shù)谋忍厮俾士梢杂烧{(diào)制類型、編碼速率和符號速率來確定。3.4.2有用符號持續(xù)時間有用符號持續(xù)時間T對子載波之間間隔和譯碼的等待周期都有影響，為了保持數(shù)據(jù)的吞吐量，子載波數(shù)目和FFT的長度要有相對較大的數(shù)量，這樣就會使有用符號持續(xù)時間增大。在實際應用中，載波的偏移和相位的穩(wěn)定性會影響兩個載波之間間隔的大小，如果接收機為移動著的，則載波間隔必須足夠大，這樣才能忽略多普勒頻移?？傊?，選擇有用符號的持續(xù)時間，必須以保證信道的穩(wěn)定為前提。3.4.3子載波數(shù)子載波數(shù)目越多，

23、有用信號越平坦，帶外衰減也就越快，圖形越接近矩形，越符合通信要求，但子載波數(shù)目又不能過多，如果圖形越接近矩形則對接收端的濾波器要求越高(只有理想濾波器才能過濾，否則就造成交調(diào)干擾)。因此在子載波數(shù)目的選擇上要綜合考慮傳遞信息的有效性和可行性。子載波數(shù)可以由信道帶寬、數(shù)據(jù)吞吐量和有用符號持續(xù)時間T所決定：N=1/T子載波數(shù)可以被設置為有用符號持續(xù)時間的倒數(shù)，其數(shù)值與FFT處理過的數(shù)據(jù)點相對應。3.4.4調(diào)制模式可以通過改變發(fā)射的射頻信號幅度、相位和頻率來調(diào)制信號。但是，對于OFDM系統(tǒng)來說，只能采用調(diào)制幅度和相位兩種調(diào)制方法，而不能采用頻率調(diào)制的方法，這是因為子載波是頻率正交的，而且攜帶獨立的信

24、息，如果調(diào)制子載波頻率會破壞這些子載波的正交特性，這就是為什么頻率調(diào)制不能在OFDM系統(tǒng)中采用的原因。短波通信中可以采用MPSK和MQAM的調(diào)制方式。正交幅度調(diào)制就是要改變載波的幅度和相位，他是ASK和PAK的結(jié)合。矩形QAM信號星座具有容易產(chǎn)生的獨特優(yōu)點。此外，它們也相對容易解調(diào)。矩形QAM包括4QAM，16QAM以及64QAM等，使每個星座點分別所對應的比特數(shù)量為2，4，6。采用這種調(diào)制方法的步長必須為2，如果利用MPSK調(diào)制則可傳輸任意比特數(shù)量，例如1，2，3，分別對應2PSK，4PSK以及8PSK，而且MPSK調(diào)制的另一個有點就是該調(diào)制方案是等能量調(diào)制，不會由于星座點的能量不等而為OF

25、DM系統(tǒng)帶來PAPR較大的問題。3.5 仿真在仿真中，我根據(jù)如下3.2.11程序圖，設計了在輸入不同信道比環(huán)境下， OFDM系統(tǒng)的誤碼特性。下面結(jié)合主要程序加以注釋并說明系統(tǒng)如何實現(xiàn)：初始化：子載波數(shù)為256，出入不同信噪比進行誤碼率統(tǒng)計16-QAM解調(diào)FFT去掉循環(huán)前綴加入高斯白噪聲加入循環(huán)前綴IFFT16-QAM調(diào)制產(chǎn)生隨機數(shù)開始結(jié)束 程序流程圖本程序主要使用了rand（）函數(shù)產(chǎn)生隨機數(shù)據(jù)，并且調(diào)用函數(shù)QAM16_mod(),使產(chǎn)生的數(shù)據(jù)逐一的映射到坐標系中，形成16QAM星座圖。而后調(diào)用QAM_16demod()函數(shù)，將解調(diào)后的數(shù)據(jù)重新映射到16QAM星座圖上。其中QAM16_mod()

26、函數(shù)主要程序如下：function complex=QAM16_mod(number)%16QAM星座圖映射-把輸入的數(shù)映射成對應的坐標（復數(shù)）A=-3-3*i,-3-i,-1-3*i,-1-i,-3+3*i,-3+i,-1+3*i,-1+i,3-3*i,3-i,1-3*i,1-i,3+3*i,3+i,1+3*i,1+i;complex=A(number+1);%complex為對輸入數(shù)據(jù)進行星座點映射后的坐標（復數(shù)）其中QAM_16demod()函數(shù)主要程序如下：function number,complex=QAM16_demod(c)%16QAM星座圖重映射-在星座圖上對散亂的點找最近的

27、點作為它的星座點%complex為離星座點最近的那點的坐標，即是解調(diào)后的坐標%number為解調(diào)后的OFDM數(shù)據(jù)A=-3-3*i,-3-i,-1-3*i,-1-i,-3+3*i,-3+i,-1+3*i,-1+i,3-3*i,3-i,1-3*i,1-i,3+3*i,3+i,1+3*i,1+i;for k=1:16B(k)=sqrt(real(c)-real(A(k)2+(imag(c)-imag(A(k)2);endnumber=find(B=min(B)-1;complex=A(find(B=min(B);3.3仿真及結(jié)果本次仿真采用的子載波數(shù)為256，根據(jù)輸入不同的信噪比來比較系統(tǒng)的誤碼率和

28、性能。3.3.1仿真一輸入25分貝的信噪比，仿真出的圖形如下：圖3.3-1是輸入隨機數(shù)據(jù)的星座圖，從此圖中可以看出，輸入的隨機數(shù)據(jù)已經(jīng)過了16QAM調(diào)制，調(diào)制后的數(shù)據(jù)的星座點如下圖所示。紅色的叉為星座點。圖3.3-1 16QAM星座圖圖3.3-2是輸入加入噪聲前和加入噪聲后的信號波形的比較。左右分別是信號的實部和虛部，上下分別為加入噪聲前和加入噪聲后的噪聲。從圖中我們能夠看出，信號經(jīng)過高斯白噪聲的信道，可以很清楚的看到信號的數(shù)值部分發(fā)生了變化，即產(chǎn)生了我們通常所說的失真。圖3.3-2 加入噪聲前后信號對比圖3.3-3是加入噪聲前和加入噪聲后的信號幅值和相位的比較，左側(cè)的是幅值部分，右側(cè)的是相位

29、部分。上面兩個圖是加入高斯白噪聲之前的信號，下面兩個圖是加入高斯白噪聲之后的信號。通過這個圖，我們能夠看出，信號經(jīng)過高斯白噪聲的信道，它的幅值發(fā)生了一些變化，即產(chǎn)生了我們通常所說的幅度失真。而對于相位，則變化的幅度很大，從圖中的坐標軸刻度，就能夠很明顯的看出，相位發(fā)生了嚴重的變化，產(chǎn)生了嚴重的相位失真。圖3.3-3 加入噪聲前后信號幅值和相位比較圖3.3-4是加入循環(huán)前綴前后的信號波形的比較，上邊兩圖是未加入循環(huán)前綴的信號波形，下側(cè)兩圖是加入循環(huán)前綴（加在幀前）的信號波形。從圖中可以看出，循環(huán)前綴是把幀的后部分復制到了幀前，如下圖所示。圖3.3-4 加入循環(huán)前綴前后信號波形比較圖3.3-5是接

30、收到的OFDM信號的星座圖，從圖中可以看到，經(jīng)過高斯白噪聲后，星座圖的點位置發(fā)生了變化，它們分布在經(jīng)過噪聲前的星座點周圍，分布比較混亂，如圖所示。經(jīng)過高斯白噪聲信道之前的信號星座在圖中用叉表示，經(jīng)過高斯白噪聲信道之后的信號星座在圖中用圓圈表示，很明顯，圓圈都分布在叉周圍，這是因為信號經(jīng)過含有高斯白噪聲的信道，信號發(fā)生了失真，于是星座圖也發(fā)生了變化。圖3.3-5 接收的OFDM符號星座圖解調(diào)后系統(tǒng)的誤碼率為：0.1641有以上的仿真可知，在輸入信噪比為25分貝時，輸出信號有一定的誤碼率。3.3.2仿真二輸入信道比為40分貝時。仿真圖形如下：圖3.3-6是輸入隨機數(shù)據(jù)的16QAM星座圖。紅色的叉為

31、星座點。圖3.3-6 16QAM星座圖圖3.3-7是加入噪聲前和加入噪聲后的信號波形的比較。從圖中我們能夠看出，信號經(jīng)過高斯白噪聲的信道，可以很清楚的看到信號的數(shù)值部分幾乎沒有變化，即加入噪聲對信號的影響非常小。圖3.3-7 加入噪聲前后信號對比圖3.3-8是加入噪聲前和加入噪聲后的信號幅值和相位的比較。通過這個圖，我們能夠看出，信號經(jīng)過高斯白噪聲的信道，它的幅值幾乎沒有發(fā)生變化。而對于相位，則變化的幅度很大，從圖中的坐標軸刻度，就能夠很明顯的看出，相位發(fā)生了嚴重的變化，產(chǎn)生了嚴重的相位失真。但是這并不引起信號產(chǎn)生錯誤。圖3.3-8 加入噪聲前后信號幅值和相位比較圖3.3-9是加入循環(huán)前綴前后的信號波形的比較，上邊兩圖是未加入循環(huán)前綴的信號波形，下側(cè)兩圖是加入循環(huán)前綴（加在幀前）的信號波形，左側(cè)兩圖是信號的實數(shù)