非線性控制功率因數(shù)校正技術(shù)(胡炎申)

1、文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯.歡迎下載支持.非線性控制的功率因數(shù)校正技術(shù)胡炎申 華南理工大學(xué)電力學(xué)院摘要：本文簡要回顧了電網(wǎng)中存在電流諧波失真的現(xiàn)狀，概括了各種不同方式的功率因數(shù)校正電路， 論述了使用電力電子技術(shù)實現(xiàn)有源功率因數(shù)校正的有效性。 在對比有源功率因數(shù)校正電路中各種控制方式的基礎(chǔ)上， 提出了兩種可能的非線性控制方法： 非線性電流內(nèi)環(huán)控制， 可以達到最佳的控制性能， 雖然電流內(nèi)環(huán)可能存在不穩(wěn)定性， 但具有進一步研究的實用價值； 魯棒性控制， 克服常規(guī)電流模式控制策略的局限性， 實現(xiàn)輸入電流完全跟隨電流參考信號，而不受輸入電壓、輸出負載或其他因素的影響。最后分別仿真

2、Boost 與 SEPIC電路，證明這兩種非線性方法可實現(xiàn)高功率因數(shù)與低諧波失真。1 背景介紹隨著信息科技與半導(dǎo)體技術(shù)的不斷發(fā)展，通信設(shè)備與計算機系統(tǒng)中的電源要求達到更高的功率等級、更小的體積、更高的工作效率、及更高的可靠性。作為電源系統(tǒng)前端AC/DC變換器的關(guān)鍵組成部分， 功率因數(shù)校正電路的運行可靠性、 提高網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)、 及減小網(wǎng)側(cè)諧波失真的重要目標。1.1 電網(wǎng)中的諧波由于內(nèi)部的阻抗特性，有些電氣產(chǎn)品的功率因數(shù)較低。發(fā)電廠經(jīng)由輸配電系統(tǒng)送至用戶端的市電為 220V/50Hz 的交流電，而電氣產(chǎn)品的負載阻抗有三種狀況：電阻性、電容性、和電感性， 其中只有電阻性負載會消耗功率而產(chǎn)生如光、

3、音、 或熱等能源轉(zhuǎn)換，而純電容性或電感性負載只會儲存能量，并不會造成能量的消耗。圖 1 、 圖 2、 及圖 3 分別為純電阻性、純電容性和純電感性負載加上交流電壓后的電壓、電流、及功率的電路簡圖和波形。圖 1 純電阻性負載的電路簡圖和波形圖 2 純電容性負載的電路簡圖和波形圖 3 純電感性負載的電路簡圖和波形消耗的瞬時功率為電壓和電流的乘積， 即 P V I ， 把波形圖上每一點 V 和 I 的正弦波波形相乘而得到另一個波形P,則發(fā)現(xiàn)到圖1(b)的純電阻性負載，功率P都是在正的方向上變化，而在一個周期內(nèi)電源V在電阻R上所做的功率W的P為在周期T內(nèi)和橫軸所圍繞的T面積，即 W Pdt ，由此可知

4、加在電阻性負載上的電源作有功功率。然而如果為純電容 0性或純電感性負載如圖 2(b) 和圖 3(b) ，其功率變化是在橫軸的上下來回震蕩，且每90 相T位變換一次，其所作的功W為P在周期T內(nèi)的積分，即 W Pdt 0,這是因為正相面0積和反相面積相互抵消， 可見電流作功只是正相時間給負載， 但是在反相時又把功返送回去，所作的是無功功率，因此純電容或純電感負載只儲存能量而不消耗或轉(zhuǎn)換能量。一般而言，不同的電氣產(chǎn)品其負載狀況都不一樣，其電壓和電流波形愈加復(fù)雜。以橋式整流電路為例， 幾乎所有使用到直流電壓的電氣產(chǎn)品， 其電源供應(yīng)器的最前面一般大都會使用橋式整流， 再加上一個大容量的濾波電容， 以得到

5、較為平直的直流電壓。 其電路如圖 4，各節(jié)點的波形如圖5。圖 4 橋式整流濾波電路圖 5 橋式整流濾波電路各點電壓及電流波形在沒有濾波電容C 的情況下，正弦波交流電 Va 輸入橋式整流后得到如 Vb 的波形，經(jīng)過濾波電容C的儲存電荷作用后，得到近似穩(wěn)定的直流電壓波形Vc,仔細看Vc波形上的時段A, Vc=Vb,此即表示 Vb點有電流流向 Vc點而至負載同時對電容C充電以保持電壓，故Vb 點有電流 j 流向電容及負載，同時Va 點亦有電流l 。而進入時段B， Vc 點電壓由于有電容保持之故，剛呈現(xiàn)近乎峰值電壓的準位，隨后因為負載的消耗功率而有緩慢下降的趨勢，但是此時的Vc電壓仍高于Vb,故此時段

6、Vb點的電流j=0 ,相對的Va點的電流亦1=0。由此可知， Va 點的電壓供應(yīng)，只會在 Va 為峰值的附近( 即時段 A) 時才會有電流，故電流波形為脈沖狀，并且發(fā)生嚴重畸變，產(chǎn)生大量諧波并且造成輸入端功率因數(shù)下降。二極管整流電路對電網(wǎng)產(chǎn)生了大量諧波和無功功率，其危害主要有1 ：造成供電質(zhì)量下降；影響電網(wǎng)的可靠性；造成電能利用率下降等。1 2 功率因數(shù)校正技術(shù)為了減少AC/DC變換器輸入端諧波電流造成的噪聲和對電網(wǎng)產(chǎn)生的諧波污染，以保證電網(wǎng)的供電質(zhì)量， 提高電網(wǎng)的可靠性； 同時也為了提高輸入端功率因數(shù)， 以達到節(jié)能的效果；必須限制AC/DC電路輸入端諧波電流分量。由于電力電子裝置是現(xiàn)在最主要

7、的諧波污染源，迫使電力電子領(lǐng)域的研究人員對諧波的污染問題要給出有效的解決方案。 功率因數(shù)校正電路(PFC) 的可使輸入電壓與電流波形一致、相位相同，可分為無源功因校正和有源功因校正。無源功因校正電路對于功因值的要求較不嚴格， 而使用低頻濾波電感串聯(lián)在輸入端上， 如圖6,或配合電容作 LC型或型低通濾波器，如圖7。圖 6 僅用電感濾波來改善功因值圖 7 使用 LC 與 型濾波來改善功因值對于諧波失真、功率因數(shù)要求嚴格的場合，多采用有源功率因數(shù)校正電路(APFC),其文檔來源為：從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word版本可編輯.歡迎下載支持.主要優(yōu)點是：可獲得較高的功率因數(shù)，如 0.970.99 ,甚至接近1;

8、諧波畸變率THD?。豢稍谳^寬的輸入電壓范圍（如90264Vac）和寬頻帶下工作；體積小、重量輕；輸出電壓恒定，動態(tài)響應(yīng)較快。功率因數(shù)是電路對電網(wǎng)供電質(zhì)量的一個重要指標，開關(guān)電路電路這類非線性系統(tǒng)中，定義功率因數(shù)為：有功功率 P視在功率Vin I in（1）若電網(wǎng)輸入電壓 Vi為正弦波，輸入電流為非正弦波，因而電流有效值為：iin ,ii2 i2I：（2）Ii、I2、In分別為電流基波分量、二次諧波和n次諧波電流有效值。設(shè)基波電流Ii落后Vi的相位差為 ，則有功功率和功率因數(shù)可表示為：P Vin Ii COS Vin 11 COS11 - COS Vin I inI in（4）， I1I1，一，

9、一 一，上式中， 1,此式表示基波電流相對值，稱為波形因2.2.2Iin I 1 I 2I n 數(shù)，COS稱為位移因數(shù)，即功率因數(shù)為畸變因數(shù)和位移因數(shù)的乘積。僅用功率因數(shù)并不能表征電流諧波的特性，高的功率因數(shù)比較容易得到，但0.999的功率因數(shù)仍有3%勺波形失真，功率因數(shù)為 0.95的波形其失真可能大于30%因此必須引入總諧波畸變THD一一（5）THD這樣一個指標。Ih 12 I；I2Iin .IfI h為所有諧波電流的總有效值。由以上兩式可得：I 1 Iin 1 THD2-（6）當0時II 12 Ln1 THD2有源功率因數(shù)校正的基本原理是在整流器和負載之間接入一個DC/DC開關(guān)變換器，應(yīng)用

10、電流反饋技術(shù)，使輸入端電流波形跟蹤輸入正弦電壓波形，使其接近正弦波。PFC電路的具體實現(xiàn)可以利用六類基本DC/DC變換拓撲（Buck , Boost , Buck-Boost , Cuk, SEPIC, ZETA）中的任意一種 2 。有源功率因數(shù)校正的基本思想是，通過高頻變換技術(shù)，使設(shè)備入端對電 網(wǎng)呈現(xiàn)出電阻特性3 。這樣，輸入電流的波形與輸入電壓的波形就始終能夠保持一致，只要電網(wǎng)是正弦的，輸入電流也就是正弦的，沒有諧波，沒有相位差。事實上，PFC電路是將電網(wǎng)電壓的采樣信號作為電流控制的跟蹤目標。 雖然現(xiàn)在的電網(wǎng)電壓中由于電力電子裝置的 原因， 含有較大所分的低次諧波， 不是純正弦波， 但是一

11、旦電力電子裝置的功率因數(shù)得到了 提高，諧波電流對電網(wǎng)的污染就會得到減緩甚至解除，則電網(wǎng)就會比較接近理想電壓源了。有源功率因數(shù)校正技術(shù)從上世紀80 年代中后期就開始成為電力電子研究領(lǐng)域的熱點，各國學(xué)者從電路拓撲、控制策略、建模分另J等角度進行了深入的研究?，F(xiàn)在APFC技術(shù)已經(jīng)廣泛應(yīng)用于AC/DC開關(guān)電源，交流不間斷電源 （UPS）,熒光燈電子鎮(zhèn)流器以及其他電子儀器 中 4 。上世紀 90 年代以來，有源功率因數(shù)校正技術(shù)取得了長足的發(fā)展。2. 功率因數(shù)校正的一般控制方式近年來，有關(guān)功率因數(shù)校正的控制新方法也有不少學(xué)術(shù)報道，主要是單周期控制和滑 模控制5 6。對于三相功率因數(shù)校正電路，除了運用單相P

12、FC的控制策略外，還針對三相電路的特點，逐漸發(fā)展出新的控制策略，如空間矢量控制，解耦控制， d-q 軸變換控制，模糊控制等?？臻g矢量控制（SVM）控制方法的應(yīng)用，改善了電路控制的效果，成為功率因數(shù)技術(shù) 的有力工具。PFC電路一般工作于電流斷續(xù)導(dǎo)通模式（DCM卜臨界導(dǎo)通模式（CRM）,如圖8所示，及電流連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）。常用電路架構(gòu)為定頻Boost升壓電路7,如圖9所示，優(yōu)點有：輸入電流平滑， 電磁干擾較小降低對輸入 EMI 濾波器的要求； 開關(guān)電流應(yīng)力?。?輸入電流為電 感電流， 較易實現(xiàn)電流模式控制； 直流輸出電壓高于輸入電壓峰值， 輸出電容可儲存更多能 量以提供保持時間等。 a DC

13、M/CRM PFC 電路圖 b DCM 輸入電流c CRM 輸入電流圖 8 DCM/CRM 功率因數(shù)校正電路 圖 9 Boost PFC 電路Boost 功率因數(shù)校正電路的閉環(huán)控制策略如圖 10 所示。 電流內(nèi)環(huán)用于形成輸入電流的正弦波形，輸出電壓V。與參考信號Vr的差值生成電壓誤差信號，再與輸入正弦電壓的全波整流信號 Vg( Vin )相乘，生成電流參考信號 i。檢測后的電感電流iL反 饋給電流控制器。電流控制器用于控制功率開關(guān)，使電感電流的形狀與相位與電流參考信號* 一，、一 一一 、， 一 i相同。因此，輸入電流將與輸入正弦電壓具有相同的波形與相位。另外，電壓外環(huán)用于穩(wěn)定輸出直流電壓。a

14、控制系統(tǒng)b相關(guān)波形圖10 Boost功率因數(shù)校正電路的閉環(huán)控制策略近來有許多研究用于改進電流模式控制的 Boost功率因數(shù)校正電路，其中的峰值電流 模式控制PFC如圖11所示。峰值電流模式控制相似于圖10所示的電流模式控制， 電流參考信號由全波整流的輸入正弦電壓產(chǎn)生。峰值電流模式控當占空比超過50%寸內(nèi)部存在不穩(wěn)定，同時由于不斷變化的輸入電壓這種不穩(wěn)定會變得更加復(fù)雜。并且對噪聲非常敏感，因為檢測電流的瞬態(tài)值，但輸入電流可能存在失真、使用輸入電壓檢測導(dǎo)致電路的復(fù)雜性增加、 電流內(nèi)環(huán)需要外加斜坡補償、并且電壓外環(huán)必須要使用乘法器網(wǎng)。圖11峰值電流模式控制的 PFC電路而平均電流模式 PFC電路將使

15、用一個單獨的電流誤差放大器，如圖12所示，這個誤差放大器具有兩極點、單零點、補償網(wǎng)絡(luò)，以控制電感電流及穩(wěn)定電流內(nèi)環(huán)。因此，輸入電壓 跟隨著輸入電壓波形7。相較于峰值電流模式控制，其主要的優(yōu)點是可以不再使用峰值電 流模式控制所必須使用的斜坡補償。然而，控制系統(tǒng)的復(fù)雜性卻又有增加。這樣的雙極點、 單零點的補償網(wǎng)絡(luò)難以分析與設(shè)計9,同時需要有檢測輸入電壓和電壓外環(huán)的乘法器。另外，這種控制策略近年來的研究也表明，平均電流模式控制由于輸入電壓的阻抗特性在某些情況下可能變得不穩(wěn)定10。圖12平均電流模式控制 PFC電路在這些控制策略中，通過檢測與控制 Boost變換器的電感電流，因而輸入電流跟隨輸 入正弦

16、電壓。眾多學(xué)術(shù)文獻指出的電流檢測方式，要么如平均電流模式控制檢測電感電流；要么如峰值電流模式控制網(wǎng)檢測功率開關(guān)電流，這兩種電流檢測方式各自有其限制。如果使用電感電流檢測方式，大電流輸出應(yīng)用中電流檢測電阻的功耗較大；由于功率開關(guān)管電流為脈沖波形，故可以使用電流互感器檢測電流。電流互感器檢測電流的優(yōu)點非常明顯， 那就是相較電流檢測電阻的功率較小。然而，當電網(wǎng)輸入電壓接近零時，占空比將近似為 文檔來源為：從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word版本可編輯.歡迎下載支持.而留給電流互感器磁芯復(fù)位的時間極短，因此可能引起磁芯飽和的問題。功率因數(shù)校正電路中，輸入電壓與輸入電流同為正弦波且同相位。因此，輸出電壓將包含電網(wǎng)倍

17、頻白電壓紋波11。當輸出電壓閉環(huán)時，這個紋波信號通過電壓外環(huán)傳送給電流內(nèi)環(huán)，所認輸入電流波形有可能存在失真。另外，傳統(tǒng)的Boost功率因數(shù)校正電路使用較低帶寬的電壓反饋，以降低傳送給輸入電流的電網(wǎng)倍頻紋波信號，因此導(dǎo)致動態(tài)特性較差。近年來有文獻報告一些全新的控制方法，即通過控制每個周期的開關(guān)電流以達到較高的功率因數(shù)，其中非線性載波控制12與單周期控制13現(xiàn)在已有實際應(yīng)用。相較于標準的平均電流模式控制，這些新型控制方式不再受傳統(tǒng)線性控制中電流環(huán)增益、穩(wěn)定裕度等限制，可以達到高性能的電流控制。另外這些控制方式不再需要使用乘法器與輸入電壓檢測，因而控制電路更加簡單。 然而，每種方法有其自身的限制。非

18、線性載波控制要求兩個積分器以產(chǎn)生非線性載波信號，并且積分器的參數(shù)每個周期會發(fā)生變化，這會使控制電路變得相對復(fù)雜導(dǎo)致實際設(shè)計比較困難。單周期控制主要用于峰值電流模式控制，因而可能導(dǎo)致較高的諧波電流失真，特別輕載或輸入電壓較高時更為嚴重。3.功率因數(shù)校正電路中電流內(nèi)環(huán)的新型非線性控制下面將要介紹的非線性電流控制方法克服已有非線性電流控制策略的不足，并且非常適用于數(shù)字電源中。相較于已有的控制方法，這種新型的控制方式可以達到最佳的控制性能， 適用于不同的實際應(yīng)用。3. 1新型非線性控制方法的分析與建模PFC電路電流內(nèi)環(huán)的控制目標是調(diào)制Boost電感電流，使其平均值跟隨電流參考信號的變化，且電流參考信號

19、正比于整流后的輸入電壓：1 L i ref ge vin(8)這里的ge為常數(shù)，決定于電壓外環(huán)控制器。由于開關(guān)電流is等于導(dǎo)通時間內(nèi)的 Boost電感電流八，因而電感平均電流與每個開關(guān)周期的開關(guān)電流相關(guān)：(9)1dTsdiL is 0 isdt其中d為功率開關(guān)管的占空比，由上述兩式可以得到:dTs0isdt ge vin dTs(10)等式右邊可以進行適當修改，占空比 d可更換為前饋占空比以改進電流內(nèi)環(huán)的穩(wěn)定性問題14 。dff 1由此可得:1TSdTs0isdtgeVindff(12)(11)上式定義了功率開關(guān)管的控制要求，這種新型非線性電流控制可以使輸入平均電流跟 隨參考信號。由于上式的右

20、邊部分包含前饋占空比信號，在一個開關(guān)周期內(nèi)不會發(fā)生變化，并且可以在每個開關(guān)周期的起始點進行計算，因而控制策略中僅包含一個積分器，如圖13所示。為了仿真方便，圖中的積分器可以使用一個可復(fù)位的取樣保持網(wǎng)絡(luò)代替。這種新型控制方式包含以下工作過程：由時鐘信號控制，在每個開關(guān)周期的起始點開通功率開關(guān)管；然后當功率開關(guān)管開通的時候?qū)﹂_關(guān)電流進行積分計算；最后積分器的輸出與等式右邊部分進行比較，當兩個信號開始相等時關(guān)斷功率開關(guān)管。圖13新型非線性控制方法的 Boost功率因數(shù)校正電路3. 2仿真結(jié)果為了進一步說明這種新型控制方式與評估其控制性能，一個使用這種控制策略的 Boost功率因數(shù)校正電路進行了相關(guān)仿

21、真。圖14顯示了積分器與控制信號gevin dff在電網(wǎng)頻率下的仿真結(jié)果，圖15顯示了幾個開關(guān)頻率的具體柵級驅(qū)動信號、電感電流、及比較器的兩 個輸入信號。仿真條件為電壓外環(huán)開環(huán)，并且給定電流內(nèi)環(huán)的參數(shù)ge。50Hz的輸入電流波形如圖 16所示，注意到輸入平均電流已經(jīng)跟隨正弦波輸入電壓，然而在輸入電壓過零點附近， 輸入電流會進入斷續(xù)導(dǎo)通模式且包含更大的電流紋波，進一步觀察發(fā)現(xiàn)，這些電流紋波的頻率為開關(guān)頻率的一半，說明此時電流環(huán)并不是非常穩(wěn)定。圖14電網(wǎng)頻率下仿真的比較器輸入信號圖15 Boost功率因數(shù)校正電路的輸入、電感電流圖16 Boost功率因數(shù)校正電路的輸入電壓、電流3.3進一步的優(yōu)化設(shè)

22、計以上仿真結(jié)果顯示，在輸入電壓過零附近電流內(nèi)環(huán)不太穩(wěn)定。為了分析研究這種新型非線性控制方法的穩(wěn)定性特性，必須建立電流內(nèi)環(huán)的小信號采樣數(shù)據(jù)模型，而開關(guān)變換器的 小信號建型涉及更多的建模技術(shù)，其內(nèi)容已經(jīng)超越來課程論文的范圍以外。在這里僅提出一種新的控制策略，并且指出將來可能的研究方向。由于這種新型控制 方式的優(yōu)點基本已經(jīng)顯示出來，并且一般規(guī)律已經(jīng)揭示，因而這個電流環(huán)不太穩(wěn)定的問題將留待將來作進一步分析。4.新型魯棒性控制的功率因數(shù)校正電路相比于電壓模式控制，電流模式控制具有多種優(yōu)點，如更好的輸入線路噪聲抑制能力； 多個變換器易于并聯(lián)工作；自動過流保護；快速的動態(tài)響應(yīng)等15,因此廣泛應(yīng)用各種實際場合

23、。然而，兩種常用的電流模式控制(峰值與平均電流模式控制)各自存在不同的缺點而不 能滿足實際使用要求： 峰值模式控制存在內(nèi)部不穩(wěn)定性及對噪聲較為敏感；平均電流模式控制要求雙極點、單零點的補償網(wǎng)絡(luò)而難以分析與設(shè)計。4.1等效電路建模功率因數(shù)校正電路將使用SEPIC拓撲，以實現(xiàn)輸出電壓比輸入電壓高或低。下面的新型魯棒性電流控制方法用于控制SEPIC功率因數(shù)校正電路的電感電流，以克服常規(guī)電流模式控制策略的缺點，并實現(xiàn)高功率因數(shù)與低諧波失真。這種方法能夠使用低頻平均等效電路模型來說明，如圖17所示。a電路b低頻等效電路模型圖17 SEPIC變換器上圖中，功率開關(guān)管 Q的模型為一個受控電流源，等于SEPI

24、C變換器一個開關(guān)周期內(nèi)其電流的平均值is d(iL1 iL2),這里iL1、iL2為分別為電感L1、L2的平均電流，d為占 空比；二極管的模型為一個受控電壓源，等于SEPIC變換器一個開關(guān)周期內(nèi)其電壓的平均值vd d(vin vo),這里vin、vo分別為輸入、輸出電壓。根據(jù)基爾霍夫電流定律，電感電 流的表達式為：i L1 d(iL1 i L2 ) i L2 i d(13)這里id為二極管的平均電流，因而占空比可以表示為：i L1 iL2 i ddP ：(14)i L1 i L2上式說明了工作點iL1、iL2和id下SEPIC變換器功率級所要求的占空比。因而控制電路需產(chǎn)生的占空比為:dcK(i

25、r iLi) iL2 idK(ir iLi) iL2(15)ir為參考電流信號；K為誤差放大器增益。實際電路中，控制電路的輸出信號將是SEPIC變換器功率開關(guān)管的驅(qū)動信號，故必須滿足dp dc。通過以上幾個公式，可以得到其閉環(huán)等式：i Li i L2 idi Li i L2K(ir iLi) iL2 idK(ir iLi) iL2(i6)上式可可進一步簡化為:. id .id1 i (i7)iLi iL2 K(ir iLi) iL2可由上式得到電感的平均電流表達式：K .iLi ir(i8)K i由上式可知，電感 Li的電流強制與參考電流信號成非線性正比例關(guān)系，其大小僅由電仇至節(jié)1 口巧決7E

26、。魯棒性控制SEPIC功率因數(shù)校正電路中，電流參考信號ir可由輸入電壓整流后Vg(Mn )與輸出電壓反饋環(huán)路的電壓誤差信號Ve相乘得到。如圖i8所示，輸入電流 ,也就是電感電流iLi將準確跟隨電流參考信號ir的變化。因此，變換器輸入電流口為正弦波且與輸入電壓Vin同相位，最終將得到近似為i的功因值。另外，功率因數(shù)校正電路的輸出電壓亦由傳統(tǒng)電壓反饋環(huán)所調(diào)整。等式(i5)代表了這種新型魯棒控制方法，為了得到兩個電感與二極管的平均信號，經(jīng)過電峰值流檢測后可進行二階低通濾波實現(xiàn)；等式中的除法器部分， 可以設(shè)置一個PW限產(chǎn)生器，其兩個輸入信號：一個為等式中的分子， 而另一個輸入信號為幅度與等式分子成正比

27、 的鋸齒波。圖i8魯棒性控制SEPIC功率因數(shù)校正電路4.2仿真結(jié)果對這種新型魯棒性控制 SEPIC功率因數(shù)校正電路進行相關(guān)仿真研究，結(jié)果如圖2i所示。控制系統(tǒng)中，參考電流信號ir由輸入電壓整流后 Vg( vin )與輸出電壓反饋環(huán)路的電壓誤差信號Ve相乘得到。從仿真結(jié)果來看，電感平均電流iL十分接近地跟隨參考電流信號ir文檔來源為 :從網(wǎng)絡(luò)收集整理.word 版本可編輯.歡迎下載支持的變化，PFC電路的輸入電流仆為正弦波且與輸入電壓Vin同相位。通過這種魯棒性控制策略，可得到近似為 1 的功因值。a 參考電流信號與電感電流b 輸入電壓與輸入電流圖 21 魯棒性控制 Boost 功率因數(shù)校正電

28、路的仿真波形5結(jié)論與進一步展望非線性電流內(nèi)環(huán)控制的仿真結(jié)果顯示，在輸入電壓過零附近電流內(nèi)環(huán)不太穩(wěn)定。為了分析研究這種新型非線性控制方法的穩(wěn)定性特性，必須建立電流內(nèi)環(huán)的小信號采樣數(shù)據(jù)模型，而開關(guān)變換器的小信號建型涉及更多的建模技術(shù)。并且這里僅提出一種新的控制策略，并且指出將來可能的研究方向。 由于這種新型控制方式的優(yōu)點基本已經(jīng)顯示出來， 并且一般規(guī)律已經(jīng)揭示，因而這個電流環(huán)不太穩(wěn)定的問題將留待將來作進一步分析。通過建模分析與電路仿真，顯示新型魯棒性控制 PFC 電路的輸入電流完全跟隨電流參考信號，因而輸入功率因數(shù)、電流失真完全不受輸入電壓、輸出負載、或其他因素的影響，證明了這種非線性控制策略的強

29、魯棒性。另外，文中僅建立了SEPIC 電路的平均等效模型，其實這種控制思想完全可以使用于其他不同類型的功率變換器中， 這些部分留給將來作進一步的分析與研究。6參考文獻1 Richard. Redl, Paolo Tenti, J.Daan van Wyk,“ Combating the pollution of thepower distribution system by electronic equipment ” , IEEE APEC 97, pp:42-48, 1997.2 Ching-Jung Tseng, Chern-Lin Chen, “ A novel ZVT PWMCuk

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