帶隙基準電路設計

1、 帯隙基準電路設計（東南大學集成電路學院）1. 基準電壓源概述基準電壓源(Reference Voltage)是指在模擬電路或混合信號電路中用作電壓基準的具有相對較高精度和穩(wěn)定度的參考電壓源，它是模擬和數字電路中的核心模塊之一，在DC/DC，ADC，DAC以及DRAM等集成電路設計中有廣泛的應用。它的溫度穩(wěn)定性以及抗噪性能影響著整個電路系統(tǒng)的精度和性能。模擬電路使用基準源，是為了得到與電源無關的偏置，或是為了得到與溫度無關的偏置，其性能好壞直接影響電路的性能穩(wěn)定。在CMOS技術中基準產生的設計，著重于公認的“帯隙”技術，它可以實現高電源抑制比和低溫度系數，因此成為目前各種基準電壓源電路中性能最

2、佳、應用最廣泛的電路?；贑MOS的帯隙基準電路的設計可以有多種電路結構實現。常用的包括Banba和Leung結構帶薪基準電壓源電路。在綜合考慮各方面性能需求后，本文采用的是Banba結構進行設計，該結構具有功耗低、溫度系數小、PSRR高的特點，最后使用Candence軟件進行仿真調試。2. 帯隙基準電路原理與結構1. 工作原理帶隙基準電壓源的設計原理是根據硅材料的帶隙電壓與電源電壓和溫度無關的特性，通過將兩個具有相反溫度系數的電壓進行線性組合來得到零溫度系數的電壓。用數學方法表示可以為：，且。1) .負溫度系數的實現根據雙極性晶體管的器件特性可知，雙極型晶體管的基極-發(fā)射極電壓具有負溫度系數

3、。推導如下：對于一個雙極性器件，其集電極電流，其中，約為0.026V，為飽和電流。根據集電極電流公式，得到： (2.1)為了簡化分析，假設保持不變，這樣： (2.2)根據半導體物理知識可知： (2.3)其中b為比例系數，m3/2，Eg為硅的帶隙能量，約為1.12eV。得到： (2.4)所以： (2.5)由式(2.2)和(2.5)，可以得到： (2.6)通常小于，所以和溫度負相關。從式(2.6)可知，的溫度系數本身與溫度有關，如果正溫度系數表現出一個固定的溫度系數，在恒定基準的產生電路中將會產生誤差。2).正溫度系數的實現若兩個雙極晶體管工作在不相等的電流密度下，那么它們的基極-發(fā)射極電壓差值就

4、與絕對溫度成正比。如圖2.1所示：圖 2.1 正溫度系數的產生電路 (2.7)因此可實現正溫度系數： (2.8)當T=300K時，n可以由多個雙極性晶體管并聯實現。3) .通過正溫度系數和負溫度系數的疊加可以消除整個電路的溫度系數，具體方法見下節(jié)中的基本結構。2. 基本結構利用放大器兩個輸入端的電壓相近就可以很方便得將正負溫度系數特性結合起來，如圖2.2：圖 2.2 基本帶隙電壓源產生電路這里放大器以X和Y端為輸入，驅動R1和R2電阻的上端，假設放大器為理想運放，可以使得X點和Y點穩(wěn)定在近似相等的電壓。基準電壓可以通過放大器的輸出端得到。根據對圖2.2的分析，不考慮運放的失調電壓情況下，所以得

5、到輸出電壓為： (2.9)同時得到： (2.10)根據前面的分析，如果適當的選擇n、R2和R3的值就可以使得，此時可近似認為輸出電壓與溫度無關。實際上因為的溫度系數本身與溫度有關，所以實際得到的電壓僅在預設溫度鄰近區(qū)域內才能看作與溫度無關，在其他溫度下仍有一定影響，并非完全與溫度無關。3 Banba結構的設計1.Banba結構的原理圖3.1為Banba結構的完整電路結構圖。圖 3.1 Banba 結構完整電路圖組成：第一部分為啟動電路，主要由MSA，MSB，MSC三個管子的性能來決定電路的自啟動；第二部分為放大器，采用二級Mille電路，并且從帶隙部分獲得偏置電流；第三部分為電路核心的帶隙部分

6、。Banba結構的特點：1) .在傳統(tǒng)的帶隙基準電路中（如之前介紹的基本結構），輸出電壓Vref在1.25V左右，這就限制了電源電壓在1V以下的應用，而這個結構的Vref通過兩個電流的和在電阻上的壓降來實現：一個電流與三極管的VBE成正比，另一個與VT成正比，產生的基準電流通過MOS管M3鏡像到輸出電流，再通過輸出負載電阻R4決定輸出參考電壓（在保證MOS管正常工作的范圍內），方便改變所需產生的電壓值；2) .放大器中采用Miller補償可以增加穩(wěn)定性，采用PMOS管作為差分輸入。由于放大器在電路中起的作用是保證1、2電壓的相等，對核心部分沒有影響，所以此結構仍是Banba的思想；3) .啟動

7、電路使電路節(jié)點處于簡并狀態(tài)時也可以自動進入正常工作狀態(tài)，其自啟動方法是采用一個額外的脈沖來實現的。雖然增加了元件數，卻能使制造和啟動過程簡化許多。 具體分析：為了便于分析，圖3.2是Banba結構電路的基本結構。圖 3.2 Banba 結構帶隙基準圖3.2中，假設M1，M2，M3管的寬長比相同，則有： (3.1)由于運放的作用，所以 (3.2)那么基準電壓Vref就可以得到， (3.3)與式(2.9)相比，只要調節(jié)R4/R2的比值，就可以方便的調節(jié)基準電壓的值。同時也可以推導出此時Vref的溫度系數： (3.4)2. Banba結構的參數設計2.1 帯隙部分的設計T=300K時，Is=4.3e

8、-18A，。取n=100，R3=100K， (3.5) (3.6)代入式(2.6)得到，。由式(3.4)，令，所以 (3.7) (3.8)n=100，R3=100K時，得到R2=422K。所以： (3.9)要求Vref=1.8V，則R4=633K。流過MOS管的電流為： (3.10)M1，M2，M3管的尺寸： (3.11)2.2運放的設計帶隙電路中的放大器主要作用是使兩個輸入點的電平相等，所以只要增益足夠就可以了，另外為了防止振蕩，相位裕度也要足夠，其他指標不是特別重要。圖3.3是運放的核心部分。各部分作用：MA1、MA2為第一級差分放大，MA6為第二級放大，MA5、MA7從帶隙部分偏置電流分

9、配給放大部分MOS管。Cc為密勒電容，將主次極點分離，也可增大相位裕度。圖3. 3 二級Miller補償CMOS運算放大器直流開環(huán)電壓增益： (3.12)單位增益帶寬： (3.13)根據電流的關系，確定各個MOS管的寬長比。放大器的偏置電流來自于帶隙部分的輸出電流，由式(3.10)可知，偏置部分得到的電流為2.8u，為了減小功耗，取流過MA5的電流為偏置電流2倍，即MA5的尺寸為M1兩倍，而MA7為M1尺寸的8倍以上。放大器的具體參數見表3.1，寬長比單位um。表3.1 二級運放器件參數M10.92/0.5M51.84/0.5M20.92/0.5M64/0.5M30.48/1M77.36/0.

10、5M40.48/1Cc1p3. 自啟動電路只要運放的開環(huán)增益足夠高，輸出電壓就相對獨立于電源電壓。但是，如果Vx和Vy均等于零時電路進入簡并狀態(tài)，電路將永遠無法工作，所以必須增加自啟動電路去除簡并狀態(tài)。如圖3.4所示，由三個MOS管形成開啟電路。圖3. 4 啟動電路工作原理：由于PMOS管MSA的柵極接地，所以MSA始終導通，這樣使得S點電平升高，S也是MSB管的柵極，因此MSB管導通，它的漏極（即啟動點）電平降低，這樣如果啟動點為PMOS柵極，該PMOS管就導通了，電路可以開始工作。最后還必須使MSB脫離，當電路開始正常工作時，MSC管開啟，這樣就再次使S節(jié)點電平下降，MSB管由此關斷，脫離

11、了啟動部分。由于MSA常導通，對于功耗是一種浪費，所以要使流過MSA的電流盡量小，可以設計的時候使MSA的W小于L，具體還需經過仿真來驗證。最終參數：WSA=0.22u LSA=10u; WSB=0.5u LSB=0.5u; WSC=0.5u LSC=0.5u 4 電路結構仿真和調試本節(jié)使用candence軟件，基于TSMC的0.35mm工藝對電路進行進一步的仿真和調試。電路如圖4.1所示。圖 4.1 Banba結構的電路仿真圖1. 溫度系數調整實測結果顯示，輸出電壓Vref的溫度系數在原始參數下變化很大，這是因為計算時將所有器件考慮為理想狀態(tài)，這在實際電路仿真中是不可能的，實際MOS管和晶體

12、管都有計算時難以考慮的二級效應，電容、電阻等也非理想。所以要對影響溫度系數的參數進行調整，才能達到最優(yōu)溫度系數。另外一個重要影響是運放的失調電壓，實際運放的開環(huán)增益是有限的并非無窮大，所以Vx和Vy的電壓不會完全相等。所以，在實際電路中對Banba結構進行了適當修改，使用兩級PNP管串聯。如圖3.1中，根據理論分析得到式(4.1)。 (4.1)M1管的寬長比m越大，M1管通過電流鏡得到的電流越大，失調電壓Vos的影響越小。溫度系數還和電阻R2/R3比值有關。1).先對M1管的寬長比進行掃描，結果如圖4.2。圖 4.2 M1管不同寬長比下輸出電壓隨溫度變化曲線為了更直觀的顯示最好的寬長比，根據P

13、PM計算公式(4.2) (4.2)使用cadence里面的計算工具得到圖4.3，圖4.3 M1管不同寬長比下的PPM值所以M1管的寬長比為18u/0.5u時PPM最小，為3.508ppm/。2) .對電阻R2/R3的值進行掃描。這里將R3=100K固定，R2的值變化范圍200K-300K粗掃。結果如圖4.4。圖4.4 R2值200K-300K時的輸出電壓對應的PPM值如圖4.5，圖4.5 R2值200K-300K時的PPM通過粗掃發(fā)現R2在240K-250K時的PPM最小。然后將R2掃描范圍設置在240K-250K精確掃描結果如圖4.6，圖4.6 R2值240K-250K時的輸出電壓對應的PP

14、M值如圖4.7，圖4.7 R2值240K-250K時的PPM通過精確掃描發(fā)現R2=244K時的PPM=3.508ppm/。所以，當M1管的寬長比為18u/0.5u，R2/R3=244K/100K時，電路的PPM最好。2.可工作的電壓范圍通過對電源電壓進行掃描，得到不同電源電壓情況下的輸出電壓變化情況，如圖4.8。圖4.8 Banba結構的可工作電源電壓范圍從左到右依次為100，70，40，10，-20，-50?？梢园l(fā)現溫度越低，需要的電源電壓越高。不同溫度下，輸出電壓穩(wěn)定性很高。3.電路瞬態(tài)輸出電路采用了自啟動電路的設計，可以使電路脫離簡并狀態(tài)，如圖4.9。圖4.9 輸出電壓的瞬態(tài)曲線輸出電壓

15、隨時間的波動性很小。4.PSRRPSRR為電源抑制比，用于衡量輸出電壓對于電源噪聲的抑制作用，帯隙基準電路的主要應用就是電壓的準確性，肯定要比原來的電源電壓更加精確，因此對電源的抑制比直接決定了帶隙電路性能的好壞。測量方法：在電源上加上交流電壓大小1V，測量此時的輸出電壓，其值為電源抑制比。結果如圖4.10。圖4.10 Banba電路的PSRR從圖4.10中可以得到1-1Khz：PSRR=-40dB 10Khz：PSRR=-38dB100Khz：PSRR=-23dB 1Mhz：PSRR=-5dB電路在低頻式具有很好的電源抑制比，但是高頻時不是很理想。5.工藝角仿真本文對帯隙基準電路進行了四種工

16、藝角仿真：tt，ss，fs，sf。測得的溫度系數(PPM)值如表4.1。表4.1 不同工藝角下仿真的PPM值工藝角溫度系數/ppm/tt3.508ss14.59續(xù)表4.1fs4.489sf1.698五總結本文以Banba結構為基礎，進行了適當的改進，提高了電路的PPM，使用TSMC35mm工藝，設計了一個帯隙基準電路。電路性能如表5.1。表5.1 帯隙基準電路性能電源電壓5V溫度范圍-50-100功耗1.61mW輸出電壓1.80V溫度系數3.508ppm/PSRR-40dB帯隙基準電路的整體結構比較簡單，使用的結構也是常見的方式。設計的關鍵是調節(jié)電路參數，優(yōu)化溫度系數，盡量減小PPM。另外放大

17、器和啟動電路的設計也是整個電路的關鍵部分，自啟動電路電路是以前未曾接觸過的內容。存在問題：1) .電路的電源抑制比PSRR不是很大，只有-40dB。根據參考文獻中的分析，可以達到-100dB。但是通過掃描電路參數，始終無法得到更大的電源抑制比。經過分析，可能的原因是放大器的性能限制了電源抑制比，因為設計開始時對放大器的性能考慮不夠多。2) .本文采用的Banba結構仍然屬于一階帯隙基準電路，雖然PPM已經達到性能要求，但是現在已經有二階溫度補償帯隙基準電路結構，原理是引入一股與溫度成平方關系的電流，既補償了低溫階段的基準電壓，又補償了高溫階段的基準電壓，大大提高了基準電壓源隨溫度變化的穩(wěn)定性。二階溫度補償帯隙基準電路可以很好的控制基準電壓的溫度系數，增大電源抑制比，由于時間限制沒有進