多電平逆變器簡(jiǎn)介

1、多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其控制策略的比較多電平逆變器主要有三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)：二極管箝位型、飛跨電容型和級(jí)聯(lián)型。 二極管箝位型電路需要保證直流側(cè)電容均壓， 控制困難， 實(shí)際應(yīng)用中還是三電平 電路為主，一般不超過(guò)五電平。飛跨電容型，亦稱(chēng)電容箝位型，同樣存在電容電 壓平衡控制及冗余開(kāi)關(guān)狀態(tài)優(yōu)化的問(wèn)題，實(shí)際應(yīng)用較少。級(jí)聯(lián)型多電平逆變器，又稱(chēng)鏈?zhǔn)侥孀兤鳎云胀ǖ膯蜗嗳珮颍℉橋）逆變器為基本單元，將若干個(gè)功率單元直接串聯(lián)，串聯(lián)數(shù)越多，輸出電平數(shù)也越多。 它的優(yōu)點(diǎn)是不存在電容平衡問(wèn)題， 電路可靠性提高， 易于模塊化， 適合 7 電平、 9 電平及以上的多電平應(yīng)用，是目前應(yīng)用最廣的多電平電路。缺點(diǎn)是需要多路 獨(dú)立的

2、直流電源且不易實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行。多電平逆變器的PWM控制策略可分為：在上述的多電平逆變器的 PWM控制法中，空間電壓矢量控制法適用于三 -五 電平的逆變器， 五電平以上的多電平逆變器空間電壓矢量數(shù)目較多， 控制算法復(fù) 雜，不適合用該方法。對(duì)于五電平以上的多電平逆變器，適合采用載波調(diào)制 PWM 控制法。載波層疊PWM控制法和開(kāi)關(guān)頻率優(yōu)化PWM控制法，既可用于二極管箝位型和 飛跨電容型逆變器， 也可以應(yīng)用于具有獨(dú)立直流電源的級(jí)聯(lián)型逆變器。 載波移相 PWM控制法和開(kāi)關(guān)頻率優(yōu)化pw控制法，則適合于級(jí)聯(lián)型多電平逆變器。開(kāi)關(guān)頻率優(yōu)化PWM控制法由于正弦調(diào)制波中加入了三次諧波， 因而只適用于 三相多電平逆變

3、器。對(duì)于三相具有獨(dú)立直流電源的級(jí)聯(lián)型多電平逆變器， 載波移相和開(kāi)關(guān)頻率優(yōu)化結(jié)合的PWM控制法，可提高等效開(kāi)關(guān)頻率，控制效果更好。多電平三相逆變器中， 空間矢量密集， 可供選擇的矢量模大小種類(lèi)很多， 電 壓合成更加接近正弦波， 所以多電平的空間電壓矢量法控制進(jìn)度高， 輸出電壓的 諧波含量小。但在電平數(shù)在 5 電平以上的多電平逆變器中，此時(shí)空間電壓矢量 PWMfe控制算法非常復(fù)雜。一、NPC型多電平逆變器優(yōu)點(diǎn)： 1）可根據(jù)不同的需要選擇不同的功率器件，提高功率器件的利用率； 2） 電平數(shù)越大， 輸出電壓的諧波含量就越少， 輸出電壓波形與正弦波就越接近； 3） 可直接實(shí)現(xiàn)大功率和高電壓，功率變換裝置

4、的成本降低。 缺點(diǎn)：1）每相橋臂開(kāi)關(guān)器件的工作頻率不同， 造成了各開(kāi)關(guān)器件的負(fù)荷不一致；2）對(duì)于m電平電路來(lái)說(shuō)，每個(gè)橋臂需要（m-1） （m-2）個(gè)箝位二極管，即隨著電 平數(shù)的增加，所需箝位二極管數(shù)目將快速增加，成本增加； 3）電平數(shù)越大，利 用冗余開(kāi)關(guān)狀態(tài)來(lái)平衡分壓電容的電壓平衡的控制算法就越復(fù)雜。? 二極管箝位型三電平逆變器1. 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)三電平逆變器共有 33=27 的空間電壓矢量， 3 個(gè)零矢量，獨(dú)立的空間電壓矢量有 19（ =1+1*6+2*6 ）個(gè)， 60°區(qū)域小三角形個(gè)數(shù)為 1+3=4。2. 控制策略1）開(kāi)關(guān)頻率優(yōu)化PWM控制法具體做法是在正弦調(diào)制波中加入零序分量， 或者

5、正弦波改成梯形調(diào)制波， 目 的是將正弦波的波頂壓平， 降低開(kāi)關(guān)頻率， 提高直流電壓利用率。 但這種方法只 適用于三相三線(xiàn)制逆變器。該方法可以在以下幾方面達(dá)到優(yōu)化：中點(diǎn)電壓平衡；提供直流電壓利用率； 降低開(kāi)關(guān)損耗。 實(shí)際上，這種正弦調(diào)制波加入零序諧波的方法本質(zhì)上與電壓空間 矢量PWMfe是一致的，相當(dāng)于在半開(kāi)關(guān)周期的始末端均勻分布零矢量。2）特定諧波消除PWM控制法該方法是以消除輸出電壓波形中某些特定的低次諧波為目的的一種PWM 空制法。有如下優(yōu)點(diǎn)：可降低開(kāi)關(guān)頻率，降低開(kāi)關(guān)損耗；在線(xiàn)相同開(kāi)關(guān)頻率下，可 以生成最優(yōu)的輸出電壓波形； 可以通過(guò)控制得到較高的基波電壓， 提高直流電壓 利用率。難點(diǎn)是必須

6、用牛頓迭代法解非線(xiàn)性方程組， 運(yùn)算時(shí)間長(zhǎng)，無(wú)法在線(xiàn)計(jì)算。3）三相三電平NPC型逆變器的SVPW控制策略實(shí)現(xiàn)步驟：首先確定參考矢量所在的扇區(qū)及其所在的小三角形， 確定合成參 考電壓矢量的三個(gè)基本矢量； 確定三個(gè)基本矢量的作用時(shí)間， 即每個(gè)電壓矢量對(duì) 應(yīng)的占空比（伏秒平衡） ；確定各個(gè)基本電壓矢量所對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)狀態(tài)；確定各開(kāi)關(guān) 狀態(tài)的輸出次序（七段式或者五段式）以及各相輸出電平的作用時(shí)間。4）基于60°坐標(biāo)系的三電平二極管箝位型逆變器 SVPW方法 坐標(biāo)變換采用的60°坐標(biāo)系為g-h坐標(biāo)系，取g軸與a軸重合，逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)60°為h軸，設(shè)參考矢量，坐標(biāo)系a-B到g-h坐標(biāo)系的

7、坐標(biāo)變換公式為：則坐標(biāo)系a-b-c到g-h坐標(biāo)系的坐標(biāo)變換公式為：歸一化處理后（矢量坐標(biāo)整數(shù)化），將三電平逆變器的基本矢量變換至 g-h坐標(biāo) 系，得到的變換到60°坐標(biāo)系下三電平逆變器的空間矢量圖如圖所示： 矢量分區(qū)方法扇區(qū)的確定方法：空間矢量圖可分成 6個(gè)扇區(qū)（A-F）,設(shè)參考電壓矢量在60°坐標(biāo)系中的坐標(biāo)為''。參考矢量所處的扇區(qū)的位置可以通過(guò)下表判 斷得到。小三角形的確定方法：每個(gè)扇區(qū)可分為4個(gè)小三角形，根據(jù)下表的簡(jiǎn)單計(jì)算 就可確定參考矢量所在的區(qū)域。選取處在參考矢量所在小三角形的三個(gè)頂點(diǎn)的矢 量作為合成參考矢量的基本矢量。 矢量作用時(shí)間對(duì)于一個(gè)給定的

8、參考矢量 卜晶f在60。坐標(biāo)系中運(yùn)用伏秒平衡即可求得各個(gè)基本矢量的作用時(shí)間或占空比： 輸出開(kāi)關(guān)狀態(tài)的確定設(shè)這三個(gè)基本矢量則對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)為則開(kāi)關(guān)矢量為在滿(mǎn)足- .的條件下，選擇不同的i就可以得到三個(gè)最近基本矢量歸三 Z所對(duì)應(yīng)的全部開(kāi)關(guān)狀態(tài)?；?0°坐標(biāo)系的三電平NPC逆變器SVPW方法能夠很好地實(shí)現(xiàn)三電平電 壓PWM波的輸出，其特點(diǎn)是能夠?qū)VPW算法極大簡(jiǎn)化，準(zhǔn)確地確定參考電壓矢 量落入的矢量三角形和計(jì)算各個(gè)基本矢量的作用時(shí)間。? 二極管箝位型五電平逆變器1. 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)單相二極管箝位型五電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。電路由4個(gè)等值分壓電容、8個(gè)IGBT串聯(lián)構(gòu)成的開(kāi)關(guān)器件Q-Q4, Q&#

9、39;-Q4'，12個(gè)箝位二極管組成。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 的原理是： 采用多個(gè)箝位二極管對(duì)相應(yīng)的功率器件進(jìn)行箝位， 利用多種開(kāi)關(guān)組合 來(lái)合成所需的不同電平。輸出電壓與開(kāi)關(guān)管的關(guān)系見(jiàn)下表。 可見(jiàn)，上下橋開(kāi)關(guān)狀態(tài)互補(bǔ)， 即當(dāng)開(kāi)關(guān)對(duì)的其中一只開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)， 另一只則關(guān)斷（控制脈沖相反）。該電路有4個(gè)互補(bǔ)對(duì)：（Q、Q ）、（Q、Q'）、（ Q、Q'）、（ Q、 Q4 ）。且在控制過(guò)程中， 每相電位只能向相鄰電位過(guò)渡， 不允許輸出點(diǎn)位的跳變， 這和三電平的情況是相同的。五電平逆變器共有 53 =125種電壓空間矢量 ,則有 5個(gè)零矢量， 獨(dú)立的電壓矢 量為 1+1*6+2*6+3*6+4*

10、6=61 個(gè)， 60 °區(qū)域小三角形個(gè)數(shù)為 1+3+5+7=16。鉗位二極管S1所需承受的反相電壓為Ed/4，而鉗位二極管S2所需承受的 反相電壓確為Ed/2，鉗位二極管S3所需承受的反相電壓為3Ed/4。這樣,就存在 每個(gè)鉗位二極管所需承受的反相電壓不一致的問(wèn)題。 同理，在下橋臂也存在這種 問(wèn)題。為此，需在原來(lái)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上加以改進(jìn)。如果在箝位二極管S2上串聯(lián)相同等級(jí)的二極管，則每個(gè)箝位二極管所需承受的反相電壓均為Ed/4 ;在箝位二極管S3上串聯(lián)相同等級(jí)的2個(gè)二極管，則每個(gè)箝位二極管所需承受的反相耐壓值 也均為Ed/4。對(duì)于下橋臂也采用類(lèi)似的串聯(lián)二極管的方法，從而可以解決這類(lèi)問(wèn) 題

11、。這樣，五電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)就轉(zhuǎn)變成如圖 a 所示形式。這種改進(jìn)方案仍存在一定問(wèn)題。例如 S10, S11, S6僅僅是簡(jiǎn)單的串聯(lián)，但 由于二極管開(kāi)關(guān)特性的多樣性 , 以及其參數(shù)離散性，可能導(dǎo)致串聯(lián)二極管上出現(xiàn) 過(guò)電壓，因而需要引入較大的RC緩沖網(wǎng)絡(luò)，導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)昂貴且體積龐大。為此, 把圖 a 所示的五電平逆變器電路進(jìn)一步改進(jìn)成如圖 b 所示的電路。其工作原理與 前面分析的結(jié)果類(lèi)似。2. 基于60°坐標(biāo)系的多電平二極管箝位型逆變器 SVPW方法 上圖是基于 60°坐標(biāo)系的五電平逆變器的電壓空間矢量圖，坐標(biāo)變換和扇區(qū)判 定和三電平相同，不同的是五電平的一個(gè)扇區(qū)（以 A區(qū)為

12、例）有1+3+5+7=16個(gè) 小三角形，確定參考矢量落入矢量三角形的判定方法可參見(jiàn)下表。 輸出開(kāi)關(guān)狀態(tài)的確定和三電平的類(lèi)似：設(shè)這三個(gè)基本矢量則對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)為則開(kāi)關(guān)矢量為在滿(mǎn)足'.' 的條件下，選擇不同的i就可以得到三個(gè)最近基本矢量巴=:：,所對(duì)應(yīng)的全部開(kāi)關(guān)狀態(tài)。根據(jù)這種控制方法，對(duì)五電平NPC逆變器進(jìn)行仿真，得到它的線(xiàn)電壓SVPWM 仿真波形。二、飛跨電容型多電平逆變器優(yōu)點(diǎn)：1）電平數(shù)易于擴(kuò)展，且控制方式較為靈活；2）有功和無(wú)功功率可控；3） 可利用大量的開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合的冗余，進(jìn)行電壓平衡控制。缺點(diǎn)：1）需要大量的箝位電容，m電平逆變器需要（m-1）（ m-2）/2個(gè)箝位電容，

13、 逆變器的可靠性較差；2）功率變換控制電路困難，開(kāi)關(guān)頻率和開(kāi)關(guān)損耗較高， 且對(duì)逆變器的控制算法要求較高。? 飛跨電容型三電平逆變器1.拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)? 飛跨電容型五電平逆變器1.拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖為飛跨電容型五電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。由 4個(gè)等值且電位相等的分壓電 容，8個(gè)IGBT串聯(lián)構(gòu)成的開(kāi)關(guān)器件 Q-Q4, Q' -Q4'，和6個(gè)箝位電容組成。電路 采用的是跨接在IGBT器件之間的電容代替二極管來(lái)進(jìn)行電平箝位，且各個(gè)電容 器件所承受電壓是直流側(cè)一支電容的電壓值。工作原理和二極管箝位電路相同。 輸出電壓和開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)狀態(tài)如下表。 可見(jiàn)此電路在輸出電壓合成方面，功率開(kāi)關(guān) 狀態(tài)的選擇靈活性更大。三、

14、級(jí)聯(lián)型多電平逆變器優(yōu)點(diǎn)：1）m電平的級(jí)聯(lián)型逆變器，所需獨(dú)立電源和 H橋的個(gè)數(shù)為（m-1）/2 ； 2） 和箝位型逆變器相比，當(dāng)輸出的電平數(shù)相同時(shí)，所需的元件數(shù)目最少，易于實(shí)現(xiàn) 模塊化；3）控制方法簡(jiǎn)單，每級(jí)可以單獨(dú)控制；4）損耗小，效率高，諧波含量 小，能有效減少對(duì)電網(wǎng)的污染；5）易采用軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，可以避免笨重、耗能的 阻容吸收電路；6）直流側(cè)相互獨(dú)立，可以解決電壓均衡等問(wèn)題。缺點(diǎn)：1）四象限運(yùn)行困難；2）需要多個(gè)獨(dú)立的直流電源。? 級(jí)聯(lián)型五電平逆變器1. 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)傳統(tǒng)的級(jí)聯(lián)型五電平逆變器電路如圖所示。 由兩個(gè)單相全橋逆變單元 （H 橋） 串聯(lián)而成。（2H橋：兩個(gè)兩電平半橋逆變器組成的逆變橋；

15、3H橋：兩個(gè)三電平半 橋逆變器組成的逆變橋。 ）2H橋級(jí)聯(lián)型三相五電平逆變器的拓?fù)淙鐖D所示。此電路可以接成星形，也 可以接成三角形。2H橋的數(shù)學(xué)模型級(jí)聯(lián)型逆變器主電路以2H橋作為基本單元，因此應(yīng)建立其數(shù)學(xué)模型。2H橋 單元的等效電路如圖所示。在分析其數(shù)學(xué)模型前 , 首先應(yīng)作以下假設(shè)：（ l ）直流側(cè)為一個(gè)恒定直流源，母線(xiàn)電壓恒定；（ 2）采用可以雙向?qū)ǖ娜匦椭鏖_(kāi)關(guān)器件和反并聯(lián)二極管，不考慮器件換流 過(guò)程。等效電路中的變量定義為 :Ud、id 分別為直流側(cè)電壓和電流；ul、uR分別為2H橋左、右橋臂中點(diǎn)電壓與直流側(cè)負(fù)極電壓之差，即左右橋臂的 輸出電壓；uH、iH分別為2H橋的輸出電壓與輸出電

16、流；Si、S2、S3、S4分別為四個(gè)主開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)狀態(tài),由相應(yīng)器件的控制信號(hào)決定,其 值為1時(shí)表示器件導(dǎo)通，為0時(shí)表示器件關(guān)斷。Sl、Sr分別為左、右橋臂的狀態(tài)變量，同一橋臂的兩個(gè)主開(kāi)關(guān)不能同時(shí)導(dǎo) 通，因此Sl、Sr在正常工作時(shí)只有1或0兩種狀態(tài)，表示上下橋臂不能同時(shí)導(dǎo) 通，即Si與9的控制信號(hào)反向,S3與S4的控制信號(hào)反向，開(kāi)關(guān)狀態(tài)與控制信號(hào) 的對(duì)應(yīng)關(guān)系為： 即 左右橋臂的輸出電壓分別為2H單元輸出電壓為 直流側(cè)電流為2. 控制策略1）三角載波移相PWM PSPW）控制法級(jí)聯(lián)型多電平逆變器的控制方法特別是 H 橋串聯(lián)的多電平逆變器的控制方 法，多采用三角載波移相PWM PSPW）控制方法，其

17、基本思想為：對(duì)于 m電平 逆變器，采用 m-1 個(gè)幅值和頻率相同、相位相差 360/（m-1） 的三角波與調(diào)制波進(jìn) 行比較，可以生成相對(duì)獨(dú)立的（m-1）組PWN脈沖信號(hào)，去驅(qū)動(dòng)（m-1）/2個(gè)功率單 元，利用各單元的輸出疊加形成多電平 PWM波形，波形等效開(kāi)關(guān)頻率變?yōu)樵瓉?lái)的 （m-1）倍。它與其他的PWM控制方法相比有如下優(yōu)點(diǎn)：1）在任何調(diào)制度下，輸出電壓 保持相同的開(kāi)關(guān)頻率。而其他的 PWM控制方法在調(diào)制度降低時(shí)，會(huì)出現(xiàn)部分 H 橋單元沒(méi)有PWN電壓輸出，造成輸出電壓開(kāi)關(guān)頻率的下降，輸出電壓的諧波增加。2）H橋單元間不存在輸出功率不平衡的問(wèn)題。因?yàn)樵?PSPW控制方法下，各級(jí) 之間的輸出電壓

18、的PWM波形基本一致。3）與主電路的模塊化結(jié)構(gòu)相一致，PSPWM 控制方法中針對(duì)各個(gè)H橋單元的載波和調(diào)制波也呈現(xiàn)模塊化結(jié)構(gòu)。4）對(duì)于同樣 的三角載波頻率，PSPWIM制方法的輸出電壓頻率是載波頻率的 ”倍（N為串聯(lián) H橋單元個(gè)數(shù)，載波的移相角為2 nN ）。2）載波層疊PWM控制法其基本思想為：對(duì)于m電平逆變器，每相采用m-1個(gè)具有頻率和幅值相等，呈 對(duì)稱(chēng)分布的三角波為載波 ,采用上下連續(xù)層疊的方式 ,與同一個(gè)調(diào)制波 （一般是正 弦波）進(jìn)行比較, 在采樣時(shí)刻根據(jù)三角載波與正弦調(diào)制波比較的結(jié)果去驅(qū)動(dòng)逆變 器的功率開(kāi)關(guān)：若正弦波幅值大于三角波幅值 , 對(duì)應(yīng)的功率開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通 , 否則關(guān) 斷。通過(guò)對(duì)

19、開(kāi)關(guān)器件的控制可以得到不同的輸出電平。 根據(jù)三角載波相位的不同 , 可分為同相層疊式、正負(fù)反相層疊式和交替反相層疊式三種。從消除諧波的角度來(lái)看，同相層疊PWMfe的消諧波性能最好，尤其是線(xiàn)電壓 諧波性能，交替反相層疊法相對(duì)次之 , 正負(fù)反相層疊法消諧波的效果最差。載波層疊PWMfe的優(yōu)點(diǎn)是：能大大降低輸出電壓的諧波含量，輸出特性好， 等效開(kāi)關(guān)頻率高， 輸入和輸出呈現(xiàn)線(xiàn)性關(guān)系且控制簡(jiǎn)單， 易于實(shí)現(xiàn)， 適用于任何 電平數(shù)的多電平逆變器， 可以在整個(gè)調(diào)制比變化范圍內(nèi)工作； 其缺點(diǎn)是： 調(diào)制度 較低時(shí)，基波電壓幅值小， 電壓利用率低， 且沒(méi)有很好考慮中點(diǎn)電壓的控制問(wèn)題。3）2H橋級(jí)聯(lián)型五電平逆變器的空

20、間矢量 PWM控制法m電平逆變器每一相由（m-1）/2個(gè)H橋單元組成，五電平逆變器對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān) 狀態(tài)數(shù)為 53=125，基本矢量數(shù)為 61，開(kāi)關(guān)狀態(tài)數(shù)大于基本矢量數(shù)，即存在一個(gè) 基本矢量對(duì)應(yīng)多個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)的情況： 此即多電平逆變器空間矢量的冗余特性。 空 間矢量的冗余特性使得控制更加靈活。? 七電平級(jí)聯(lián)型逆變器1. 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)1）直流電源相等的由三級(jí)2H橋串聯(lián)的七電平逆變器：2）采用直流側(cè)電源電壓不等的2H橋級(jí)聯(lián)的混合七電平逆變器：采用直流側(cè)電源電壓不等的2H橋級(jí)聯(lián)是為了在單元數(shù)相同的情況下，輸出 更多的電平數(shù)， 以達(dá)到輸出電壓波形效果越好的效果， 即輸出波形中諧波含量越 少。如果各級(jí)直流電壓等級(jí)按

21、照 1:4 來(lái)進(jìn)行設(shè)置， 則會(huì)出現(xiàn) 1 個(gè)單位電平的電壓 跳變，無(wú)法輸出連續(xù)的電平數(shù)， 因此沒(méi)有實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。 在輸出電壓不跳變的情 況下，可以分為電壓比為1:2:2 2：:2 N-1和1:3:3 2：:3n-1 （ N為每相基本單元數(shù)） 兩種情況。不同電壓比的混合單元級(jí)聯(lián)輸出電平數(shù)與使用器件數(shù)的比較如下表所 示。2. 控制策略1）基于七電平級(jí)聯(lián)型逆變器的載波層疊調(diào)制方式 載波同相調(diào)制方式（PD 載波反相調(diào)制方式（POD 載波交替反相調(diào)制方式（APOD從消除諧波的角度來(lái)看，載波同相調(diào)制方式（PD的消諧波性能最好，尤其 是消除線(xiàn)電壓波形中的諧波性能最優(yōu)，載波依次反相調(diào)制方式（ APOD次之，載

22、波反相調(diào)制方式（ POD 的效果最差。2 ）三角載波移相PWM控制法3）參考矢量移相 SVPWM法該方法的基本思想是將載波移相PW法與傳統(tǒng)兩電平空間矢量PW法結(jié)合起 來(lái)，綜合兩種調(diào)制方法的優(yōu)點(diǎn)，達(dá)到高性能的控制效果。對(duì)參考矢量移相 SVPWM 法研究的關(guān)鍵在于找出使各級(jí)單元串聯(lián)后輸出多電平的控制規(guī)律。參考矢量移相SVPW調(diào)制方法的基本原理是：將級(jí)聯(lián)的各逆變器功率單元的 參考矢量初始角進(jìn)行移相下圖為由N個(gè)兩電平逆變器單元組成的N級(jí)單元級(jí)聯(lián)三相電壓型逆變器。第一個(gè)基本功率單元的參考矢量初始角為0 =0第二個(gè)基本功率單元的參考矢量初始角為0=2 n /CN)，第N個(gè)基本功率單元的參考矢量初始角 0=

23、2 n (N1)/(kcN);其中kc為頻率調(diào)制比。級(jí)聯(lián)型多電平逆變器各基本功率單元 參考矢量初始相位角依次相差：蘭宛-乩：對(duì)于N個(gè)三相電壓型逆變器基本功率單元組成的多電平逆變器，第n個(gè)基本功率單元的初始角 0=2 n (N1)/(kcN)，這個(gè)單元在第k個(gè)采樣周期對(duì)應(yīng)參考矢量 的位置角為加與其所在的扇區(qū)m以及相對(duì)角度0的關(guān)系如下： 其中，m取值范圍為1-6，0取值范圍為0-n /3確定m與0之后，就可以確定對(duì) 應(yīng)的基本空間電壓矢量，并可以計(jì)算出基本空間電壓矢量的作用時(shí)間。上圖為一個(gè)一級(jí)2H橋級(jí)聯(lián)型三相逆變器，共有六個(gè)橋臂，可分成兩組：左 橋臂LA、LB LC和右橋臂RA RB RC對(duì)其進(jìn)行分

24、別控制可得兩個(gè)電壓矢量： 左橋臂電壓矢量和右橋臂電壓矢量。相電壓UAN、UBN、UCN合成的電壓矢量U(UAN、UBN、UCN)則為左橋臂電壓矢 量UL(ULN、ULN、ULN)與右橋臂電壓矢量 UR( URN、URN、URN)之差，即UL和UR可以由下圖所示的兩級(jí)兩電平單元級(jí)聯(lián)的三相電壓型逆變器電路生成。用第一個(gè)逆變器單元A相橋臂A1的主開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)去驅(qū)動(dòng) A相電路左橋臂LA 的主開(kāi)關(guān)；將第二個(gè)逆變器單元 A相橋臂A2的主開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)反相后去驅(qū)動(dòng)圖 中A相電路右橋臂RA的主開(kāi)關(guān)。對(duì)于B相和C相，控制方式與A相相同。這樣, 就將2H橋級(jí)聯(lián)型逆變器轉(zhuǎn)換成了傳統(tǒng)的兩電平逆變器，SVPW調(diào)制方法就能

25、直接應(yīng)用于2H橋級(jí)聯(lián)型逆變器。實(shí)際上，經(jīng)過(guò)這種方式的轉(zhuǎn)換后，這兩種結(jié)構(gòu)的 逆變器輸出的線(xiàn)電壓波形是相同的。SVPW方法可以直接應(yīng)用于一級(jí)2H橋級(jí)聯(lián)的三相逆變器電路，那么，對(duì)于N 級(jí)2H橋級(jí)聯(lián)的三相逆變器電路，則可以運(yùn)用參考矢量移相SVPW法來(lái)進(jìn)行調(diào)制。對(duì)于圖所示的N級(jí)2H橋級(jí)聯(lián)的三相逆變器電路，同級(jí)的三個(gè)2H橋采用上述 的兩電平SVPWM法進(jìn)行控制，2H橋單元的左右橋臂參考矢量的相位相差 180°。 為了使各單元輸出電壓波形不是簡(jiǎn)單的幅值疊加，應(yīng)采用參考矢量移相 SVPWM 方法，即各級(jí)之間同側(cè)橋臂的參考矢量初始相位角依次相差 n(kcN)。N級(jí)2H橋級(jí)聯(lián)的三相逆變器電路的參考矢量移

26、相 SVPWIM的原理如圖所示參考矢量移相SVPW控制算法與傳統(tǒng)兩電平SVPW算法相比，只是對(duì)參考矢 量進(jìn)行了移相，各級(jí)2H橋單元的電壓矢量在作用時(shí)間上相差 n(kcN) (kc為頻率 調(diào)制比)，參考矢量移相SVPW法在沒(méi)有增加算法的復(fù)雜度的前提下，實(shí)現(xiàn)了高 性能的控制。N級(jí)2H橋級(jí)聯(lián)的三相逆變器采用參考矢量移相 SVPW法，每一個(gè) 2H橋輸出電壓為三電平，N級(jí)級(jí)聯(lián)的相電壓輸出波形為2N+I電平，線(xiàn)電壓輸出 波形為 4N+l 電平。采用參考矢量移相SVPW控制算法的3級(jí)2H橋級(jí)聯(lián)三相七電平逆變器的仿 真波形。參考矢量移相SVPW法的直流電壓利用率比傳統(tǒng)載波移相 PW調(diào)制高15流 右，其線(xiàn)電壓諧波含量相對(duì)也比較低。4) 載波PWM控制法與參考矢量移相SVPW法的比較載波PWM控制法分為載波層疊PWM控制方法與載波移相PWM控制方法。載波 層疊PWWfe在控制過(guò)程中，基本功率