一個電壓電流轉換電路

1、由運放組成的V-I、I-V轉換電路1、 05V/010mA的V/I變換電路  圖1是由運放和阻容等元件組成的V/I變換電路，能將05V的直流電壓信號線性地轉換成010mA的電流信號，A1是比較器A3是電壓跟隨器，構成負反饋回路，輸入電壓Vi與反饋電壓Vf比較，在比較器A1的輸出端得到輸出電壓VL，V1控制運放A1的輸出電壓V2，從而改變晶體管T1的輸出電流IL而輸出電流IL又影響反饋電壓Vf，達到跟蹤輸入電壓Vi的目的。輸出電流IL的大小可通過下式計算：ILVf/(Rw+R7)，由于負反饋的作用使Vi=Vf，因此ILVi/(Rw+R7)，當Rw+R7取值為500時,可實現(xiàn)05V/01

2、0mA的V/I轉換，如果所選用器件的性能參數(shù)比較穩(wěn)定，運故A1、A2的放大倍數(shù)較大，那么這種電路的轉換精度，一般能夠達到較高的要求。 2、 010V/010mA的V/I變換電路    圖2中Vf是輸出電流IL流過電阻Rf產(chǎn)生的反饋電壓，即V1與V2兩點之間的電壓差，此信號經(jīng)電阻R3、R4加到運放A1的兩個輸入端Vp與Vn，反饋電壓Vf=V1V2，對于運放A1，有VNVp；VpV1/(R2+R3)×R2，VNV2(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，所以V1/(R2+R3)×R2V2(Vi-V2)×R4/(R1+R4

3、)，依據(jù)VfV1-V2及上式可推導出：     若式中R1R2100k，R1R4=20k，則有：Vf×R1Vi×R4，    得出：VfR4/R1×Vi1/5Vi，如果忽略流過反饋回路R3、R4的電流，則有：ILVf/RfVi/5Rf，由此可以看出當運放的開環(huán)增益足夠大時，輸出電流IL與輸入電壓Vi滿足線性關系，而且關系式中只與反饋電阻Rf的阻值有關顯然，當Rf200時，此電路能實現(xiàn)010v/010mA的V/I變換。 3、 15V/420mA的V/I變換電路  在圖3中輸入電

4、壓Vi是疊加在基準電壓VB(VB=10V)上，從運放A1的反向輸入VN端輸入的，晶體管T1、T2組成復合管，作為射極跟蹤器，起到降低DAC0832T1基極電流的作用(即忽略反饋電流I2)，使得ILI1，而運放A1滿足VNVp，如果電路圖中R1R2R，R4R5kR，則有如下表達式： 由式可推出： 若Rf62.5,k=0.25,Vi=15V，則I1420mA，而實際變換電流IL比I1小，相差I2(IL=I1-I2)，I2是一個隨輸入電壓Vi變化的變量，輸入電壓最小時(Vi=1V),誤差最大，在實際應用中，為了使誤差降到最小，一般R1，R2，Rf的阻值分別選取40.25k,40k

5、,62.5。 4、 010mA/05V的I/V變換電路    在實際應用中，對于不存在共模干擾的電流輸入信號，可以直接利用一個精密的線繞電阻，實現(xiàn)電流/電壓的變換，如圖4，若精密電阻R1Rw500,可實現(xiàn)0-10mA/0-5V的I/V變換，若精密電阻R1Rw250,可實現(xiàn)4-20mA/1-5V的I/V變換。圖中R,C組成低通濾波器，抑制高頻干擾，Rw用于調整輸出的電壓范圍，電流輸入端加一穩(wěn)壓二極管。     對于存在共模干擾的電流輸入信號，可采用隔離變壓器耦合方式，實現(xiàn)0-10mA/0-5V的I/V變換，一般變壓器

6、輸出端的負載能力較低，在實際應用中還應在輸出端接一個電壓跟隨器作為緩沖器，以提高驅動能力。5、 由運放組成的010mA/05V的I/V變換電路    在圖5中，運放A1的放大倍數(shù)為A(R1+Rf)/R1,若R1100k，Rf150k，則A2.5；若R4200，對于010mA的電流輸入信號，將在R4上產(chǎn)生02V的電壓信號，由A2.5可知，010mA的輸入電流對應05V的輸出電壓信號。     圖中電流輸入信號Ii是從運放A1的同相輸入端輸入的，因此要求選用具有較高共模抑制比的運算放大器，例如，OP-07、OP-27等。6、 420mA/05V的I/V變換電路    經(jīng)對圖6電路分析，可知流過反饋電阻Rf的電流為(Vo-VN)/Rf與VN/R1(VN-Vf)/R5相等，由此，可推出輸出電壓Vo的表達式：Vo=(1+Rf/R1+Rf/R5)×VN-(R4/R5)×Vf。由于VNVpIi×R4，上式中的VN即可用