開(kāi)關(guān)電源環(huán)路中的TL431(四)

1、開(kāi)關(guān)電源環(huán)路中的TL431作者：安森美半導(dǎo)體產(chǎn)品線應(yīng)用工程總監(jiān) Christophe Basso    來(lái)源:電子設(shè)計(jì)應(yīng)用2009年第7期 穩(wěn)定CCM 65W反激式轉(zhuǎn)換器反激式轉(zhuǎn)換器在筆記本適配器市場(chǎng)很普及，這種轉(zhuǎn)換器工作在電流模式控制，使其非常適合于低成本且堅(jiān)固的結(jié)構(gòu)。這類轉(zhuǎn)換器的典型應(yīng)用如圖1所示。其中的控制器采用了NCP1271，這一器件工作在固定頻率電流模式控制，包含眾多的實(shí)用特性，如基于定時(shí)器的短路保護(hù)、提供利于抑制電磁干擾(EMI)信號(hào)的頻率調(diào)制技術(shù)，以及工作在軟工作模式的跳周期功能，以滿足沒(méi)有可聽(tīng)噪聲時(shí)的待機(jī)能耗要求。這些轉(zhuǎn)換器通

2、常用于低電源輸入時(shí)工作在連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)以降低導(dǎo)電損耗，而在高電源輸入時(shí)自然轉(zhuǎn)換到非連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)工作。在本文的案例中，假定硬件設(shè)計(jì)已經(jīng)完成，這表示已經(jīng)選擇好變壓器初級(jí)電感Lp、變壓器匝數(shù)比N及剩余元件。TL431單獨(dú)考慮，等待選擇補(bǔ)償元件。圖1     采用NCP1271，包含頻率抖動(dòng)振蕩器的典型反激式轉(zhuǎn)換器首先要做的事情是獲取電流模式反激轉(zhuǎn)換器的控制至輸出的傳遞函數(shù)，即所謂的開(kāi)環(huán)受控體傳遞函數(shù)。有幾種方法來(lái)實(shí)現(xiàn)這個(gè)目標(biāo)：1. 解析出所考慮轉(zhuǎn)換器的小信號(hào)模式，并使用自動(dòng)化數(shù)學(xué)工具析取電源段響應(yīng)的幅度和相位。CCM電流模式轉(zhuǎn)換器的幅度等式相

3、當(dāng)復(fù)雜，如等式(1)所示。可看到等式中的不同極點(diǎn)/零點(diǎn)，以及位于開(kāi)關(guān)頻率fn一半頻率處、受品質(zhì)系數(shù)Qp影響的2個(gè)次諧波極點(diǎn)。相位也要單獨(dú)計(jì)算，確保產(chǎn)生完整的波特圖。第二個(gè)條件等式上的負(fù)號(hào)顯示fz2實(shí)際上是一個(gè)右半平面零點(diǎn)(RHPZ)。誠(chéng)然，這些公式表示單獨(dú)計(jì)算所有項(xiàng)，且需要極仔細(xì)地計(jì)算最終結(jié)果及標(biāo)波特圖。此外，它們只適用于CCM模式。如果轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換至DCM模式，這些等式就需要進(jìn)行更新，拖長(zhǎng)了本研究的時(shí)間。如果理解如何得出這些結(jié)果的技術(shù)對(duì)于聲稱掌握開(kāi)關(guān)電源環(huán)路控制的人是至關(guān)重要的，這些公式的實(shí)際應(yīng)用就局限于輕松進(jìn)行數(shù)學(xué)分析的人。2. 采用SPICE大信號(hào)或小信號(hào)平均模型。這并不防礙獲知

4、模型背后潛藏的知識(shí)，但不再需要處理枯燥的等式。SPICE模型首先自動(dòng)計(jì)算工作點(diǎn)，并標(biāo)識(shí)轉(zhuǎn)換器是工作在CCM模式或是DCM。SPICE模型然后選擇適合的等式排列，而且按下開(kāi)始按鈕，1秒鐘內(nèi)就可以獲得交流仿真結(jié)果圖。3. 還可采用自動(dòng)化軟件。安森美半導(dǎo)體已發(fā)布自動(dòng)化電子表格，可處理所有這些細(xì)節(jié)問(wèn)題：計(jì)算Lp、N、輸入電壓等的元件值，只要按下更新按鈕，一切都幫您完成。后文可看到具體的工作過(guò)程。4. 最后一種選擇是構(gòu)建原型，及嘗試借使用網(wǎng)絡(luò)分析儀解析電源段的交流響應(yīng)。當(dāng)測(cè)試的電源環(huán)路已經(jīng)穩(wěn)定及想借基準(zhǔn)測(cè)量來(lái)確認(rèn)計(jì)算時(shí)，操作相當(dāng)簡(jiǎn)單。在電源未穩(wěn)定或很不穩(wěn)定的情況下，這任務(wù)很復(fù)雜，可能

5、讓人懊惱。相反，如果結(jié)合選擇4及上述一種方法，就能確保在最短的時(shí)間內(nèi)構(gòu)建堅(jiān)固且穩(wěn)定的原型。圖2     NCP1271控制器的內(nèi)部功能框圖顯示最大峰值電流精確鉗位至1V±5%在進(jìn)行平均仿真之前，有必要研究這個(gè)控制器的內(nèi)部架構(gòu)。典型NCP1271的功能框圖如圖2所示，其中電流感測(cè)比較器接收其反相輸入上的分路反饋信息，以及其同相輸入上的電流感測(cè)信號(hào)。反饋電壓經(jīng)過(guò)除以3的操作后，在光耦合器集電極提供適當(dāng)?shù)膭?dòng)態(tài)范圍。CS引腳上讀取的初級(jí)電流持續(xù)與反饋信號(hào)進(jìn)行比較。在出現(xiàn)環(huán)路開(kāi)路反饋、輸出軌短路等故障情況下，這一電流安全鉗位至精確的1V電平。180ns的前沿消隱(

6、LEB)電路凈化電流感測(cè)信號(hào)，消除雜散元件或二極管trr等可能容易滋生的所有寄生振蕩。在采用CCM模式工作的電流模式控制轉(zhuǎn)換器中，斜坡補(bǔ)償技術(shù)很有用，可用于調(diào)制一半開(kāi)關(guān)頻率處的極點(diǎn)。出于這個(gè)目的，可憑借與電流感測(cè)引腳串聯(lián)的電阻Rramp，簡(jiǎn)化這類斜坡的應(yīng)用?？烧{(diào)整這一電阻，使電阻值為期望的值，同時(shí)這一電阻的放置必須緊鄰控制器，而從CS引腳至地的小型100pF電容能幫助整個(gè)電源進(jìn)一步加強(qiáng)抗擾度。圖3     使用自動(dòng)切換平均模型的CCM電流模式轉(zhuǎn)換器的小信號(hào)表征。小信號(hào)表征理解了內(nèi)部架構(gòu)，下面就來(lái)掌握交流仿真示意圖。圖3所示為電源段及基于TL431的補(bǔ)償器

7、。針對(duì)電流模式控制選擇了專門的平均模型。參考文獻(xiàn)1中詳細(xì)描述了這支電路。它支持CCM/DCM工作條件，并在這兩種工作條件間自動(dòng)切換。這個(gè)電路由于其專門架構(gòu)，能工作在直流、瞬態(tài)及交流，而在這些條件下都可精確預(yù)測(cè)次諧波振蕩。在除以3電路及其相關(guān)的1V鉗位組合至內(nèi)嵌式的等式中，將漂移鉗位至低于1V，同時(shí)將反饋電壓除以3。這一等式對(duì)應(yīng)的電路如圖3所示，基于B1模擬行為模型電壓源，采用INTUSOFT的IsSpice語(yǔ)法。如果采用Cadence的PSpice工具，等式如下：E1 8 0 Value = IF ( V(err/3)>1,1,V(err/3) ) 圖3的示意圖中反映了直流工作電平。在任

8、何仿真開(kāi)始前，仿真器計(jì)算這些偏置點(diǎn)。當(dāng)使用平均模型時(shí)，要檢查這些偏置點(diǎn)是否符合期望。在本文案例中，輸出電壓是19V，計(jì)算出占空比為56.2%，這看上去是對(duì)的。0.33W的感測(cè)電阻上的峰值電流設(shè)定點(diǎn)為568mV，顯示峰值電流為1.7A。既然平均模型給出正確的直流點(diǎn)，可期望H(s)=Vout(s)/VFB(s)具有正確的交流響應(yīng)，其中VFB(s)表示控制器反饋引腳上的電壓。標(biāo)圖如圖4所示，顯示了一半開(kāi)關(guān)頻率時(shí)的次諧波峰值。圖4     電源段交流響應(yīng)顯示一半開(kāi)關(guān)頻率時(shí)次諧波達(dá)到峰值，暗示要注入外部斜坡來(lái)抑制這些次諧波極點(diǎn)。這一次諧波尖峰能注入諧波補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)快速

9、抑制。最快的方式是計(jì)算初級(jí)電感的衰減斜坡，將其50%注入模型，并最終注入控制器中。完整公式如下所示，其中涉及到輸出電壓Vout、初級(jí)電感Lp、輸出二極管正向壓降Vf、感測(cè)電阻Rsense及變壓器匝數(shù)比N：在1kHz帶寬時(shí)補(bǔ)償轉(zhuǎn)換器在圖4中可以看到1kHz帶寬時(shí)-10.4dB的衰減。因此，必須定制補(bǔ)償器傳遞函數(shù)G(s)，在1kHz時(shí)提供+10.4dB的增益。然后，必須提供某種程度的相位提升，從而在環(huán)路關(guān)閉時(shí)提供足夠的相位余量。相位余量的選擇取決于眾多標(biāo)準(zhǔn)，其中包括恢復(fù)時(shí)間及元件差量。為確保相位余量不低于45的限制，可爭(zhēng)取60的相位余量。為獲得這種程度的余量，需要放置極點(diǎn)和零點(diǎn)，使補(bǔ)償器在接近1k

10、Hz的區(qū)域提升相位。需要提供多少的相位提升才能達(dá)到60的相位余量？參考文獻(xiàn)1提供了一個(gè)簡(jiǎn)單的公式，累加補(bǔ)償環(huán)路中出現(xiàn)的相位旋轉(zhuǎn)，并計(jì)算超出-360限制外所需要的相位提升：在受控體傳遞函數(shù)H(s)中，可看到輸出電容等效串聯(lián)電阻(ESR)的影響，ESR可抵制低頻極點(diǎn)并改善相位。為迫使增益沿著頻率軸的前進(jìn)而下降，通常需要在恰好出現(xiàn)ESR零點(diǎn)的位置放置一個(gè)極點(diǎn)：有了一個(gè)位于1.2kHz帶寬的極點(diǎn)，實(shí)際上還要在這個(gè)帶寬放置零點(diǎn)以獲得24的相位提升。極點(diǎn)與零點(diǎn)相隔得越近，獲得的相位提升就越少。當(dāng)然，當(dāng)它們一致時(shí)，相位提升就為零，而最后獲得的是一個(gè)純粹的積分器。積分器，也稱作1類補(bǔ)償器，只適合于不需要相位提

11、升的情況。例如，如果電源段在交越頻率處擁有低于45的相位旋轉(zhuǎn)，那么1類補(bǔ)償器就能完成補(bǔ)償工作。在本文案例中，由于需要少許的相位提升，需要具有極點(diǎn)和零點(diǎn)的補(bǔ)償電路。它遵從下面的傳遞函數(shù)等式：濾波器導(dǎo)致的相位旋轉(zhuǎn)是分子幅角與分母幅角的簡(jiǎn)單相減：假定交越頻率為1kHz、極點(diǎn)位置在1.2kHz及期望的相位提升為24，現(xiàn)在從下面的等式就可解出零點(diǎn)位置：知道了在何處放置極點(diǎn)及零點(diǎn)，下面就轉(zhuǎn)向TL431網(wǎng)絡(luò)的實(shí)際應(yīng)用問(wèn)題。圖5      采用TL431的2類補(bǔ)償器結(jié)合了原極點(diǎn)、零點(diǎn)及高頻極點(diǎn)在2類補(bǔ)償器網(wǎng)絡(luò)中使用TL4312類補(bǔ)償器如圖5所示。電路使用光耦合

12、器來(lái)將隔離的次級(jí)端信息傳遞至初級(jí)端控制器。光耦合器需要進(jìn)行特性表征，從而找出其極點(diǎn)所處的位置。在本文案例中，選擇SFH615光耦合器，器件工作在350µA集電極電流(4.8V VDD及16.7kW|75.3kW的等效上拉電阻)下，顯示出約在4kHz處的等效極點(diǎn)。因此，它的等效射極-集電極電容為：必須放置1個(gè)零點(diǎn)在492Hz處，并放置1個(gè)極點(diǎn)在1.2kHz處。決定零點(diǎn)及極點(diǎn)定義的等式如下所示。它們涉及到將Vout帶至TL431的上部電阻Rupper，以及等效上拉電阻Rpullup：Cpole是由C2結(jié)合Copto組成的，當(dāng)Copto為2.9nF, 就簡(jiǎn)單得出C2為：最后，LED串聯(lián)電阻

13、表征出在選定的1kHz頻率處交越所需的中頻帶增益。對(duì)于配置在2類補(bǔ)償器的TL431而言，中頻帶增益定義為：額外電阻Rbias確保TL431中有一定的電流。采用1kW的阻值使得這可調(diào)節(jié)參考根據(jù)數(shù)據(jù)表建議來(lái)工作，而數(shù)據(jù)表中標(biāo)明了最小偏置電流為1mA。由于LED電阻上的額外偏置，得確保等式(13)提供符合TL431最低偏置電壓條件(VTL431,min>> 2.5V)的結(jié)果?？芍赋鯨ED電阻必須保持在一定值之下，以滿足這個(gè)要求：在本文案例中，有足夠的余量來(lái)確保TL431在所有工作條件下都有足夠的電壓。在低輸出電壓案例下情況實(shí)際上惡化了：幾乎不得不采用1類配置，其中LED電阻完全根據(jù)偏置考

14、慮因素來(lái)計(jì)算。從圖3左側(cè)可以看到，所有這些計(jì)算都已經(jīng)自動(dòng)化，這要?dú)w功于INTOSOFT的SpiceNet的宏可能性。Cadence的OrCAD工具也具有這個(gè)特性，幫助快速試驗(yàn)不同的極點(diǎn)/零點(diǎn)組合。一旦環(huán)路實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償，就能檢查低及高電源輸入時(shí)的最終傳遞函數(shù)，確保相位余量仍然存在。這在圖6中得到了確認(rèn)。圖6       一旦補(bǔ)償了環(huán)路，轉(zhuǎn)換器就呈現(xiàn)1kHz交越頻率及適宜的相位余量新的自動(dòng)化工具如前文所見(jiàn)，補(bǔ)償反激轉(zhuǎn)換器需要有起碼的控制環(huán)路理論知識(shí)。當(dāng)然，也可以采用實(shí)驗(yàn)方法，嘗試采用不同的電阻及電容值，直到階躍響應(yīng)的效果不錯(cuò)。但如果沒(méi)有時(shí)間來(lái)

15、求解方程式，為什么不轉(zhuǎn)用能完成所有數(shù)學(xué)計(jì)算工作的自動(dòng)化工具呢？這就恰好是當(dāng)初開(kāi)發(fā)基于Excel的電子表格時(shí)的想法，這種電子表格有多個(gè)單獨(dú)標(biāo)簽頁(yè)，從元件值到最終的物料單等。只需在轉(zhuǎn)換器區(qū)域輸入各元件值，然后點(diǎn)擊“OK”按鈕，就會(huì)看到電源段響應(yīng)，如圖7(右側(cè))所示，確認(rèn)了諧波尖峰及CCM工作。占空比為55%，直流時(shí)增益變平至19.6dB，如在圖4中所見(jiàn)。圖7      左側(cè)開(kāi)啟的屏幕輸入已經(jīng)計(jì)算出的各元件值。一旦點(diǎn)擊“OK”按鈕，電源段標(biāo)簽頁(yè)就會(huì)出現(xiàn)，展示出電耗段交流響應(yīng)(見(jiàn)圖右側(cè))。圖8    下一步是計(jì)算所需要的斜

16、坡補(bǔ)償量及其對(duì)電源段響應(yīng)的影響。然后光耦合器標(biāo)簽頁(yè)就會(huì)出現(xiàn)，提示輸入所測(cè)得的極點(diǎn)。這一軟件會(huì)選擇恰當(dāng)量的補(bǔ)償斜坡(見(jiàn)圖8)來(lái)抑制次諧波極點(diǎn)。這里使用的方法不同于等式(3)中使用的方法。電子表格計(jì)算出等效品質(zhì)系數(shù)Qp，并核對(duì)需要多少斜坡補(bǔ)償來(lái)將品質(zhì)系數(shù)降至低于1。理論上，它降低了由等式(3)導(dǎo)致的過(guò)補(bǔ)償風(fēng)險(xiǎn)，因?yàn)榈仁?3)中考慮了達(dá)100%的占空比漂移。然后，用戶需要輸入光耦合器的特性值，其中包含電流傳遞比(CTR)和根據(jù)上拉或下拉電阻決定的極點(diǎn)。在給定示例中，CTR為30%，其中所見(jiàn)到的極點(diǎn)在4kHz處。圖9    左圖針對(duì)60相位余量建議的補(bǔ)償器顯示出25的相位提升，非常

17、接近于計(jì)算過(guò)的值。一旦補(bǔ)償了環(huán)路，最終的相位余量就會(huì)符合最初的期望(見(jiàn)右圖)如圖9所示，2類補(bǔ)償器在635Hz頻率處放置零點(diǎn)，并在1.5kHz頻率處放置極點(diǎn)(見(jiàn)圖左側(cè))，提供所需的25相位提升。軟件應(yīng)用k因數(shù)技術(shù)，這一技術(shù)根據(jù)所選極點(diǎn)和零點(diǎn)頻率的幾何平均值設(shè)置交越頻率。最后，如圖9右側(cè)所確認(rèn)的，環(huán)路增益顯示出臨近1kHz處的交越點(diǎn)，并具有足夠的相位余量。右上角的按鈕能改變工作點(diǎn)，特別是輸入電壓和輸出電流。按下“更新”按鈕時(shí)，軟件將重新計(jì)算電源特性，保持補(bǔ)償器參數(shù)不變。然后它顯示環(huán)路增益，展現(xiàn)所要求的改變。然后就能夠快速地檢查電源是否保持穩(wěn)定，如當(dāng)電源從CCM轉(zhuǎn)換至DCM時(shí)。輸出電容ESR和光耦合器CTR也是能夠掃描出來(lái)的參數(shù)。圖10     軟件最后顯示出TL431配置及其相關(guān)的元件(左圖)。它還教設(shè)計(jì)者如何例常地或使用NCP1271內(nèi)部電路來(lái)應(yīng)用斜坡補(bǔ)償(右圖)最后，圖10所示為TL431示圖及其所有計(jì)算出的值。圖的右側(cè)顯示了實(shí)際應(yīng)用的斜坡補(bǔ)償方法。由于選擇了NCP1271，在感測(cè)元件到電流感測(cè)引腳間插入1個(gè)電阻便可實(shí)時(shí)完成這項(xiàng)工作。如前面所強(qiáng)調(diào)的，最后連接這個(gè)電阻及1個(gè)100pF的電容來(lái)接地，從而改善電流感測(cè)引腳的抗擾度。這兩個(gè)元件都將位于緊鄰控制器引腳的地方。本文已經(jīng)做過(guò)幾個(gè)實(shí)驗(yàn)來(lái)檢查電子表格中采