單載波頻域均衡技術(shù)分析教學(xué)內(nèi)容

1、精品文檔二單載波頻域均衡技術(shù)2.1單載波頻域均衡系統(tǒng)簡(jiǎn)介在對(duì)抗多徑衰落信道方面，基本的傳輸技術(shù)可以分為多載波和單載波兩大類。在多載波傳輸技術(shù)中，最具代表性的是OFDM技術(shù)，它通過IFFT變換將原始的數(shù)據(jù)符號(hào)調(diào)制到正交的子載波上；在單載波傳輸技術(shù)中，需要在接收端采用均衡器來補(bǔ)償碼問用擾，均衡可以采用傳統(tǒng)的時(shí)域?yàn)V波器，也可以在頻域進(jìn)行，相應(yīng)的系統(tǒng)分別成為單載波時(shí)域均衡系統(tǒng)(SCTDE)和單載波頻域均衡系統(tǒng)(SC-FDE)o單載波頻域均衡系統(tǒng)結(jié)合了OFDM系統(tǒng)和單載波時(shí)域均衡系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)，在復(fù)雜度和性能的折衷方面優(yōu)于后兩者。單載波頻域均衡系統(tǒng)框圖如圖15所示。d(nt數(shù)據(jù)調(diào)制x(n)*數(shù)據(jù)分塊加循環(huán)前

2、綴s(n)一*多徑信道c?(n)ix(n)1泄n)|Y(n)iy(n)去循環(huán)l|將短八.r(n)jv(n)數(shù)據(jù)解調(diào)IFFT均衡*FFT知數(shù)據(jù)分塊卜勺尸圖15單載波頻域系統(tǒng)框圖在發(fā)射端，信源產(chǎn)生的比特流d(n)經(jīng)過調(diào)制得到符號(hào)序列x(n)后，首先經(jīng)過分塊操作成長(zhǎng)度為N的數(shù)據(jù)塊x0(n),x1(n),x2(n),.,xN(n),其中xk(n)=x(Nn+k),0kN-1(67)將每個(gè)快的最后Ng個(gè)符號(hào)拷貝到塊首作為循環(huán)前綴，得到長(zhǎng)度為Nb=N+Ng的數(shù)據(jù)塊，構(gòu)成發(fā)射符號(hào)序列s(n)，通過多徑衰落信道h(n)和噪聲方差的awgn信道v(n)到達(dá)接收端。在接收端，接收到的信號(hào)r(n)分成長(zhǎng)度為Nb的數(shù)

3、據(jù)塊r0(n),Wn),.,rN=(n),其中rk(n)=r(Nbn+k),0kd維矢量，將(72),(73)式代入(74)式有，Y(i)=FHx(i)+FV=AFx+FV(75)def令X(i)=Fx(i)x(iN),X(iN+1),，X(iN+N-1)T(76)為第i個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)矢量經(jīng)過N點(diǎn)FFT變換后得到的N父1維頻域矢量。defV=FV=V0,V1,VnT(77)為噪聲矢量的N點(diǎn)FFT變換后得到的NR維頻域矢量，(75)式可以改寫為Yk(n)=HkXk(n)Vk,0kN-1YNjn)(78)式可以用圖2描述如下圖2SC-FDE接收端頻域并行處理模型可以看到，多徑頻率選擇性衰落信道轉(zhuǎn)化為頻

4、域的N個(gè)并行子信道，每個(gè)子信道僅由包括一個(gè)乘性抽頭系數(shù)Hk和一個(gè)加性白噪聲V1可以使用簡(jiǎn)單的N階頻域線性均衡器來實(shí)現(xiàn)均衡操作，包括迫零均衡器和MMSE均衡器，這些將在下一小節(jié)中詳細(xì)描述。除了簡(jiǎn)單的線性均衡外，也可以采用更復(fù)雜的判決反饋均衡來實(shí)現(xiàn)頻域均衡?？梢圆捎煤?jiǎn)單的前向線性均衡器對(duì)經(jīng)過FFT變換和刪除CP后的頻域接收矢量進(jìn)行均衡，可以用下式表示：文(n)=W(n)Y(n),0nN-1(79)其中W=W(0),W，W(N-1)T為均衡器系數(shù)矢量。(80)(81)1迫零均衡命：WZF(l),l=0,1,，N-1HiMMSE均衡器：設(shè)噪聲方差為E(Vn2)=仃2,令e(n)=及-x(n),有N二N

5、NN4E(en|2)=-ZZHiiHi2*6(li-l2)+ci26(li-l2)-ReZWH+2N111012mNi.02 N1Nd二一Wil2+ZWiHi-12NimN口1，i=0其中“i)=0,i=0令若肛得到MMSE均衡器:(82)HiWmmseQ)=2J-，i=0,1，N-1Hi十仃21.2.2 單載波頻域均衡與OFDM比較單載波頻域均衡與OFDM的共同之處在于：1)都是基于分塊傳輸?shù)募夹g(shù)，都采用循環(huán)前綴來消除舊I;2)都采用FFT/IFFT運(yùn)算；第一點(diǎn)使得在每個(gè)數(shù)據(jù)塊的處理時(shí)間內(nèi)，數(shù)據(jù)矢量具有周期性，這樣信號(hào)矢量與信道矢量的線性卷積等同于圓周卷積，也就是信道傳輸矩陣呈現(xiàn)循環(huán)特性。第

6、二點(diǎn)保證了信號(hào)處理復(fù)雜度的降低，同時(shí)由于頻域信道矩陣呈現(xiàn)簡(jiǎn)單的對(duì)角特性，OFDM的信道均衡和單載波頻域線性均衡系統(tǒng)的均衡處理都是基于數(shù)據(jù)塊的簡(jiǎn)單乘法，不需要復(fù)雜的非對(duì)角陣求逆操作，因此二者在復(fù)雜度上大大優(yōu)于傳統(tǒng)的單載波時(shí)域均衡系統(tǒng)。OFDM系統(tǒng)與單載波頻域線性均衡系統(tǒng)的主要差別在于IFFT模塊的位置和作用：在OFDM系統(tǒng)中IFFT模塊位于發(fā)射端，作用是將數(shù)據(jù)復(fù)用到并行的子載波上。而在單載波頻域均衡系統(tǒng)中，IFFT模塊位于接收端，作用是將經(jīng)過均衡的信號(hào)變換回時(shí)域。對(duì)于相同的FFT長(zhǎng)度，二者的信號(hào)處理復(fù)雜度相同。在抗頻率選擇性衰落的機(jī)理上，OFDM是發(fā)端并行傳輸，收端并行處理，降低符號(hào)速率降低從而

7、減小了相對(duì)時(shí)延擴(kuò)展，適合于多徑時(shí)延擴(kuò)展很嚴(yán)重的頻率選擇性衰落信道；單載波頻域均衡系統(tǒng)是發(fā)端串行傳輸，收端并行處理，發(fā)射的符號(hào)速率并沒有降低，沒有改變相對(duì)時(shí)延擴(kuò)展，適合于多徑時(shí)延擴(kuò)展不是很嚴(yán)重的信道。單載波頻域均衡系統(tǒng)通過增加均衡器階數(shù)來補(bǔ)償由于頻率選擇性衰落造成的ISI,但是這種均衡器的復(fù)雜度并不像傳統(tǒng)的時(shí)域均衡器那樣隨著時(shí)延擴(kuò)展的增加而線性上升，由于巧妙利用了信道矩陣在頻域呈現(xiàn)的對(duì)角特性以及FFT的快速算法，頻域線性均衡器的復(fù)雜度隨著時(shí)延擴(kuò)展的增加僅僅以對(duì)數(shù)律增加。1.2.3 單載波頻域均衡與OFDM的峰均比對(duì)比與OFDM系統(tǒng)相比，單載波頻域均衡系統(tǒng)由于不存在多個(gè)載波，因此大大優(yōu)于多個(gè)獨(dú)立子

8、載波疊加的OFDM系統(tǒng)。下面給出OFDM系統(tǒng)和單載波頻域均衡系統(tǒng)的峰均比推導(dǎo)結(jié)果。設(shè)數(shù)據(jù)符號(hào)x(n)的調(diào)制星座圖集合為A,定義數(shù)據(jù)符號(hào)的最大幅度：Anax=maxR3網(wǎng)(83)每符號(hào)平均能量仃x2=(Amax)網(wǎng)2(84)：=AOFDM系統(tǒng)的峰均比PARofdm和單載波系統(tǒng)的峰均比PARsc分別由式(85)和(86)給出：2PARofdm=2ax(85)CJPARSc=(NNg)心N二x2(86)對(duì)于PSK調(diào)制方式，有Amax=1,仃x2=1,因而PARofdm=N(87)NNgPARsc=(88)對(duì)于M階QAM調(diào)制方式，有Amax=(JM-1)/J2,Qx2=2(M-1)/3,因而PARof

9、dm=N,總之，無論任何調(diào)制方式，都有N2PAFOfdmPARsc：NPARscNNg(89)表1給出了相應(yīng)的峰均比結(jié)果對(duì)比，其中N=64,Ng=16。調(diào)制方式Amax仃2xPARofdmPARscPARofdm/PARscPSK1118.06dB0.97dB17.09dB16QAM3五1020.61dB3.52dB17.09dB64QAM7V24221.74dB4.65dB17.09dB表1峰均比對(duì)比結(jié)果可以看到，即使在PSK調(diào)制方式下，OFDM系統(tǒng)的峰均比仍然達(dá)到18dB,而單載波系統(tǒng)僅僅在1dB左右；在16QAM調(diào)制方式下，OFDM的峰均比更是超過20dB,而單載波系統(tǒng)僅僅在3.5dB左

10、右。單載波頻域均衡系統(tǒng)的峰均比相比OFDM系統(tǒng)有極大的改善。1.2.4單載波頻域均衡與OFDM對(duì)載波頻偏和相位噪聲的敏感度對(duì)比單載波頻域均衡系統(tǒng)對(duì)于相位噪聲和載波頻偏的敏感度也低于OFDM系統(tǒng)。這是由于在OFDM系統(tǒng)中，相位噪聲和載波頻偏的影響有兩個(gè)效果：第一，破壞了各個(gè)子載波之間的正交性，從而產(chǎn)生子載波間干擾ICI,第二，作為乘性干擾降低了信號(hào)的幅度。而在單載波系統(tǒng)中，相位噪聲和載波頻偏只是作為一種乘性噪聲存在，并不產(chǎn)生符號(hào)間干擾。比較二者對(duì)相位噪聲、載波頻偏的敏感度。在存在載波頻偏和相位噪聲的情況下，信噪比定義為：(90)SNR-0N0VEs其中，K是由于載波頻偏和相位噪聲引入的干擾項(xiàng)。由

11、于載波頻偏引起的信噪比的損失量定義為:D _10lg( SNR) u-10lg-s/N。-E：1+且N0 J二一mg E；+i0ig(i +vm No(91)其中，上式中第一項(xiàng)表示載波頻偏和相位噪聲相當(dāng)于一種乘性噪聲導(dǎo)致信號(hào)幅度的降低，第二項(xiàng)表示由于額外的噪聲項(xiàng)和ICI的綜合效果。對(duì)于OFDM系統(tǒng)合單載波系統(tǒng)，由于載波頻偏引起的信噪比損失分別為:OFDM DCFO103ln10 、fs5 sNo(92)DSC . 10DcfO 一3ln102fs(93)其中，Af為載波頻偏，fs為符號(hào)速率，fo/fs定義為相對(duì)頻偏。由式（92）和 （93）可以看到，由于載波頻偏引起的信噪比損失電平值均與相對(duì)頻

12、偏的平方成正比。對(duì)于OFDM系統(tǒng)，信噪比損失還與N2及且成正比。OFDM系統(tǒng)的信噪比損失dB值是單載波系統(tǒng)的N-Es倍。因此，OFDM系統(tǒng)對(duì)N0載波頻偏很敏感。卜面討論相位噪聲的影響，相位噪聲Wt）通常建模為Wiener過程,E(t)=0(94)E（t+t0）e（t0）=411Pt（95）其中,PHz為載波發(fā)生器的Lorentzian功率譜密度的單邊3dB帶寬。OFDMPN10 11 14nNP、Esln1G60 i fs Rdpnc10 1ln10 604kP怕fs JNo由式（96）和（97）可以看到，由于相位噪聲引起的信噪比損失電平值均與(96)(97)P和對(duì)于OFDM系統(tǒng)和單載波系統(tǒng)，

13、由于相位噪聲引起的損失分別為:4成正比。對(duì)于OFDM系統(tǒng)，信噪比損失還與N成正比。OFDM系統(tǒng)的信噪No比損失的dB值是單載波系統(tǒng)的11N倍。從以上的討論可以看到，無論是載波頻偏的影響還是相位噪聲的影響，OFDM系統(tǒng)的敏感度都大大高于單載波系統(tǒng)。反映在實(shí)際系統(tǒng)中，單載波系統(tǒng)對(duì)于同步精度的要求遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于OFDM系統(tǒng)。這是由于在OFDM系統(tǒng)中，（91）式中的第二項(xiàng)包含Vo的部分起主導(dǎo)作用，也就是產(chǎn)生嚴(yán)重的ICI,而在單載波系統(tǒng)中，Vo=0,相位噪聲和載波頻偏只是作為一種乘性噪聲存在，并不產(chǎn)生符號(hào)問干擾，因此信噪比損失遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于OFDM系統(tǒng)?？偨Y(jié)：歸納起來，單載波頻域均衡技術(shù)具有以下優(yōu)點(diǎn)：1)峰均比低，因此不需要采用昂貴的線性放大器；2) 對(duì)載波頻偏和相位噪聲敏感度大大低于OFDM系統(tǒng)，降低了對(duì)同步精度的要求；3) 基于頻域線性均衡的單載波接收機(jī)復(fù)雜度與OFDM相同，均與時(shí)延擴(kuò)展的對(duì)數(shù)成正比。單載波頻域均衡技術(shù)的缺點(diǎn)：1) OFDM是直接通過并行傳輸拉長(zhǎng)發(fā)射信號(hào)符號(hào)周期降低符號(hào)速率，因而降低了時(shí)延擴(kuò)展與符號(hào)周期的比值(相對(duì)時(shí)延擴(kuò)展)，從而具有巨大的抗頻率選擇性衰落的能力；而單載波頻域均衡系統(tǒng)發(fā)射信號(hào)的符號(hào)速率并沒有降低反而由于CP的添加而提高，因