畢業(yè)設計文獻綜述

1、T型三電平并網(wǎng)逆變器控制研究文獻綜述1. 發(fā)展背景 22. 國內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀 23. 兩電平逆變器 33.1 兩電平逆變電路原理圖 33.2 兩電平逆變電路仿真波形 43.3 正弦脈寬調(diào)制的調(diào)制算法 44. 三電平逆變器 44.1 二極管鉗位型三電平逆變器 54.11 二極管鉗位式三電平逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖 54.12 二極管鉗位式三電平逆變器工作原理 54.13 二極管鉗位式逆變器特點 64.2 與兩電平逆變器比較 65. T 型三電平逆變電路 75.1 T 型三電平逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖 75.2 T 型三電平逆變器主電路工作原理 85.3 與 NPC型三電平逆變器的比較 96. 空間矢量脈寬調(diào)制

2、方法 106.1 基本思想 106.2 原理與實現(xiàn) 106.3 直流電壓利用率 116.4 調(diào)制函數(shù) 127. 中性點平衡分析與設計 128. 濾波器設計 138.1 逆變器輸出電壓波形的技術指標 138.2 三相 SPWM 逆變電路諧波分析 138.3 輸出電壓周期對諧波影響 158.4 調(diào)制電壓對諧波含量的影響 158.5 巴特沃思濾波器設計步驟 159. 逆變器的 PFC分析與設計 169.1 設計背景 179.2 交錯并聯(lián) Boost PFC 電路 179.3 主要元件參數(shù)設計 189.31 儲能電感設計 189.32 輸出電容設計 20附錄：參考文獻 201. 發(fā)展背景隨著全球能源危

3、機和環(huán)境污染問題的日益嚴重， 并網(wǎng)逆變器的研發(fā)受到世界各國的普遍 關注。 并網(wǎng)效率和并網(wǎng)電流電能質(zhì)量是并網(wǎng)逆變器的兩個重要指標,PWM 調(diào)制方式對效率和并網(wǎng)電流電能質(zhì)量存在關鍵的影響。 在此背景下， 研究逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)以及其控制策略和 并網(wǎng)控制方案。隨著太陽能、 UPS技術的不斷發(fā)展和市場的不斷擴大， 對逆變器效率的要求也越來越被 制造商所重視， 因此三電平的拓撲結(jié)構(gòu)便應運而生。 眾所周知， 傳統(tǒng)的兩電平并網(wǎng)逆變器開 關損耗大， 直流電壓利用低，輸出電流諧波高，無法實現(xiàn)高壓高質(zhì)量的并網(wǎng)要求。 多電平逆 變器不同于兩電平變換器， 其中采用電容或獨立電源等方式產(chǎn)生多個電平， 通過將多個功率 器件

4、按一定的拓撲結(jié)構(gòu)組成可提供多電平輸出的逆變電路， 其主要目的是以盡量多的電平輸 出來逼近理想的正弦波形， 從而減弱輸出波形中的諧波影響。 在獲得高壓輸入輸出特性的同 時，多電平逆變器也減輕了器件上的高壓應力， 可以使用較低電壓等級的器件構(gòu)造高壓變流 器，解決了器件串并聯(lián)帶來的問題。 多電平逆變器的出現(xiàn)， 是電力電子技術發(fā)展的一個里程 碑，它使得高壓變頻調(diào)速技術迅速走向了實用化， 讓我們看到了高性能控制在高壓變頻技術 上的應用的希望。近幾年來,多電平逆變器成為人們研究的熱點課題.三電平逆變器是多電平逆變器中最簡單又最實用的一種電路。與傳統(tǒng)兩電平結(jié)構(gòu)相比，三電平結(jié)構(gòu)除了使單個 IGBT阻斷電壓減半

5、之外，還具有諧波小、損耗低、效率高等優(yōu)勢。前幾年 ,隨著西班牙、德國、美國、日本對本國光伏產(chǎn)業(yè)的政策扶持，全球光伏發(fā)電逆 變器的銷售額逐年遞增 ,光伏發(fā)電用逆變器進入了一個快速增長的階段。但目前全球光伏逆 變器市場基本被國際幾大巨頭瓜分，歐洲是全球光伏市場的先驅(qū),具備完善的光伏產(chǎn)業(yè)鏈，光伏逆變器技術處于世界領先地位。 SMA 是全球最早也是最大的光伏逆變器生產(chǎn)企業(yè)（德國市場占有率達 50%以上 ），約占全球市場份額的三分之一 ,第二位是 Fronius 。全球前七位的 生產(chǎn)企業(yè)占領了近 70%的市場份額。金融危機以后，美國、意大利市場迅猛發(fā)展，尤其是 美國市場 ,奧巴馬政府上臺以后，發(fā)展速度非

6、常之快,將取代德國成為世界上最大的光伏逆變器消費市場。目前國內(nèi)光伏并網(wǎng)逆變器市場規(guī)模較小， 國內(nèi)生產(chǎn)逆變器的廠商眾多， 但專門用于光伏 發(fā)電系統(tǒng)的逆變器制造商并不多， 但是不少國內(nèi)企業(yè)已經(jīng)在逆變器行業(yè)研究多年， 已經(jīng)具備 一定的規(guī)模和競爭力， 但在逆變器技術質(zhì)量、 規(guī)模上與國外企業(yè)仍具有較大差距。 國內(nèi)市場 規(guī)模雖然較小， 但未來光伏電站市場的巨大市場發(fā)展空間和發(fā)展?jié)摿o國內(nèi)企業(yè)帶來發(fā)展的 歷史機遇。逆變器仍需進一步提高和發(fā)展。這也就是研究并網(wǎng)逆變器的意義之所在。2. 國內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀三電平結(jié)構(gòu)作為多電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)之一， 自日本長岡科技大學難波江章 （ A.Nabae） 等人于 1980 年

7、在 IEEE 工業(yè)應用年會提出以來，這種拓撲結(jié)構(gòu)在實際工業(yè)現(xiàn)場獲得了廣泛 的應用。從 20 世紀 90 年代以來，以高壓 IGBT、 IGCT 為代表的性能優(yōu)異的復合器件的發(fā)展引人 注目，并在此基礎上產(chǎn)生了很多新型的高壓大容量變換拓撲結(jié)構(gòu)， 成為國內(nèi)外學者和工業(yè)界 研究的重要課題。 我國也有不少單位在研究、 開發(fā)和引進高壓大容量多電平變換器的技術和 設備。三電平逆變器的結(jié)構(gòu)較簡單， 其電路拓撲形式從一定意義上來說可以看成多電平逆變 器結(jié)構(gòu)中的一個特例， 它的中點鉗位及維持中點電位動態(tài)平衡技術、 功率器件尖峰吸收緩沖 電路、 PWM 算法簡化及控制策略、高壓功率器件的驅(qū)動及系統(tǒng)的工作電源等也是多

8、電平逆 變器控制需要研究解決的問題。 從目前功率開關器件發(fā)展的水平來看， 短時間還不可能出現(xiàn) 耐壓上萬伏的器件， 多電平技術是解決高壓大功率變頻調(diào)速的一個有效途徑同時在當前電力 系統(tǒng)高壓直流輸電的趨勢下，多電平技術在電力輸配電方面也有著重要的作用。目前關于三電平逆變器拓撲研究主要包括幾種： （ 1）二極管箝位型三電平逆變器 （又稱 npc 型） ,是三電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)中發(fā)展最早的也是目前應用最普遍的一種拓撲結(jié)構(gòu)。（2）飛跨電容式多電平逆變器（ 3）多單元串聯(lián)多電平逆變器（ 4）T 字型三電平逆變器。在 T 型三電平并網(wǎng)逆變器中的常用的調(diào)制方式有兩種： （ 1）空間矢量控制（ 2）不連續(xù) 調(diào)制

9、。 其中空間電壓矢量脈寬調(diào)制 （SVPWM）方法輸出電流諧波成分少、 低脈動轉(zhuǎn)矩、具有比 SPWM 高 15 的電源利用率，物理概念清晰，算法簡單且適合數(shù)字化方案，適合于實時控 制，是三電平逆變器首選的 PWM 控制方法。目前多電平逆變器研究的難點主要集中多電平逆變器技術所固有的一些缺陷， 例如這種 技術開關管子比較多， 控制比較復雜； 中點鉗位結(jié)構(gòu)的多電平逆變器中， 存在直流側(cè)電壓平 衡問題等因此隨著相關技術的發(fā)展和新型控制策略的提出， 多電平技術將會發(fā)展到一個新的 階段。3. 兩電平逆變器3.1 兩電平逆變電路原理圖圖1 原理圖3.2 兩電平逆變電路仿真波形圖 2 仿真波形3.3 正弦脈寬

10、調(diào)制的調(diào)制算法三角波變化一個周期， 它與正弦波有兩個交點， 控制逆變器中開關元件導通和關斷各一 次。要準確的生成 SPWM 波形，就要精確的計算出這兩個點的時間。開關元件導通時間是 脈沖寬度， 關斷時間是脈沖間隙。正弦波的頻率和幅值不同時，這些時間也不同， 但對計算 機來說，時間由軟件實現(xiàn)，時間的控制由定時器完成，是很方便的，關鍵在于調(diào)制算法。調(diào) 制算法主要有自然采樣法、規(guī)則采樣法、等面積法等。自然采樣法按照 SPWM 控制的基本原理，在正弦波與三角波的交點進行脈沖寬度和間隙的采樣， 去生成 SPWM 波形，成為自然采樣法。規(guī)則采樣法 為使采樣法的效果既接近自然采樣法，沒有過多的復雜運算，又提

11、出了規(guī)則采樣法。 其出發(fā)點是設法使 SPWM 波形的每個脈沖都與三角波中心線對稱。 這樣計算就大大簡化了。雙極性正弦波等面積法正弦波等面積算法的基本原理為 :將一個正弦波等分成 H個區(qū)段，區(qū)段數(shù) Ht 一定是 6 的 整數(shù)倍，因為三相正弦波，各項相位互差 120°，要從一相正弦波方便地得到其他兩相，必 須把一個周期分成 6 的整數(shù)倍。 Ht 越大，輸出波形越接近正弦波。在每一個區(qū)段，等分成 若干個等寬脈沖 (N)，使這 N 個等寬脈沖面積等于這一區(qū)段正弦波面積。采用這種方法既可 以提高開關頻率，改善波形，又可以減少計算新脈沖的數(shù)量， 節(jié)省計算機計算時間。其正弦 波面積為 。輸出頻率

12、f 與區(qū)段數(shù) Hi，每個區(qū)段脈沖數(shù) N 及脈沖周期 T(us)之間的關系式4. 三電平逆變器4.1 二極管鉗位型三電平逆變器二極管鉗位型逆變器又稱中性點鉗位型 (Neutral Point Clamped-NPC) 逆變器。電路結(jié) 構(gòu)由 ANabce 等人在 1980 年 JAS 年會上提出， 以兩電平逆變器為基礎， 直流側(cè)電容數(shù)量增 加到兩個，每相橋臂開關管數(shù)量由兩電平的兩個變?yōu)樗膫€， 并在每相橋臂上增加鉗位二極管。 從而在正、 負兩種電平的基礎上，加入了一個 0 電平，變成三電平，使得輸出電壓波形的正 弦度提高，波形質(zhì)量有一定改善。4.11 二極管鉗位式三電平逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖圖 3 主電

13、路結(jié)構(gòu)圖4.12 二極管鉗位式三電平逆變器工作原理每個橋臂由兩個開關管串組成，每個串由兩個相匹配的管串聯(lián)而成，降低管子的耐壓。 每個橋臂具有三種輸出狀態(tài) 0，1和 2，以 A相電路為例，當、 導通時， A相為 0態(tài)，輸出電壓為 ；當 、 導通時， A 相為 1 態(tài)，電壓為 0；當 、 導通時， A 相為 2 態(tài)，輸出電壓為 。于是 A 相輸出可以得到、0、個值。表 1 二極管鉗位式三電平逆變器開關狀態(tài)與輸出電壓的關系對于三相三電平逆變器由于每相都有三種電平輸出，故三相輸出共有33=27 個電平狀態(tài)，對應著空間矢量控制的 27 個矢量狀態(tài)，如圖 2 所示。圖4 三電平逆變器電壓空間矢量圖4.13

14、 二極管鉗位式逆變器特點 每個開關器件承受的直流側(cè)電壓值降低為直流側(cè)電壓值的一半； 波形質(zhì)量得到改善的 同時降低了開關頻率； 電壓上升率 dv dt 降低為兩電平變流器的一半； 輸出電壓電平數(shù)的增多，每個電平相對幅值降低，電壓變化減小，電流脈動降低，降 低了電磁干擾； 三相中某項輸出電壓為零時有電流流入或流出直流側(cè)電容中點， 當流入與流出電流不 相等時造成上下電容電壓不等，中點電位漂移，影響輸出電壓波形質(zhì)量； 同一橋臂上的功率器件的開關頻率不同， 橋臂中部的功率開關和靠近直流母線側(cè)的功 率開關相比，前者的導通時間遠大于后者，所承擔的負荷也較重。造成開關器件的利 用率不同。4.2 與兩電平逆變器

15、比較與二電平逆變器相比， 三電平逆變器的主要優(yōu)點是： 器件相對于中間回路直流電壓具有 2 倍的正向阻斷能力； 同樣功率等級的半導體開關器件，輸出功率可以提高一倍，開關頻率降低50； 三電平拓撲把輸出第一組諧波移頻帶移至二倍開關頻率的頻帶區(qū)，提高了諧波頻率，減 小了濾波器的體積，同樣控制方式下，三電平逆變器的輸出諧波小。因此，三電平逆變 器在高壓、大功率領域得到了廣泛的應用。5. T 型三電平逆變電路5.1 T 型三電平逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖圖 5 結(jié)構(gòu)圖圖6 T 型三電平逆變器單向拓撲5.2 T 型三電平逆變器主電路工作原理T 字型電路和 NPC三電平相比較 ,使用的器件更少 ,少了兩個符位二極管

16、 ;從電路上面可以看 出來 ,在輸出正電平或者負電平時 ,電流流經(jīng)器件的個數(shù)減少了 ,相應的導通損耗也會減小。 T 型三電平根據(jù)反向串聯(lián)的箝位開關接法不同分為共集電極和共發(fā)射極兩種 ,原理上并沒有什 么不同 ,但是對于三相電路來說 ,兩電平電路需要 4 路獨立的驅(qū)動電源 ,NPC 電路需要 10 路獨 立 的驅(qū)動電源 ,共發(fā)射極的 T型三相電路需要 7 路,而共集電極只需要 5路,更有利于功率密度的 提升。圖 7 電平空間矢量圖5.3 與 NPC型三電平逆變器的比較 芯片阻斷電壓不同三電平 NPC型電路中， 4 個 IGBT管均承受相同的電壓，而 T 型 Q1和 Q4管承受兩倍的 電壓。比如，

17、若直流母線為 600V 時，NPC型 4個IGBT管阻斷電壓為 600V/650V, 而 T型 Q1&Q4 管為 1200V. 1200V的 IGBT芯片比 600V/650V芯片有更大的開關損耗及導通損耗，這意味著 芯片的發(fā)熱更大，需要更多的硅芯片。而硅芯片的增加， 成本也必然隨之增加。然而在實際 上，對于 NPC型電路，當兩個開關管的電壓串聯(lián)承受2 倍 BUS電壓時，由于元件本身的差異，兩個開關管承受的的電壓不可能完全相同，因此，為了保證開關管的安全工作， NPC 型電路中開關管也應按照承受 2 倍 BUS電壓去設計。所以，從實際角度出發(fā)，在開關耐壓 的選擇上， NPC 型電路并沒

18、有太大優(yōu)勢。 元件數(shù)量不同從拓撲結(jié)構(gòu)圖中， 很容易可以看出 T 型電路要比 NPC型電路少兩個 Diode，這對于減少 空間有好處。 控制時序不同三電平 NPC型需先關斷外管 Q1/Q4, 再關斷內(nèi)管 Q2/Q3,防止母線電壓加在外管上導致?lián)p 壞；而 T型則無時序上的要求。另外，對于NPC型拓撲，在驅(qū)動設計時需要有 4 個獨立電源；而對于 T型共發(fā)射極拓撲，只需要 3 個獨立電源。 效率不同NPC型與 T型損耗有所差異，在功率因數(shù)接近1 時，開關頻率增大（ >16KHz）,三電平NPC型（ 600V）損耗更低，效率更高；而開關頻率減少時（<16KHz），三電平 T 型（ 1200V

19、）損耗更低，效率更高。 換流路徑不同在 T 型拓撲中，外管與內(nèi)管之間的轉(zhuǎn)換路徑均為一致；而在NPC 型拓撲中，換流路徑有所不同，分為短換流路徑與長換流路徑，所以用分立模塊做三電平 NPC 型拓撲時，必須要 注意其雜散電感與電壓尖峰的問題。注：當開關頻率在 13KHz 左右， TNPC型拓撲結(jié)構(gòu)產(chǎn)生的損耗更小6. 空間矢量脈寬調(diào)制方法6.1 基本思想經(jīng)典的 spwm 控制主要著眼于使逆變器的輸出電壓盡量接近正弦波， 并未顧及輸出電流的 波形。然而交流電機輸入三相正弦電流的最終目的是在電機空間形成圓形旋轉(zhuǎn)磁場， 從而產(chǎn) 生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩。 svpwm 則把逆變器和交流電動機視為一體 , 著眼于如何

20、使電機獲得圓形 旋轉(zhuǎn)磁場， 以減少電機轉(zhuǎn)矩脈動。 具體地說， 它以三相對稱正弦電壓供電時交流電機定子的 理想磁鏈圓為基準，用三相逆變器的不同開關模式所產(chǎn)生的實際磁鏈矢量去逼近基準磁鏈 圓 ，并由它們比較的結(jié)果決定逆變器開關狀態(tài) 形成 pwm波 .6.2 原理與實現(xiàn)三相電壓型橋式逆變器有種開關狀態(tài)，對種狀態(tài)，分別輸出個基本電壓矢量 k包括 , 兩個零矢量，個非零基本矢量。原理如下圖：圖 8 svpwm 原理圖在 復平面內(nèi) 個基本電壓矢量可用下列方程表示：其中， 為基本電壓矢量的模。由電壓空間矢量的定義式為：可得出非零基本電壓矢量的模， /任意相位的電壓矢量是由個基本電壓矢量的線性組合來獲得。參考

21、電壓矢量為：根據(jù)面積等效原理得：聯(lián)立式（） 式（）可解得參考電壓矢量所在扇區(qū)的兩基本電壓矢量的作用時間為：在一個完整的載波周期 內(nèi)。當 ， 不足時，插入零矢量補足。6.3 直流電壓利用率可以證明：兩個電壓矢量所能合成的等效電壓矢量正好在由它們圍成的三角形的內(nèi)部和邊 界上。由此，可以得出 的線性調(diào)制區(qū)六邊形的內(nèi)切圓所包圍的區(qū)域如圖所 示：圖 9 線性調(diào)制區(qū)域圖中的內(nèi)切圓的半徑即為線性調(diào)制可輸出相電壓幅值最大值，為 /3 。下面的理論分析可以得出一致的結(jié)論。線性調(diào)制區(qū)滿足 約束為：聯(lián)立式（） （）， 可以求得線性調(diào)制區(qū)域 逆變器 輸出電 壓矢量 的大小 滿進一步，線性調(diào)制區(qū)輸出相電壓幅值為：所以，

22、 線性調(diào)制輸出的最大基波相電壓幅值為 / 3 ，而 線性調(diào)制時輸出的最大基波相電壓幅值為 /2。圖中包圍陰影的內(nèi)圓是的線性調(diào)制區(qū)域?？梢?直流電壓利用率比 提高了。6.4 調(diào)制函數(shù)其傅里葉級數(shù)展開為：可見， 調(diào)制函數(shù)主要由基波和三次諧波構(gòu)成。除基波分量外，其余都是零序分 量 f zn() , 典型的 是一種在的相調(diào)制波中加入零序分量后 , 進行 規(guī)則采樣得到的結(jié)果。 和不是種孤立的調(diào)制方式， 它們之間有內(nèi)在的 聯(lián)系。7. 中性點平衡分析與設計雖然三電平變流器有著直流側(cè)電壓等級高， 諧波含量少等比起兩電平非常突出的優(yōu)點， 但 是也有著其本身固有的缺點，中點電位的不平衡問題(Neutral Poi

23、nt Potential Unbalance )。導致中點電位偏移或者波動的原因有很多種， 例如功率器件的參數(shù)不同或者直流側(cè)電容的電 容值不一樣， 都會導致在穩(wěn)態(tài)工作的時候造成中點電位的緩慢偏移。 中點電位的偏移會導致 加在兩個直流側(cè)電容的電壓嚴重不平衡，使輸出電壓由三電平變?yōu)閮呻娖剑妷夯儑乐兀?再嚴重時會使直流側(cè)電壓都加在一個電容上， 損壞直流側(cè)電容。 中點電位的波動， 會引起輸 出電壓的低次諧波含量的增加，使輸出電壓波形變差。8. 濾波器設計8.1 逆變器輸出電壓波形的技術指標 波 形 的 諧 波 因 數(shù) HF(Harmonic Factor)第 n 次諧波因數(shù) HFn定義為第 n 次

24、諧波分量有效值與基波分量的有效值之比。即：1) 總諧波畸變因數(shù) THD(Total Harmonic Distortion Factor ) 總諧波畸變因數(shù) THD定義為各次諧波分量有效值平方和的開方與基波分量的有效值的比 值 ，即式( 3-2)中 ， U1、Un 分別為基波分量有效值和第 一個實際波形與其基波分量接近的程度。理想的正弦波的 畸變因數(shù) D F( Di storti on Factor) 總的諧波畸變因數(shù) T HD雖然指明了總的諧波含量n 次諧波分量的有效值 。THD 表征了 THD 等于零。，但并沒有表出每一個諧波分量的影響程度。為了表示出每一諧波分量引起波形畸變的程度，引入畸

25、變因數(shù)，并定義為3)對于第 n 次諧波的畸變因數(shù) DFn 可以定義為4) 最低次諧波 LOH(Lowest Order Harmonic) 最低次諧波 LOH定義為與基波頻率最近的諧波。8.2 三相 SPWM逆 變電路諧波分析為了排除負載參數(shù)和電壓中性點的影響 , 選擇直接對逆變器的輸出線電壓進行研究。 由于 線電壓輸出的對稱性 , 選擇 A, B 相間的電壓 UAB 進行分析即可。由基本向量和逆變橋的開 關組合的對應可以得到線電壓UAB值與基本電壓向量的關系 ,如表所示。 把向量平面劃分為 6個扇區(qū) ,并對扇區(qū)依次編號 , 如圖 2 所示, 在第 扇區(qū),電壓向量 U1 ( 100) , U

26、2 ( 110)和零向量 交替作用 , 表現(xiàn)在線電壓 UAB的波形上則為幅值為 UDC 的脈沖電壓和零電壓交替出現(xiàn) , 在第扇區(qū), 電壓向量 U2 ( 110) , U3 ( 010)和零向量交替作用 , 表現(xiàn)在線電壓 UAB的波形上則為幅值 為- UDC 的脈沖電壓和零電壓交替出現(xiàn) ,余下的扇區(qū)依此類推。在每個扇區(qū)中,只要計算出電壓向量的作用時間 , 也就得到了線電壓 UAB 的 PWM 波形。設逆變器輸出電壓的周期為 T , 每個扇區(qū)的步數(shù)為 n, 步進時間為 T / ( 6n) ; 對參考電壓向量 標記為 Uml ,下標 m(m= 1, 2, 3, 4, 5, 6)表示扇區(qū) ,l( l=

27、 0, 1, 2, 3, , n)表示一個扇區(qū)內(nèi)向量序號 (逆時針方向增大 ) , 則電壓向量 Uml 與扇區(qū)起始位置的夾角為 l/ ( 3n) 。電壓向量 Uml 由扇區(qū) 起始位置和結(jié)束位置方向的基本電壓向量(Tl1,Tl2)及零電壓 Tl0合成, 3個向量的作用時間分別為 tl1 , tl2 和 t l0，則有1)如果把零電壓作用時間 tl0分為相等的兩段插入 t l 和 t l2的前面 ,則可以得到線電壓 UAB關 于時間 t 的函數(shù) (以向量 U1 ( 100)位置為時間零點 ) :對式(2)進行傅里葉分解 , 即可得到線電壓 UAB ( t)各次諧波的幅值。在 SVPWM調(diào)制下 ,由

28、于線性調(diào)制模式是其工作的主要方式 , 所以本文對這種調(diào)制方式下的諧波情況進行分析。8.3 輸出電壓周期對諧波影響選取 SVPWM 調(diào)制中每個扇區(qū)的步數(shù) n= 2,保持調(diào)制電壓為內(nèi)接圓半徑不變 , 改變輸出電 壓的周期 ,則可以計算出不同周期下的諧波幅值,從而得到各次諧波隨輸出電壓周期的關系見圖。圖 10 諧波幅值隨輸出電壓周期變化曲線計算表明 , 對于確定的步進頻率 ,輸出電壓周期 （即輸出電壓的頻率 ）變化對各次諧波的含 量沒有任何影響。 當輸出頻率變化時 , 如果每一個扇區(qū)的步數(shù)不變 , 即載波比不變 ,則輸出電 壓中各次諧波含量保持不變 ; 在變頻器實際控制中 ,可能采用分段同步調(diào)制的方

29、式 ,也即載波 比在不同的速度區(qū)間分段 ,如果載波比改變 ,則輸出電壓的諧波含量相應改變。8.4 調(diào)制電壓對諧波含量的影響取逆變電壓的輸出頻率為 50 Hz, 每個扇區(qū)的步數(shù)為 2, 改變調(diào)制電壓的幅值 ,則可以得到 諧波含量隨調(diào)制電壓幅值變化的一組曲線,見圖 11。圖 11 諧波含量隨調(diào)制電壓變化曲線在圖 6 中 ,調(diào)制電壓從 0. 017UDC 到 0. 577UDC（為最大線性調(diào)制電壓 ）間變化。隨著調(diào)制電壓 的變化 ,各次諧波幅值都發(fā)生了變化 ,但總體的趨勢是各次諧波幅值隨調(diào)制電壓幅值的增加而 減小。隨著調(diào)制電壓的增加 , 逆變器輸出電壓的總諧波畸變率快速下降 ; 調(diào)制電壓對總的諧 波

30、畸變率有非常大的影響 , 當調(diào)制電壓下降到 0. 337 UDC 時,即下降到最大線性調(diào)制電壓的 58%時, 總電壓諧波畸變率 THD達到了 100% ,當調(diào)制電壓下降到最大線性調(diào)制電壓的10%時,總電壓諧波畸變率達到 329%。= g= f1= 時 ， 即8.5 巴特沃思濾波器設計步驟歸一化的巴特沃思型濾波器設計數(shù)據(jù)，指的是當濾波器的截止頻率截至頻率 f= 時，進行實際設計時，用這個歸一化的低通濾波器的設計數(shù)據(jù)做為基準濾波器，將它的截止頻率和特性阻抗轉(zhuǎn)換為待設計濾波器 的相應參數(shù)：LC濾波電路分析：當負載為純阻性負載 ZL= RL時，濾波器的傳遞函數(shù)（使用拉氏變換）為很顯然當空載時 ,此時傳

31、遞函數(shù)就是典型的巴特沃思型函數(shù)。 而當 R0 為不同的負載時， 可根據(jù)截至頻率和上述的步驟來確定L0和 C0的值。為了使濾波器輸出電壓接近正弦波同時又不會引起諧振 ,LC濾波器的截止頻率必須要遠小于SvPWM 電壓中所含有的最低次諧波頻率 ,同時又要遠大于調(diào)制波頻率。推薦PWM 逆變器中的 LC截止頻率 f0 的選擇最好滿足而根據(jù)巴特沃思型濾波器的衰減量計算公式（式1），在設計時只要知道最低次諧波的次數(shù)，以及設計想達到的對最低次諧波衰減的量，就可以選定 LC 濾波器的截止頻率以及相應的電 感和電容值，這樣可以對不同諧波的衰減量達到可知、可控。1）式中， f 0為濾波器的截止頻率； n為濾波器的

32、階數(shù)； fx 是頻率變量9. 逆變器的 PFC分析與設計9.1 設計背景Boost 型功率因數(shù)校正（ PFC）變換器具有結(jié)構(gòu)簡單、效率高、輸入電流紋波和器件導通 損耗都很小以及工作性能穩(wěn)定等優(yōu)點， 因此廣泛應用于各種電子設備 PFC電路中。 但隨著功 率等級的不斷提高， 傳統(tǒng)的 Boost PFC 變換器的使用逐漸受到限制。 將交錯并聯(lián)技術引入到 Boost 變換器中， 能夠有效地降低功率器件的電流應力、 減小輸入電流紋波和磁性元件的體 積，提升功率等級。 同樣， 這種交錯并聯(lián)技術也很容易實現(xiàn)PFC電路的模塊化，從而在較高功率時可以選用多組 PFC模塊并聯(lián)使用。9.2 交錯并聯(lián) Boost PFC 電路交錯并聯(lián) Boost PFC 電路如圖 12 所示：圖 12 交錯并聯(lián) Boost PFC 主電路電路結(jié)構(gòu)上由兩路輸入和輸出均并聯(lián)的獨立PFC電路構(gòu)成。 工作時兩路開關管的驅(qū)動信號占空比大小相等， 從而實現(xiàn)了輸入輸出電流均分， 降低了電感與功率器件的電流應力。 如圖 13 所示，兩路驅(qū)動信號相位上錯開180，這種交錯模式能有效地降低輸入電流紋波，減小了輸入 EMI 濾波器的尺寸。圖 14 給出了交錯并聯(lián) Boost PFC電路在電感電流連續(xù)模式下的 工作狀態(tài)。圖 13 交錯并聯(lián)原理