開關電源設計全過程

1、開關電源設計全過程1 目的 希望以簡短的篇幅,將公司目前設計的流程做介紹,若有介紹不當之處,請不吝指教. 2 設計步驟: 2.1 繪線路圖、PCB Layout. 2.2 變壓器計算. 2.3 零件選用. 2.4 設計驗證. 3 設計流程介紹(以DA-14B33為例): 3.1 線路圖、PCB Layout請參考資識庫中說明. 3.2 變壓器計算: 變壓器是整個電源供應器的重要核心,所以變壓器的計算及驗証是很重要的,以下即就DA-14B33變壓器做介紹. 3.2.1 決定變壓器的材質(zhì)及尺寸: 依據(jù)變壓器計算公式   B(max) = 鐵心飽合的磁通密度(Gauss)Ø Lp

2、 = 一次側電感值(uH)Ø Ø Ip = 一次側峰值電流(A) Np = 一次側(主線圈)圈數(shù)Ø Ae = 鐵心截面積(cm2)Ø B(max)Ø 依鐵心的材質(zhì)及本身的溫度來決定,以TDK Ferrite Core PC40為例,100時的B(max)為3900 Gauss,設計時應考慮零件誤差,所以一般取30003500 Gauss之間,若所設計的power為Adapter(有外殼)則應取3000 Gauss左右,以避免鐵心因高溫而飽合,一般而言鐵心的尺寸越大,Ae越高,所以可以做較大瓦數(shù)的Power. 3.2.2 決定一次側濾波電容: 濾

3、波電容的決定,可以決定電容器上的Vin(min),濾波電容越大,Vin(win)越高,可以做較大瓦數(shù)的Power,但相對價格亦較高. 3.2.3 決定變壓器線徑及線數(shù): 當變壓器決定後,變壓器的Bobbin即可決定,依據(jù)Bobbin的槽寬,可決定變壓器的線徑及線數(shù),亦可計算出線徑的電流密度,電流密度一般以6A/mm2為參考,電流密度對變壓器的設計而言,只能當做參考值,最終應以溫昇記錄為準. 3.2.4 決定Duty cycle (工作週期): 由以下公式可決定Duty cycle ,Duty cycle的設計一般以50%為基準,Duty cycle若超過50%易導致振盪的發(fā)生. NS = 二次

4、側圈數(shù)Ø NP =Ø 一次側圈數(shù) Vo = 輸出電壓Ø VD= 二極體順向電壓Ø Vin(min) = 濾波電容上的谷點電壓Ø D =Ø 工作週期(Duty cycle)3.2.5 決定Ip值: Ip = 一次側峰值電流Ø Iav = 一次側平均電流Ø Pout = 輸出瓦數(shù)Ø 效率Ø PWM震盪頻率Ø 3.2.6 決定輔助電源的圈數(shù): 依據(jù)變壓器的圈比關係,可決定輔助電源的圈數(shù)及電壓. 3.2.7 決定MOSFET及二次側二極體的Stress(應力): 依據(jù)變壓器的圈比關係,可以初步

5、計算出變壓器的應力(Stress)是否符合選用零件的規(guī)格,計算時以輸入電壓264V(電容器上為380V)為基準. 3.2.8 其它: 若輸出電壓為5V以下,且必須使用TL431而非TL432時,須考慮多一組繞組提供Photo coupler及TL431使用. 3.2.9 將所得資料代入 公式中,如此可得出B(max),若B(max)值太高或太低則參數(shù)必須重新調(diào)整. 3.2.10 DA-14B33變壓器計算: 輸出瓦數(shù)13.2W(3.3V/4A),Core = EI-28,可繞面積(槽寬)=10mm,Margin Tape =² 2.8mm(每邊),剩餘可繞面積=4.4mm. 假設fT

6、 = 45 KHz ,Vin(min)=90V,² =0.7,P.F.=0.5(cos),Lp=1600 Uh 計算式:² 變壓器材質(zhì)及尺寸:l ² 由以上假設可知材質(zhì)為PC-40,尺寸=EI-28,Ae=0.86cm2,可繞面積(槽寬)=10mm,因Margin Tape使用2.8mm,所以剩餘可繞面積為4.4mm. 假設濾波電容使用47uF/400V,Vin(min)暫定90V.² l 決定變壓器的線徑及線數(shù): 假設NP使用0.32的線² 電流密度= 可繞圈數(shù)= ² 假設Secondary使用0.35的線 電流密度= 假設使用4P

7、,則² 電流密度= 可繞圈數(shù)= 決定Dutyl cycle: 假設Np=44T,Ns=2T,VD=0.5(使用schottky Diode)² 決定Ip值:l l 決定輔助電源的圈數(shù): 假設輔助電源=12V   NA1=6.3圈 假設使用0.23的線可繞圈數(shù)= 若NA1=6Tx2P,則輔助電源=11.4V 決定MOSFET及二次側二極體的Stress(應力):l MOSFET(Q1) =最高輸入電壓(380V)+   = =463.6V Diode(D5)=輸出電壓(Vo)+ x最高輸入電壓(380V) = =20.57V Diode(D4)= = =4

8、1.4V 其它:l 因為輸出為3.3V,而TL431的Vref值為2.5V,若再加上photo coupler上的壓降約1.2V,將使得輸出電壓無法推動Photo coupler及TL431,所以必須另外增加一組線圈提供迴授路徑所需的電壓. 假設NA2 = 4T使用0.35線,則 可繞圈數(shù)= ,所以可將NA2定為4Tx2P l 變壓器的接線圖:l 3.3 零件選用: 零件位置(標註)請參考線路圖: (DA-14B33 Schematic) 3.3.1 FS1: 由變壓器計算得到Iin值,以此Iin值(0.42A)可知使用公司共用料2A/250V,設計時亦須考慮Pin(max)時的Iin是否會超

9、過保險絲的額定值. 3.3.2 TR1(熱敏電阻): 電源啟動的瞬間,由於C1(一次側濾波電容)短路,導致Iin電流很大,雖然時間很短暫,但亦可能對Power產(chǎn)生傷害,所以必須在濾波電容之前加裝一個熱敏電阻,以限制開機瞬間Iin在Spec之內(nèi)(115V/30A,230V/60A),但因熱敏電阻亦會消耗功率,所以不可放太大的阻值(否則會影響效率),一般使用SCK053(3A/5),若C1電容使用較大的值,則必須考慮將熱敏電阻的阻值變大(一般使用在大瓦數(shù)的Power上). 3.3.3 VDR1(突波吸收器): 當雷極發(fā)生時,可能會損壞零件,進而影響Power的正常動作,所以必須在靠AC輸入端 (F

10、use之後),加上突波吸收器來保護Power(一般常用07D471K),但若有價格上的考量,可先忽略不裝. 3.3.4 CY1,CY2(Y-Cap): Y-Cap一般可分為Y1及Y2電容,若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap , AC Input若為2Pin(只有L,N)一般使用Y1-Cap,Y1與Y2的差異,除了價格外(Y1較昂貴),絕緣等級及耐壓亦不同(Y1稱為雙重絕緣,絕緣耐壓約為Y2的兩倍,且在電容的本體上會有“回”符號或註明Y1),此電路因為有FG所以使用Y2-Cap,Y-Cap會影響EMI特性,一般而言越大越好,但須考慮漏電及價格問題,漏電(Leakage

11、Current )必須符合安規(guī)須求(3Pin公司標準為750uA max).3.3.5 CX1(X-Cap)、RX1: X-Cap為防制EMI零件,EMI可分為Conduction及Radiation兩部分,Conduction規(guī)範一般可分為: FCC Part 15J Class B 、 CISPR 22(EN55022) Class B 兩種 , FCC測試頻率在450K30MHz,CISPR 22測試頻率在150K30MHz, Conduction可在廠內(nèi)以頻譜分析儀驗證,Radiation 則必須到實驗室驗證,X-Cap 一般對低頻段(150K 數(shù)M之間)的EMI防制有效,一般而言X-

12、Cap愈大,EMI防制效果愈好(但價格愈高),若X-Cap在0.22uf以上(包含0.22uf),安規(guī)規(guī)定必須要有洩放電阻(RX1,一般為1.2M 1/4W). 3.3.6 LF1(Common Choke): EMI防制零件,主要影響Conduction 的中、低頻段,設計時必須同時考慮EMI特性及溫昇,以同樣尺寸的Common Choke而言,線圈數(shù)愈多(相對的線徑愈細),EMI防制效果愈好,但溫昇可能較高. 3.3.7 BD1(整流二極體): 將AC電源以全波整流的方式轉(zhuǎn)換為DC,由變壓器所計算出的Iin值,可知只要使用1A/600V的整流二極體,因為是全波整流所以耐壓只要600V即可.

13、 3.3.8 C1(濾波電容): 由C1的大小(電容值)可決定變壓器計算中的Vin(min)值,電容量愈大,Vin(min)愈高但價格亦愈高,此部分可在電路中實際驗證Vin(min)是否正確,若AC Input 範圍在90V132V (Vc1 電壓最高約190V),可使用耐壓200V的電容;若AC Input 範圍在90V264V(或180V264V),因Vc1電壓最高約380V,所以必須使用耐壓400V的電容.Re:開關電方設計過祘3.3.9 D2(輔助電源二極體): 整流二極體,一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V),兩者主要差異: 1. 耐壓不同(在此處使

14、用差異無所謂) 2. VF不同(FR105=1.2V,BYT42M=1.4V) 3.3.10 R10(輔助電源電阻): 主要用於調(diào)整PWM IC的VCC電壓,以目前使用的3843而言,設計時VCC必須大於8.4V(Min. Load時),但為考慮輸出短路的情況,VCC電壓不可設計的太高,以免當輸出短路時不保護(或輸入瓦數(shù)過大). 3.3.11 C7(濾波電容): 輔助電源的濾波電容,提供PWM IC較穩(wěn)定的直流電壓,一般使用100uf/25V電容. 3.3.12 Z1(Zener 二極體):當回授失效時的保護電路,回授失效時輸出電壓衝高,輔助電源電壓相對提高,此時若沒有保護電路,可能會造成零件

15、損壞,若在3843 VCC與3843 Pin3腳之間加一個Zener Diode,當回授失效時Zener Diode會崩潰,使得Pin3腳提前到達1V,以此可限制輸出電壓,達到保護零件的目的.Z1值的大小取決於輔助電源的高低,Z1的決定亦須考慮是否超過Q1的VGS耐壓值,原則上使用公司的現(xiàn)有料(一般使用1/2W即可). 3.3.13 R2(啟動電阻): 提供3843第一次啟動的路徑,第一次啟動時透過R2對C7充電,以提供3843 VCC所需的電壓,R2阻值較大時,turn on的時間較長,但短路時Pin瓦數(shù)較小,R2阻值較小時,turn on的時間較短,短路時Pin瓦數(shù)較大,一般使用220K/

16、2W M.O. 3.3.14 R4 (Line Compensation): 高、低壓補償用,使3843 Pin3腳在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一般使用750K1.5M 1/4W之間). 3.3.15 R3,C6,D1 (Snubber): 此三個零件組成Snubber,調(diào)整Snubber的目的:1.當Q1 off瞬間會有Spike產(chǎn)生,調(diào)整Snubber可以確保Spike不會超過Q1的耐壓值,2.調(diào)整Snubber可改善EMI.一般而言,D1使用1N4007(1A/1000V)EMI特性會較好.R3使用2W M.O.電阻,C6的耐壓值以兩端實際壓差為準(一般使用耐壓500

17、V的陶質(zhì)電容). 3.3.16 Q1(N-MOS): 目前常使用的為3A/600V及6A/600V兩種,6A/600V的RDS(ON)較3A/600V小,所以溫昇會較低,若IDS電流未超過3A,應該先以3A/600V為考量,並以溫昇記錄來驗證,因為6A/600V的價格高於3A/600V許多,Q1的使用亦需考慮VDS是否超過額定值. 3.3.17 R8: R8的作用在保護Q1,避免Q1呈現(xiàn)浮接狀態(tài). 3.3.18 R7(Rs電阻): 3843 Pin3腳電壓最高為1V,R7的大小須與R4配合,以達到高低壓平衡的目的,一般使用2W M.O.電阻,設計時先決定R7後再加上R4補償,一般將3843 P

18、in3腳電壓設計在0.85V0.95V之間(視瓦數(shù)而定,若瓦數(shù)較小則不能太接近1V,以免因零件誤差而頂?shù)?V). 3.3.19 R5,C3(RC filter): 濾除3843 Pin3腳的雜訊,R5一般使用1K 1/8W,C3一般使用102P/50V的陶質(zhì)電容,C3若使用電容值較小者,重載可能不開機(因為3843 Pin3瞬間頂?shù)?V);若使用電容值較大者,也許會有輕載不開機及短路Pin過大的問題. 3.3.20 R9(Q1 Gate電阻 ): R9電阻的大小,會影響到EMI及溫昇特性,一般而言阻值大,Q1 turn on / turn off的速度較慢,EMI特性較好,但Q1的溫昇較高、效

19、率較低(主要是因為turn off速度較慢);若阻值較小, Q1 turn on / turn off的速度較快,Q1溫昇較低、效率較高,但EMI較差,一般使用51-150 1/8W. 3.3.21 R6,C4(控制振盪頻率): 決定3843的工作頻率,可由Data Sheet得到R、C組成的工作頻率,C4一般為10nf的電容(誤差為5%),R6使用精密電阻,以DA-14B33為例,C4使用103P/50V PE電容,R6為3.74K 1/8W精密電阻,振盪頻率約為45 KHz. 3.3.22 C5: 功能類似RC filter,主要功用在於使高壓輕載較不易振盪,一般使用101P/50V陶質(zhì)電

20、容. 3.3.23 U1(PWM IC):3843是PWM IC的一種,由Photo Coupler (U2)回授信號控制Duty Cycle的大小,Pin3腳具有限流的作用(最高電壓1V),目前所用的3843中,有KA3843(SAMSUNG)及UC3843BN(S.T.)兩種,兩者腳位相同,但產(chǎn)生的振盪頻率略有差異,UC3843BN較KA3843快了約2KHz,fT的增加會衍生出一些問題(例如:EMI問題、短路問題),因KA3843較難買,所以新機種設計時,儘量使用UC3843BN. 3.3.24 R1、R11、R12、C2(一次側迴路增益控制): 3843內(nèi)部有一個Error AMP(誤

21、差放大器),R1、R11、R12、C2及Error AMP組成一個負回授電路,用來調(diào)整迴路增益的穩(wěn)定度,迴路增益,調(diào)整不恰當可能會造成振盪或輸出電壓不正確,一般C2使用立式積層電容(溫度持性較好). 3.3.25 U2(Photo coupler) 光耦合器(Photo coupler)主要將二次側的信號轉(zhuǎn)換到一次側(以電流的方式),當二次側的TL431導通後,U2即會將二次側的電流依比例轉(zhuǎn)換到一次側,此時3843由Pin6 (output)輸出off的信號(Low)來關閉Q1,使用Photo coupler的原因,是為了符合安規(guī)需求(primacy to secondary的距離至少需5.6

22、mm). 3.3.26 R13(二次側迴路增益控制): 控制流過Photo coupler的電流,R13阻值較小時,流過Photo coupler的電流較大,U2轉(zhuǎn)換電流較大,迴路增益較快(需要確認是否會造成振盪),R13阻值較大時,流過Photo coupler的電流較小,U2轉(zhuǎn)換電流較小,迴路增益較慢,雖然較不易造成振盪,但需注意輸出電壓是否正常. 3.3.27 U3(TL431)、R15、R16、R18 調(diào)整輸出電壓的大小, ,輸出電壓不可超過38V(因為TL431 VKA最大為36V,若再加Photo coupler的VF值,則Vo應在38V以下較安全),TL431的Vref為2.5V

23、,R15及R16並聯(lián)的目的使輸出電壓能微調(diào),且R15與R16並聯(lián)後的值不可太大(儘量在2K以下),以免造成輸出不準. 3.3.28 R14,C9(二次側迴路增益控制): 控制二次側的迴路增益,一般而言將電容放大會使增益變慢;電容放小會使增益變快,電阻的特性則剛好與電容相反,電阻放大增益變快;電阻放小增益變慢,至於何謂增益調(diào)整的最佳值,則可以Dynamic load來量測,即可取得一個最佳值. 3.3.29 D4(整流二極體): 因為輸出電壓為3.3V,而輸出電壓調(diào)整器(Output Voltage Regulator)使用TL431(Vref=2.5V)而非TL432(Vref=1.25V),

24、所以必須多增加一組繞組提供Photo coupler及TL431所需的電源,因為U2及U3所需的電流不大(約10mA左右),二極體耐壓值100V即可,所以只需使用1N4148(0.15A/100V). 3.3.30 C8(濾波電容): 因為U2及U3所需的電流不大,所以只要使用1u/50V即可. 3.3.31 D5(整流二極體): 輸出整流二極體,D5的使用需考慮: a. 電流值 b. 二極體的耐壓值 以DA-14B33為例,輸出電流4A,使用10A的二極體(Schottky)應該可以,但經(jīng)點溫昇驗証後發(fā)現(xiàn)D5溫度偏高,所以必須換為15A的二極體,因為10A的VF較15A的VF 值大.耐壓部分

25、40V經(jīng)驗証後符合,因此最後使用15A/40V Schottky. 3.3.32 C10,R17(二次側snubber) :D5在截止的瞬間會有spike產(chǎn)生,若spike超過二極體(D5)的耐壓值,二極體會有被擊穿的危險,調(diào)整snubber可適當?shù)臏p少spike的電壓值,除保護二極體外亦可改善EMI,R17一般使用1/2W的電阻,C10一般使用耐壓500V的陶質(zhì)電容,snubber調(diào)整的過程(264V/63Hz)需注意R17,C10是否會過熱,應避免此種情況發(fā)生. 3.3.33 C11,C13(濾波電容): 二次側第一級濾波電容,應使用內(nèi)阻較小的電容(LXZ,YXA),電容選擇是否洽當可依以

26、下三點來判定: a. 輸出Ripple電壓是符合規(guī)格 b. 電容溫度是否超過額定值 c. 電容值兩端電壓是否超過額定值 3.3.34 R19(假負載): 適當?shù)氖褂眉儇撦d可使線路更穩(wěn)定,但假負載的阻值不可太小,否則會影響效率,使用時亦須注意是否超過電阻的額定值(一般設計只使用額定瓦數(shù)的一半). 3.3.35 L3,C12(LC濾波電路): LC濾波電路為第二級濾波,在不影響線路穩(wěn)定的情況下,一般會將L3 放大(電感量較大),如此C12可使用較小的電容值. 4 設計驗証:(可分為三部分) a. 設計階段驗証 b. 樣品製作驗証 c. QE驗証 4.1 設計階段驗証 設計實驗階段應該養(yǎng)成記錄的習慣

27、,記錄可以驗証實驗結果是否與電氣規(guī)格相符,以下即就DA-14B33設計階段驗証做說明(驗証項目視規(guī)格而定). 4.1.1 電氣規(guī)格驗証: 4.1.1.1 3843 PIN3腳電壓(full load 4A) : 90V/47Hz = 0.83V 115V/60Hz = 0.83V 132V/60Hz = 0.83V 180V/60Hz = 0.86V 230V/60Hz = 0.88V 264V/63Hz = 0.91V 4.1.1.2 Duty Cycle , fT: 4.1.1.3 Vin(min) = 100V (90V / 47Hz full load) 4.1.1.4 Stress

28、(264V / 63Hz full load) : Q1 MOSFET: 4.1.1.5 輔助電源(開機,滿載)、短路Pin max.:4.1.1.6 Static (full load) Pin(w) Iin(A) Iout(A) Vout(V) P.F. Ripple(mV) Pout(w) eff 90V/47Hz 18.7 0.36 4 3.30 0.57 32 13.22 70.7 115V/60Hz 18.6 0.31 4 3.30 0.52 28 13.22 71.1 132V/60Hz 18.6 0.28 4 3.30 0.50 29 13.22 71.1 180V/60Hz

29、18.7 0.21 4 3.30 0.49 30 13.23 70.7 230V/60Hz 18.9 0.18 4 3.30 0.46 29 13.22 69.9 264V/60Hz 19.2 0.16 4 3.30 0.45 29 13.23 68.9 4.1.1.7 Full Range負載(0.3A-4A) (驗証是否有振盪現(xiàn)象) 4.1.1.8 回授失效(輸出輕載) Vout = 8.3Vê90V/47Hz Vout = 6.03Vê264V/63Hz 4.1.1.9 O.C.P.(過電流保護) 90V/47Hz = 7.2A 264V/63Hz = 8.4A 4.1.1.10 Pin(max.) 90V/47Hz = 24.9W 264V/63Hz = 27.1W 4.1.1.11 Dynamic test H=4A,t1=25ms,slew Rate = 0.8A/ms (Rise) L=0.3A,t2=25ms,slew Rate =