基于CCM的單相Boost PFC電路的設(shè)計與仿真

1、摘要近年來，為了避免“電網(wǎng)污染”，如何抑制諧波電流、提高功率因數(shù)成了備受關(guān)注的問題，而有源功率因數(shù)校正技術(shù)正是行之有效的方法。尤其是在單相Boost型電路中得到了廣泛的應(yīng)用。它是在橋式整流器與負載接一個DC-DC變換器，應(yīng)用控制電路的電壓電流雙環(huán)反饋，使電網(wǎng)輸入電流波形趨于正弦化且相位保持與輸入電壓相同，從而大幅降低THD,使得PF接近于1。交流輸入電壓通過全橋后，得到全波整流電壓，再經(jīng)過MOS管的開關(guān)控制使輸入電流自動跟隨輸入電壓基準(zhǔn)的正弦化脈動，并獲得穩(wěn)定的升壓輸出，給負載提供直流電壓源。本文先簡要介紹了功率因數(shù)校正技術(shù)的現(xiàn)狀與發(fā)展，著重討論了有源功率因數(shù)校正的原理、拓撲結(jié)構(gòu)、控制方式等內(nèi)

2、容，然后對控制器UC3854進行了簡單的構(gòu)造分析，最后設(shè)計出基于UC3854芯片CCM工作模式的Boost PFC電路。關(guān)鍵詞：有源功率因數(shù)校正，Boost變換器，電流連續(xù)模式，平均電流控制，UC3854ABSTRACTIn recent years, in order to avoid "grid pollution", how to suppress the harmonic current, improve the power factor has become a concern, and active power factor correction technol

3、ogy is an effective method. Especially in single-phase Boost-type circuit has been widely used. It is in the bridge rectifier and the load connected to a DC-DC converter, the application of the control circuit voltage and current double loop feedback, so that the grid input current waveform tends to

4、 be sinusoidal and phase to maintain the same with the input voltage, thereby significantly reducing the THD, making PF close In 1. AC input voltage through the full bridge, the full-wave rectifier voltage, and then through the MOS tube switch control so that the input current automatically follows

5、the input voltage reference sinusoidal pulsation, and obtain a stable boost output to the load to provide DC voltage source.In this paper, the present situation and development of power factor correction technology are briefly introduced. The principle, topology and control mode of active power fact

6、or correction are discussed emphatically. Then, the simple structure analysis of controller UC3854 is carried out. Finally, Chip CCM operating mode Boost PFC circuit.Keywords: Active Power FactorCorrection, Boost converter,Current Continuous Mode, Average current control, UC3854目錄1緒論11.1 功率因數(shù)校正的背景意義

7、11.2 功率因數(shù)校正的發(fā)展概述1功率因數(shù)校正的實現(xiàn)方法分類2按PFC電路使用的元器件分類21.3.2 按供電方式分類21.3.3 按PFC電路的級聯(lián)方式分類21.3.4 按PFC電路的電路拓撲結(jié)構(gòu)分類21.4 本文所做的主要工作22 功率因數(shù)校正原理42.1 功率因數(shù)42.1.1 功率因數(shù)的定義42.1.2 功率因數(shù)與總諧波失真系數(shù)（THD）的關(guān)系4功率因數(shù)校正的任務(wù)4電源電流波形失真原因簡析52.2 有源功率因數(shù)校正的基本原理52.3 有源功率因數(shù)校正的拓撲結(jié)構(gòu)62.4 有源功率因數(shù)校正的工作模式及控制方式7電流斷續(xù)模式（Discontinuous Current Mode,DCM）7電流

8、臨界模式（Boundary Conduction Mode,BCM）8電流連續(xù)模式（Continuous Current Mode,CCM）93 PFC主電路主要元器件的參數(shù)設(shè)計13本PFC電路的設(shè)計指標(biāo)133.2 Boost變換器的工作原理13主電路元器件的參數(shù)設(shè)計15開關(guān)頻率的選擇15升壓電感的選擇15輸出電容的選擇15開關(guān)管和二極管的選擇164基于UC3854控制電路的設(shè)計174.1 UC3854控制器概述174.2 UC3854控制器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和功能特點174.2.1 UC3854控制器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)174.2.2 UC3854控制器的功能特點184.3 UC3854控制電路各參數(shù)設(shè)計19

9、4.3.1 電流感測電阻的選擇194.3.2 峰值電流限制194.3.3 前饋電壓信號204.3.4 乘法器的設(shè)定204.3.5 乘法器的輸入電流204.3.6 乘法器的輸出電流204.3.7 振蕩器的頻率214.3.8 電流誤差放大器的補償214.3.9 電壓誤差放大器的補償224.3.10 前饋電壓濾波電容224.4 UC3854的仿真電路及仿真波形展示23總結(jié)27致謝28參考文獻291緒論1.1 功率因數(shù)校正的背景意義世界工業(yè)化進程的加快，使得市面上用電設(shè)備的樣式越來越多、它們的容量也越來越大。但是這些電器設(shè)備大都不是純阻性負載，而是具有非線性特性的阻抗負載。因為如此，電網(wǎng)端輸電進入這些

10、設(shè)備后，輸入電流往往會滯后電網(wǎng)電壓，從而產(chǎn)生一個相位角。這樣就導(dǎo)致了電網(wǎng)所供應(yīng)的電能并不完全能被用電設(shè)備給利用，除去轉(zhuǎn)化為有用功的部分電能，其余都以磁能的形式儲存在儲能元器件中而不能被釋放。這就使得電網(wǎng)電能的利用率大幅下降。這種現(xiàn)象的普遍存在直接致使了電網(wǎng)的電能質(zhì)量下跌。另外一些電力電子裝置的大面積應(yīng)用也使得大量諧波電流出現(xiàn)在電網(wǎng)輸入端，引起輸入電流畸變以造成“電網(wǎng)污染”。然而大量建設(shè)發(fā)電站并不能很好的解決“電網(wǎng)污染”所造成的供電緊張問題，從成本和環(huán)保等方面來說也并不符合當(dāng)下的“低碳”、“綠色”和“環(huán)?！钡戎黝}。因此，為了抑制高次諧波污染，提高電能質(zhì)量，設(shè)法提高有關(guān)電氣產(chǎn)品的功率因數(shù)就變得重要

11、。1.2 功率因數(shù)校正的發(fā)展概述最初的PFC概念是針對線性負載而言的，這時候就不用考慮諧波失真情況，它要求輸入設(shè)備的電壓與電流為同頻率同相位的正弦波即可。但是對于多數(shù)為感性負載的電氣設(shè)備，此方式所得到的PF顯得差強人意。因此為了提升PF，通常在這種感性負載兩端并聯(lián)電容，起移相作用，此方法被稱作PF并聯(lián)補償。但是該法對于輸入電流波形嚴重失真的狀況不作為，這就迫使人們探求新的PFC方案。后來，在早期的開關(guān)電源中，無源功率因數(shù)校正（PPFC）開始嶄露頭角。它是在直流源端或橋式整流器后添加一個LC網(wǎng)絡(luò)，應(yīng)用電感電流不能突變的特性，來增加二極管的導(dǎo)通角，使得輸入電流失真有了較大的改善。但是該方法有其明顯

12、的劣勢，即能達到的PF并不理想，而且體積龐大、成本高。后來被更為先進的，由二極管、電容、小電感等無源器件構(gòu)成的PPFC電路拓撲所取代。隨著對PFC效果的追求越來越高，使得輸入總諧波失真（THD）達到足夠低，有源功率因數(shù)校正技術(shù)（APFC）漸漸發(fā)展了起來。20世紀(jì)80年代初，飛利浦公司開發(fā)的單燈管和雙燈官電子鎮(zhèn)流器采用了由分立元件組成的APFC電路，使得PF得到了以上。但是其電路的結(jié)構(gòu)過于復(fù)雜，因產(chǎn)品的成本體積問題而使其應(yīng)用受到了限制。APFC的發(fā)展與電力電子器件的發(fā)展緊密相關(guān),依托于微電子技術(shù)的飛速發(fā)展，基于控制IC的APFC技術(shù)應(yīng)運而生。該技術(shù)相比之前的方法，成本、體積、校正效果等各方面都有

13、了很大的進步。按使用的變換器是否含有源器件，PFC可分為有源功率因數(shù)校正（APFC）和無源功率因數(shù)校正（PPFC）。PPFC一般是指整流橋后直接加LC濾波電路來增大導(dǎo)通角，進而降低輸入電流失真度來提高PF。但是該種電路結(jié)構(gòu)簡單，且PF較低，只適用于小容量電子設(shè)備。APFC則是通過專門的控制IC對輸入電流進行控制，使其跟隨輸入電壓正弦脈動，它的功率因數(shù)可以達到以上，但是結(jié)構(gòu)相較PPFC復(fù)雜很多。1.3.2按供電方式分類按照供電方式不同，PFC可分為單相與三相功率因數(shù)校正電路。單相適用于小功率工作場合，三相則適合中大功率的工作場合。1.3.3 按PFC電路的級聯(lián)方式分類按照級聯(lián)方式不同，可分為單級

14、PFC和兩級PFC。單級PFC電路結(jié)構(gòu)相對簡單，其特點是PFC變換器與斬波變換器是一個整體電路且共用一個功率管，這使得電路成本較低，但是它所能達到的PF沒有兩級來得高。兩級PFC電路一般是前級為升壓變換器，后級為斬波器，它倆都由各自電路控制且有自己的功率管，一般適用于大功率場合。1.3.4 按PFC電路的電路拓撲結(jié)構(gòu)分類PFC電路大致有四種基本類型拓撲結(jié)構(gòu)，分別為降壓(Buck)型、升壓（Boost）型、降壓升壓（Buck-Boost）型、Cuck型。在第二章中，會為各個拓撲結(jié)構(gòu)進一步做介紹。1.4 本文所做的主要工作本文第一章為緒論，介紹了功率因數(shù)這個話題的背景意義及發(fā)展歷程，并對其根據(jù)不同

15、的方式分了類；第二章為對有源功率因數(shù)的較為詳細的介紹，主要分析了APFC電路的基本原理、拓撲結(jié)構(gòu)種類、工作模式及其電流控制方式的特點，使讀者對APFC電路有個大致的認知。第三章涉及到了本次電路的主電路參數(shù)設(shè)計工作，先是分析了所采用的拓撲結(jié)構(gòu)的原理，再有依據(jù)地對每個元器件的參數(shù)進行選取。第四章是本次電路所采取的芯片介紹和其外圍電路參數(shù)的選取，另外附上了Saber仿真過程中相關(guān)電路圖與波形圖的展示，為本次設(shè)計提供了直觀生動的校正結(jié)果。2功率因數(shù)校正原理功率因數(shù)2.1.1 功率因數(shù)的定義功率因數(shù)用來表示電路交流（AC）電源的利用率，其定義為有功功率（P）與視在功率（S）的比值，即PF=PF=VI1C

16、OSVI=I1I×cos=cos(2.1)式中：V 表示輸入電壓有效值；I1 表示輸入電流的基波有效值； I 表示輸入電流有效值（含諧波） 表示輸入電壓與同相位基波之間的相位角=I1I 表示輸入電流的失真系數(shù)2.功率因數(shù)與總諧波失真系數(shù)（THD）的關(guān)系輸入電流的方均根值(即有效值)的計算公式為I=I12+I22+In2 (2.2)注：In為n次諧波的有效值總諧波失真率THD為THD=n=2In2I1 (2.3)有I1n=1In2=11+THD2即 PF=11+THD2cos(2.4)2.由公式（2.1）可得，提高功率因數(shù)需要完成兩個指標(biāo)：（1）使輸入電流與輸入電壓保持同相位，即cos

17、=1。（2）消除諧波，使輸入電流逼近正弦波，即1。此時，PF將大大提高，近似為1，從而實現(xiàn)功率因數(shù)校正。波形失真原因簡析如圖為采用橋式整流和大容量電容濾波電路的開關(guān)型電源。由于整流二極管的單向?qū)ㄐ?，只有?dāng)橋后輸入電壓瞬時值高于濾波電容的兩端電壓時，整流元件才有電流流過，當(dāng)其瞬時值小于電容兩端電壓時，整流元件因反向偏置而截至。因此，橋后全波整流電壓的每個周期內(nèi)，只有在其峰值附近，整流二極管才能導(dǎo)通，從而使輸入電流形成尖峰脈沖。這種尖脈沖電流里含有大量的諧波成分，直接導(dǎo)致了線路功率因數(shù)的嚴重下降。 圖2-1 沒有采用PFC技術(shù)的電路與仿真結(jié)果有源功率因數(shù)校正的基本原理有源功率因數(shù)校正是當(dāng)下解決諧

18、波污染問題、提高功率因數(shù)最行之有效的方法。其原理框圖如2-2所示。APFC的基本思想為：電網(wǎng)端輸入電壓通過全橋整流后得到全波整流電壓，經(jīng)過變換器進行DC-DC變換，之后通過對MOS管的導(dǎo)通頻率進行控制使輸入電流的平均值自動追蹤全波整流電壓的相位變化，且波形逼近正弦波。一般來說，APFC電路具有電流環(huán)和電壓環(huán)兩個反饋控制環(huán)。其中，電流環(huán)為內(nèi)環(huán)，其作用是使輸入電流與輸入電壓保持同相位且波形逼近正弦波；電壓環(huán)為外環(huán)，其作用是使輸出電壓為穩(wěn)定的直流電壓。 圖2-2 有源功率因數(shù)校正原理圖有源功率因數(shù)校正的拓撲結(jié)構(gòu)常見的PFC斬波變換器主要有降壓(Buck)型、升壓（Boost）型、降壓升壓（Buck-

19、Boost）型、Cuck型四種基本類型。圖2-3給出了這四種類型的拓撲結(jié)構(gòu)電路圖。圖2-3 常見的四種基本PFC拓撲結(jié)構(gòu)下面是各拓撲機構(gòu)的工作特點簡括：（1） Buck型：具有降壓變換功能；噪聲大，濾波困難，MOS管電壓應(yīng)力也較大；工作在電流連續(xù)或斷續(xù)模式，功率因數(shù)不高。故很少被采用。（2） Boost型：具有升壓變換功能；在整流橋后有接升壓電感，起到對輸入電流濾波的作用且有利于電磁兼容設(shè)計；當(dāng)輸出功率一定時，該變換器有較小輸出電流，可選用小容量輸出電容；能夠達到近似為1的功率因數(shù)值。它是目前應(yīng)用最廣泛的PFC變換器（3） Buck-Boost型：具有任意升降壓變換功能，使電路輸出變得靈活；并

20、聯(lián)于電路中間的電感使得輸入輸出電流脈動幅度增大，導(dǎo)致電路變得復(fù)雜；輸入與輸出的電壓極性相反；適用于150W以下的小功率電路設(shè)計。與Buck型一樣應(yīng)用很少。（4） Cuck型：具有升降壓變換功能；因主電路前后都有電感存在，使得輸入與輸出電流脈動變小，因此該變換器一般不需要添加EMI濾波器；輸出電壓與輸入電壓極性相反。也不常用。 有源功率因數(shù)校正的工作模式及控制方式在APFC校正電路中，依據(jù)電感上電流的連續(xù)情況可分為斷續(xù)傳導(dǎo)模式（DCM）、臨界傳導(dǎo)模式（BCM）、連續(xù)傳導(dǎo)模式（CCM）三種工作模式。每一種工作模式都有其自身的特點及適用范圍。當(dāng)APFC工作在DCM模式時，一般采用電壓跟隨的方式來實現(xiàn)

21、功率因數(shù)校正；當(dāng)APFC工作在CCM模式時，一般需要添加乘法器來采取輸入電流信號進一步對開關(guān)管頻率進行控制。（Discontinuous Current Mode,DCM）DCM控制模式主要用電壓跟隨的方式來實現(xiàn)。該方法不用對輸入電壓和輸入電感電信號進行采樣，它只要加一個輸出電壓反饋環(huán)便能實現(xiàn)電壓跟隨，電路中不需要使用乘法器，所以它的內(nèi)環(huán)控制將會簡化不少。但是這種控制方法也存在明顯的劣勢：輸入電流存在大量紋波電流，加大開關(guān)損耗，影響整個電路的使用壽命；另外輸出電壓也好有大量紋波成分，直接影響后級電路。DCM通常適用于對功率因數(shù)值要求不高并且功率相對小的系統(tǒng)。由于小功率電路中的升壓電感比較小，在

22、MOS管的每個周期的關(guān)斷時間內(nèi)，電感中的儲能總能全部釋放完以傳輸至負載或輸出電容上，因此電感電流出現(xiàn)值為0的斷續(xù)情況。圖2-4 DCM控制原理圖及電感電流波形（前為定占空比，后為變占空比）臨界模式（Boundary Conduction Mode,BCM）BCM控制模式一般采用變頻控制，由于電感電流在兩個開關(guān)周期之間存在等于零的分界點，使電感始終處于臨界導(dǎo)電模式。該模式實現(xiàn)了MOS管零電流導(dǎo)通，且整流管沒有反向恢復(fù)，功率因數(shù)高，通常適用中小功率設(shè)備。圖2-5 BCM電流型控制原理圖及電感電流波形2.4.3電流連續(xù)模式（Continuous Current Mode,CCM）CCM控制模式通常適

23、用于大功率場合（250W3000W），它選取的升壓電感較大使得電感電流脈動小，流過開關(guān)管的有效值也小，使輸入電流總諧波失真（THD）控制在0.05內(nèi)，幾乎能實現(xiàn)單位功率因數(shù)（UPS），即PF=1。電感電流連續(xù)的控制電路一般都有一個乘法器和電流檢測環(huán)路，它是樣輸入端的輸入電流和整流輸入電壓信號以及負載端的輸出電壓信號一起調(diào)制功率開關(guān)管的控制信號，以達到輸入電流跟隨輸入電壓波形的目的。示意圖如下：圖2-6 CCM控制原理圖CCM模式下的電流控制方式主要有峰值電流模式（Peak Current Control）、平均電流控制（Average Current Control）和滯環(huán)電流控制（Hyste

24、retic Current Control）三種。1、 峰值電流控制峰值電流控制方式的環(huán)路示意圖如圖2-7所示。其特點是在電感電流未達到參考基準(zhǔn)電流值前，開關(guān)管始終為通態(tài)，此時電感電流呈線性上升狀態(tài)；當(dāng)電感電流上升至與基準(zhǔn)電流值相同時，那么該點即為一個開關(guān)周期內(nèi)的電感電流峰值，開關(guān)管截至，隨后便線性下降等待下一個周期的來臨?；鶞?zhǔn)電流是根據(jù)電壓放大器輸出和輸入整流電壓的乘積決定（通過乘法器實現(xiàn)）。開關(guān)管的頻率由定頻時鐘控制，不固定。電感電流峰值的包絡(luò)線隨著輸入電壓脈動，從而達到功率因數(shù)校正目的。圖2-7 峰值電流控制原理圖及電感電流波形2、平均電流控制平均電流控制電路在功率開關(guān)管固定頻率下工作，

25、其電感上的電流平均值跟隨參考正弦電流，如圖2-8所示。首先，對輸出電壓進行采樣，將其與參考電壓作為電壓誤差放大器VA的兩個輸入。隨后將電壓放大器的輸出信號與輸入整流電壓的乘積（通過乘法器實現(xiàn)）作為基準(zhǔn)電流與輸入電流一同作為電流誤差放大器的輸入，該放大器的作用是平均化處理輸入電流的高頻分量。放大器后的平均電流誤差與鋸齒波比進行比較，通過驅(qū)動控制開關(guān)管的占空比，從而準(zhǔn)確地校正電流誤差。圖2-8 平均電流控制原理圖及電感電流波形平均電流控制的優(yōu)點：（1） 有高增益的電流環(huán)帶寬（2） 無電流跟隨誤差（3） PF可達以上（4） EMI小、失真度低（5） 抗噪聲干擾能力強（6） 固定開關(guān)頻。（7） 適用大

26、功率環(huán)境3、 滯環(huán)電流控制滯環(huán)電流控制是最為簡單的電流控制方式。它的控制器輸入端有兩個基準(zhǔn)電流參考信號，作為上下限，還有個輸入端用來檢測APFC上的電感電流，然后將其與上下限作比較。大致過程為：當(dāng)電感電流觸碰到下限電流時，開關(guān)管導(dǎo)通，電流線性上升；當(dāng)電感電流觸碰到上限時，開關(guān)管立馬截至，電流線性下降。它是依據(jù)工作頻率來對功率管的開關(guān)進行控制。示意如圖2-9。 圖2-9 滯環(huán)電流控制原理圖及電感電流波形優(yōu)點：（1）有高增益的電流環(huán)帶寬（2）動態(tài)響應(yīng)迅速（3）無電流跟蹤誤差缺點：（1）開關(guān)頻率受負載英雄較大（2）濾波電路不易設(shè)置3PFC主電路主要元器件的參數(shù)設(shè)計本PFC電路的設(shè)計指標(biāo)（1）輸入電壓

27、：80270V AC（2）輸入頻率：50Hz（3）輸出電壓：400VDC（4）輸出功率：250W（5）功率因數(shù)PF>96%（6）輸入電流THD<5%3.2 Boost變換器的工作原理Boost型變換器的原理圖及工作波形如圖3-1所示。該主電路由全橋(為方便起見，本電路用一個直流源代替)、儲能電感L、MOS管、二極管VD和濾波電容C組成。開關(guān)管的周期為T，導(dǎo)通時長為ton ，截至?xí)r長為toff ,占空比為D（D=tonT）。其工作原理是：當(dāng)開關(guān)管為導(dǎo)通狀態(tài)時，直流輸入電壓Vi向電感L充電，二極管VD因反向偏置而截至。此期間流過電感L的電流IL1是近似線性上升的鋸齒波形，并以磁能形式存

28、儲在電感L中。同時，電容C上的電壓向負載R供電。在此期間儲能電感L中流過電流的變化量為：IL1=ViLton(3-1)當(dāng)開關(guān)管為截至狀態(tài)時，二極管VD正向?qū)?，電感L上的兩端電壓極性反置，將導(dǎo)通時儲存的能量傳輸至濾波電容C和負載R。在此期間電感L上的電流IL2是近似線性下降的鋸齒波形。此時儲能電感L流過電流的變化量為：IL2=Vi-VOLtoff(3-2)為了達到動態(tài)平衡，一個周期內(nèi)開關(guān)管導(dǎo)通期間儲能電感L所儲存的能量應(yīng)等于截至期間電感L所釋放的能量，這樣才能為負載提供一個穩(wěn)定的直流輸出電壓。因此就有公式ViLton=Vi-VOLtoff（3-3）整理得VO=tontoffVi=Vi11-D（

29、3-4）圖3-1 Boost型主電路及各點信號波形主電路元器件的參數(shù)設(shè)計Boost型變換器的驅(qū)動控制電路設(shè)計幾乎與整個電路所要求達到的功率值無關(guān)。譬如，一個3000W功率以上的PFC電路與一個50WPFC電路的控制器幾乎相同。所以，依據(jù)設(shè)定好的設(shè)計指標(biāo)，我們得把輸入端電壓的最大最小值及其頻率范圍、最大輸出功率等都先確定出來。開關(guān)頻率的選擇工作頻率的選擇一般與功率器件、效率、輸出功率等級有關(guān)。通常為了減少電流失真并保持高的變換效率，開關(guān)頻率必須得夠高。對于本設(shè)計，折中且為了數(shù)值方便考慮，采用100kHz的開關(guān)頻率。升壓電感的選擇輸入側(cè)高頻紋波電流大小取決于電感值，而峰-峰值紋波電流值通常為最大峰

30、值電流的20%左右。因此，只要先計算出最大峰值電流，再進一步推出紋波電流大小即可選擇出合適的電感值。輸入正弦電流的最大峰值出現(xiàn)在最小電網(wǎng)電壓的峰值處：Ipk=2×PVin min（3-5）本設(shè)計的輸出功率為250W，最小電網(wǎng)電壓為80V，代入上式計算得最大峰值電流Ipk為。進一步得紋波電流峰-峰值 ：I=電感值根據(jù)最低半波整流電壓的峰值、在此電壓時的占空比D以及開關(guān)頻率來選擇：Vin=×80=113.12V, fs=100kHz,L=VIN×Dfs×I（3-6）由上式可得，取整為1mH。輸出電容的選擇輸出電容的參數(shù)選擇主要由維持時間、輸出電壓紋波、開關(guān)頻

31、率紋波電流和直流輸出電壓等因素決定。本設(shè)計中，主要考慮的是維持時間。它是指輸入端電網(wǎng)電壓置零后，輸出電壓仍能保持要求范圍內(nèi)的時長，一般該時長為1550ms。維持時長又是輸出電容、輸出電壓、負載最低工作電壓等參數(shù)的函數(shù)。本例中維持時間對電容值得要求為每瓦輸出12uF。輸出電容計算公式如下：CO=2×POUT×tVO2-VO(min)2 （3-7）上式中POUT=250W, t=64ms，VO(min)=300V,求得CO=457uF,這里選用450uF的電解電容。開關(guān)管和二極管的選擇開關(guān)管和二極管的選擇必須要考慮到整個電路的工作可靠性和穩(wěn)定性。通常，開關(guān)管的額定電流須高于流過

32、電感的電流峰值，其額定電壓須不小于輸出電壓。二極管與開關(guān)管的要求相同。二極管的響應(yīng)要快，這樣能使開關(guān)損耗減小。本例方案中，需要的是快速高壓型的二極管，擊穿電壓為600V，反向恢復(fù)時間為35ns，正向額定電流為8A。本次設(shè)計的電路的開關(guān)損耗主要由二極管的反向恢復(fù)電流導(dǎo)致。4基于UC3854控制電路的設(shè)計4.1 UC3854控制器概述UC3854是一種高功率因數(shù)校正的集成控制電路芯片，它能依靠電壓電流雙環(huán)反饋來使輸入電流波形正弦化。該器件能最大程度地利用供電電流使輸入電流失真度降到最低，可執(zhí)行所有PFC的功能4.2 UC3854控制器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和功能特點4.2.1 UC3854控制器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)UC

33、3854的主要構(gòu)成：(1) 電壓誤差放大器VA(2) 模擬乘法器M(3) 電流誤差放大器CA(4) 固頻脈寬調(diào)制器(5) RS觸發(fā)器(6) 參考電壓(7) MOS管柵極驅(qū)動器圖4-1 UC3854內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖4.2.2 UC3854控制器的功能特點UC3854適用于升壓型功率因數(shù)校正電路的CCM工作模式，它是采用恒頻控制的平均電流控制方式，95%的最大占空比，單信號輸出，軟啟動，有輸入電源欠壓保護和輸出過載保護功能。它的控制PF能達到，THD<5%，適用于全球電網(wǎng)電壓（80270V），有高精度基準(zhǔn)電壓和精度的參考電壓。其各引腳功能如表4-1所示。引腳號引腳符號引腳功能1GND接地端：電壓

34、測量均以該腳為基準(zhǔn)。2PKLMT峰值限流端：該腳門限電流為0V，電流感測電阻負端與其相連。3CA out電流放大器輸出端：該腳檢測并放大輸入電流，向PWM控制器發(fā)送校正信號。4Isense電流放大器反相輸入端：用于輸入電流信號取樣，其信號為負，引腳電壓不低于。5Multout乘法輸出端與電流放大器的同相輸入端6IAC乘法器的AC電流輸入端：作用為檢測整流輸入電壓。7VA out電壓放大器輸出端：該腳可調(diào)節(jié)輸出電壓。8VRMS有效值電壓輸入端：整流輸入電壓由電阻分壓后加到該腳，一般為至之間。9VREF參考電壓輸出端()：可為外部電路提供10mA的電流。該腳與地間接一個的電容。10ENA使能比較器

35、輸入端：通常接一個+5V電壓。11Vsense電壓放大器的反相輸入端：主電路的輸出電壓經(jīng)分壓后加至該腳，該腳與電壓放大器輸出端還需添加RC補償網(wǎng)絡(luò)。12Rset該腳到地接一個電阻用作振蕩器充電電流和乘法器最大輸出電流接入。13SS軟啟動端：與電壓誤差放大器同相端相連。14CT振蕩器定時電容接入端：可據(jù)此設(shè)定振蕩器頻率fosc。15Vcc正極性電壓源：該腳單通門限為16V，為吸收MOS管柵極電容充電時產(chǎn)生的尖峰電流，該腳到地需接一個旁路電容。16GTDRV柵極驅(qū)動電壓輸出端：該腳用來輸出電壓來驅(qū)動MOS管。設(shè)計時一般在該腳至柵極間串入個大于5k的電阻，以免輸出電流過載。表4-1 UC3854引腳

36、功能介紹4.3 UC3854控制電路各參數(shù)設(shè)計4.3.1 電流感測電阻的選擇電感電流檢測有兩種方式。一種是在變換器到地之間接一個檢測電阻Rs，另一種是使用電流互感器。本例選擇前一種方式。該檢測電阻的要求為兩端產(chǎn)生的電壓信號夠小但不能產(chǎn)生過大能量損耗，又得夠大以防止噪聲干擾，因此1V壓降是個不錯的選擇?？紤]到最大峰值電流（算上紋波）為（4-1）這里選取，最壞情況下也只能產(chǎn)生左右的壓降。4.3.2峰值電流限制當(dāng)電感電流的瞬時值電流超過峰值電流的最大限制值時，引腳2被拉至負電位，使開關(guān)管截止。該限制值由參考電壓到電流感測電阻間的分壓電阻選取所決定。分壓電阻Rpk1的值一般取10k，該款芯片的Vref

37、為。分壓電阻Rpk2計算公式為：Rpk2=VRSRpk1（4-2）式中， VRS是感應(yīng)電阻Rs兩端電壓。流經(jīng)Rpk2的電流大約為1mA，峰值電流限值為，Rpk2取1.8 k。另外此電路可加個小電容Cpk來抗噪聲。4.3.3前饋電壓信號平方器工作的電壓區(qū)域為至間,VFF是其輸入電壓。前饋電壓VFF由于內(nèi)部的鉗位作用被限制在。輸入電壓的分壓電路有3個電阻RFF1、RFF2 、RFF3和兩個電容 CFF1、 CFF2構(gòu)成,它們將作為兩個輸出濾波器。這些電阻和電容形成一個二階低通濾波器，使得其直流輸出是和半波輸入電壓的平均值成正比的。平均值是有效值的90%，如電網(wǎng)的有效值為220V，它的峰值為311V

38、,平均值為198V。VFF分壓器需滿足兩個直流條件。在高輸入線路電壓下，VFF須小于，否則VFF將被鉗制而使前饋失去了它的作用。在低輸入線路電壓時，VFF須等于，這就得靠分壓電阻實現(xiàn),如果小于這個值，內(nèi)部限流器將使乘法器輸出保持恒定。本設(shè)計中，分壓電阻RFF1為910k，RFF2為91 k，RFF3為20 k。當(dāng)為最大電網(wǎng)電壓270V時，直流均值是243V，此時VFF的最大值為；當(dāng)為最小電網(wǎng)電壓80V時，直流均值為72V，此時VFF為。4.3.4乘法器的設(shè)定乘法器是APFC校正電路的核心器件。其輸出直接與電流環(huán)路掛鉤,進而能控制輸入電流的波形狀況,從而來使功率因數(shù)得到提升。乘法器的設(shè)計順序與一

39、般電路設(shè)計的由輸出再決定輸入條件不同，它是必須由輸入端開始設(shè)計。它同時具有三個輸入信號：控制電流IAC（引腳6）、前饋電壓有效值VFF（引腳8）、電壓放大器輸出電壓VVEA（引腳7）。電流Imo（引腳5）作為乘法器的輸出電流：Imo=KmIAC(VVEA-1)VFF2（4-3）式中，Km=1，IAC是整流電壓的控制電流，VVEA是電壓放大器輸出信號，VFF為前饋電壓。4.3.5 乘法器的輸入電流乘法器的工作電流來自通過RVAC的輸入電壓，乘法器在相對高電流下的線性度較好，但是推薦的最大電流為。當(dāng)處于電網(wǎng)最高電壓270V時對應(yīng)的峰值電壓為382V,IC引腳6電壓是6V，設(shè)置為620k的RVAC能

40、通過最大電流值為。由于引腳6的電壓是,當(dāng)輸入電壓VIN為0時，需要在添加一個偏置電流,即在參考電壓VREF和腳6之間間接1個電阻Rb1，這樣能使得IAC就提供較小偏置電流，Rb1=RVAC4，取150 k。4.3.6乘法器的輸出電流Imo=KmIAC(VVEA-1)VFF2（4-4）乘法器的最大輸出電流Imo發(fā)生在電網(wǎng)最低電壓（80V）的波峰處。而此時整流電壓控制電流為：IAC=2VIN minRVAC=2×80620k=182A（4-5）上式中，VVEA為5V,VFF2為2，則Imo最大值為365uA。Imo小于兩倍的IAC。電流Iset為乘法器的輸出電流提高了另一個限制點。Imo

41、小于，對本例而言，最大值，取10k。乘法器輸出電流Imo必須與一個和電感電流成正比的電流進行加成，才可以構(gòu)成一個電流反饋環(huán)。該功能的實現(xiàn)將由串接在乘法器輸出端與電流感測電阻間的Rmo完成，而乘法端器輸出端將成為該加成的求和節(jié)點。ImoRmo=iLRS（4-6）上式為Rmo的約束方程。感測電阻Rs為,電感電流峰值限制在，那么根據(jù)關(guān)系可得Rs兩端的峰值電壓為。另外乘法器的最大輸出電流為365A，因此求和電阻Rmo為k，取k。4.3.7 振蕩器的頻率定時電容CT及電阻RSET的大小決定了振蕩器的頻率。電容計算公式為：CTRSETfs（4-7）式中，開關(guān)頻率fs為100kHz，RSET是10k，所以C

42、T為。4.3.8 電流誤差放大器的補償(1) 電感電流下降時感測電阻的兩端電壓為：（4-8）此電壓必須為定時電容兩端電壓Vs的峰-峰值，則。誤差放大器的增益為：（4-9）(2)反饋電阻，設(shè)Rci=Rmo=3.9k Rcz=Gca×Rci=5.2×3.9=20k（4-10）(3)電流環(huán)的穿越頻率：（4-11）(4)選擇CCZ，在環(huán)路穿越頻率處設(shè)置零點。Ccz=12×fci×Rcz=12×15.7k×20k=507pF（4-12）此處取620pF。(5)選擇Ccp ,極點必須在fs/2上Ccp=122×fcs×Rcz=

43、12×100k×20k=80pF（4-13）此處取62pF。4.3.9 電壓誤差放大器的補償(1)輸出紋波電壓由下式?jīng)Q定，式中fr是2次諧波的頻率為120Hz：（4-14）(2)放大器增益的設(shè)置：Vo(pk)必須降至電壓誤差放大器輸出所允許的紋波電壓，這就得設(shè)置誤差放大器在2次諧波頻率點上：（4-15）(3)反饋網(wǎng)絡(luò)的數(shù)值：取Rvi為511k，Cvf=12fr×Rvi×GvaF（4-16）此處取F(4)設(shè)置分壓電阻：k（4-17）此處取10k。4.3.10 前饋電壓濾波電容前饋分壓器的電容將決定VFF對交流輸入電流的3次諧波失真的影響。整流線電壓2次諧波含量為 66.2%。THD是總諧波失真允許百分比1.5%。所以，衰減量為：（4-18）求極點頻率fp，fr是2次諧波的紋波頻率：fp=Gff×fr=0.15×120=18Hz（4-19）選擇Cff1和Cff2：Cff1=12×fp×Rff2F（4-20）此處取F。Cff2=12×fp×Rff3F（4-21）此處取F。 UC3854的仿真電路及