PFC用三相高頻PWM整流器的仿真研究畢業(yè)設(shè)計論文_圖文

1、PFC用三相高頻PWM整流器的仿真研究院 系：機電與自動化學院專 業(yè) 班：電氣姓 名：學 號：指導教師：2012年5月PFC用三相高頻PWM整流器的仿真研究PFC with high-frequency three-phase PWM rectifier simulation study摘 要由于諧波電流可能會引發(fā)器件的誤動作，干擾相鄰的電子電氣設(shè)備，導致變壓器和電機等相關(guān)設(shè)備出現(xiàn)過熱現(xiàn)象；同時也增大了能量的損耗。考慮到以上的問題，本文主要用三相高頻PWM整流器進行仿真，其目的是為了提高功率因素。首先，分析了諧波電流的危害、以及低功率因素的原因，表明提高功率因素的意義以及如何實現(xiàn)PFC；其次，

2、對電路結(jié)構(gòu)及其控制原理的向量分析、控制方案的實現(xiàn)和功率因素校正器的設(shè)計，這其中包括了前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk的設(shè)計、電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk的設(shè)計和電流環(huán)（Fcn(I）的設(shè)計；最后，用仿真軟件MATALAB7.0 進行原理仿真。采用上述控制策略，完全可以做到使輸入電流與箱入電壓同相。提出了一種三相降壓式電容輸入多諧振功率因數(shù)校正(PFC電路，并且分析了多諧振PFC的工作原理，采用單相時變簡化分析模型，推導了電路元件電壓、電流約束關(guān)系，繪制了實用的PFC設(shè)計曲線。仿真及樣機實驗結(jié)果表明：本文提出的設(shè)計方法正確，軟開關(guān)技術(shù)有效；克服了準諧振PFC存在的開關(guān)電流峰值大、直流輸出紋波大的不足，較好

3、地解決了PFC實用技術(shù)存在的問題。關(guān)鍵詞：諧波電流 功率因素 整流器 MATALABAbstractDue to harmonic currents may trigger device malfunction, interference between adjacent electrical and electronic equipment, led to the transformer and motor and other related equipment overheating; but also increases the energy loss.Considering the a

4、bove problems, this paper uses the three-phase high frequency PWM rectifier simulation, its purpose is to improve the power factor.First of all, analysis of the harmonic current and low power factor, the harm that causes, improve the power factor and the significance of how to realize PFC; secondly,

5、 the circuit structure and control principle of vector analysis, control scheme and the realization of power factor corrector design, including the feedforward voltage link (Fcn (QK. Design, voltage feedback (Fcn (BK and the design of current loop (Fcn (I design; finally, using simulation software M

6、ATALAB7.0 principle simulation.By adopting the control strategy, can make the input current and voltage phase into the box.Put forward a kind of three-phase step-down capacitor input multiple resonant power factor correction (PFC circuit, and an analysis of multiple resonance principle of PFC, singl

7、e variable model analysis, deduced the circuit element voltage, current constraint relations, rendering the utility of PFC design curve.Simulation and experimental results show that: the method presented in this paper is correct, the soft switch technology effectively; overcome the resonant PFC pres

8、ence switch peak current, DC output ripple is insufficient, can solve the practical problems of the technology of PFC.Key words：harmonic current Power factor Rectifier MATALAB目 錄摘 要 IAbstract II緒 論 11 功率因數(shù)在電源變換系統(tǒng)中的意義 21.1 功率因數(shù)在電源變換系統(tǒng)中的意義 21.1.1 伺服電源系統(tǒng)之典型結(jié)構(gòu)框圖 21.1.2 低功率因數(shù)的幾種原因 21.1.3 功率因數(shù)PF的完全定義 31.2

9、 提高功率因數(shù)的意義 31.2.1 諧波電流的危害 31.2.2 實際成本的加大 31.2.3 能量損耗增大 31.3 改善功率因數(shù) 41.3.1 功率因數(shù)校正的目標 41.3.2 PFC的實現(xiàn) 41.3.3 有源PFC之功能框圖 41.3.4 選擇合適的PFC拓撲電路 42 電路結(jié)構(gòu)及其控制原理的相量分析 52.1 主電路結(jié)構(gòu) 52.1.1 高頻整流器主電路結(jié)構(gòu) 52.1.2 主電路原理等效電路 62.1.3 主電路向量分析 83 控制方案的實現(xiàn) 83.1 控制系統(tǒng)的框圖主電路結(jié)構(gòu) 83.1.1 控制系統(tǒng)框圖結(jié)構(gòu) 83.2 PFC升壓轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu) 103.2.1 電流型PFC電路的工作過程

10、103.2.2 電流型PFC電路的波形分析 104 功率因數(shù)校正器的設(shè)計 124.1 PFC(功率因數(shù)校正器 的MATLAB設(shè)計 124.1.1 PFC控制原理 124.1.2 PFC的MATLAB設(shè)計舉例 124.2 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk的設(shè)計 134.2.1 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk的原理分析 134.2.2 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk的參數(shù)分析 134.3 電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk的設(shè)計 144.3.1 電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk環(huán)節(jié)的原理分析 144.3.2 電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk環(huán)節(jié)的參數(shù)分析 144.4 電流環(huán)（Fcn(I）的設(shè)計 154.4.1 電流環(huán)（Fcn(I）

11、環(huán)節(jié)的原理分析 154.4.2 電流環(huán)（Fcn(I）環(huán)節(jié)的參數(shù) 155 PFC的SIMULINK仿真電路及波形 165.1 SIMULINK仿真電路 165.1.1 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk的方框圖 165.1.2 SIMULINK仿真電路建模 165.2 PFC(功率因數(shù)校正器的仿真設(shè)計 175.2.1 SIMULINK仿真電路設(shè)計指標 175.2.2 SIMULINK仿真PFC電路框圖 185.2.3 SIMULINK仿真升壓電路框圖 185.2.4 SIMULINK仿真補償電路框圖 195.2.5 SIMULINK仿真結(jié)果 19結(jié) 論 20致 謝 21參考文獻 22緒 論由近年來，隨著

12、電子技術(shù)的發(fā)展，各種辦公自動化設(shè)備，家用電器，計算機被大量使用。這些設(shè)備的內(nèi)部都需要一個將市電轉(zhuǎn)化為直流的電源部分。在這個轉(zhuǎn)換過程中，由于一些非線形元件的存在，導致輸入電流電壓雖然是正弦的，但輸入的交流電流卻嚴重畸變，包含大量諧波。而諧波的存在，不但降低了輸入電路的功率因數(shù)，而且對公共電力系統(tǒng)產(chǎn)生污染，造成嚴重的電路故障。正因為如此許多國家制定了相應的技術(shù)標準，用以限制諧波電流的含量。例如IEC 555-2IEC 61000-3-2EN 60555-2GB/T 4549-1993等標準，規(guī)定了允許用電電氣設(shè)備產(chǎn)生的最大諧波電流。由此可見，由此可見消除諧波電流和提高功率因數(shù)有非常重要的意義。另外

13、，功率半導體制造技術(shù)、微電子技術(shù)、計算機技術(shù)及控制理論的不斷進步，帶來了電力電子技術(shù)在器件應用上和能量變換應用上的日趨成熟，從而也引發(fā)了電源系統(tǒng)的歷史性革命，使得高頻開關(guān)電源取代傳統(tǒng)線形電源成為不可逆轉(zhuǎn)的趨勢，尤其是大型通訊基站、發(fā)電廠、變電所等應用場合，對大容量的直流電源系統(tǒng)的功率密度和系統(tǒng)的可靠性也提出了越來越高的要求。我國通信業(yè)的迅速發(fā)展極大地推動了通信電源的發(fā)展，開關(guān)電源在通信系統(tǒng)中處于核心地位，并已成為現(xiàn)代通信供電系統(tǒng)的主流。傳統(tǒng)的可控硅相控穩(wěn)壓電源不僅體積龐大，重量笨重，而且輸出紋波大，動態(tài)響應差，效率低，已不能滿足通信高頻開關(guān)電源以其效率高，體積小，重量輕等優(yōu)點已逐漸取代可控硅相

14、控穩(wěn)壓電源。隨著大規(guī)模集成電路的發(fā)展，要求電源模塊實現(xiàn)小型化，因而需要不斷提高開關(guān)頻率和采用新的電路拓撲結(jié)構(gòu)，這就對高頻開關(guān)電源技術(shù)提出了更高的要求。分析可知，輸入電流波形發(fā)生了嚴重的畸變，含有大量的諧波，雖然三相不可控整流電路的相移因子cos1近似為1，但畸變因子很低，使得總的功率因數(shù)PF=cos1很低，一般為0.60.7。而晶閘管相控整流電路的相移因子cos1比不可控整流時低，輸入電流畸變程度更大，功率因數(shù)PF值比不可控整流電路更低。因此，整流電路尤其是三相整流電路的功率因數(shù)的提高對治理電網(wǎng)的諧波提高供電電能質(zhì)量具有重要的意義。1 功率因數(shù)在電源變換系統(tǒng)中的意義1.1 功率因數(shù)在電源變換系

15、統(tǒng)中的意義1.1.1 伺服電源系統(tǒng)之典型結(jié)構(gòu)框圖圖1 伺服電源系統(tǒng)的典型結(jié)構(gòu)框圖伺服電源系統(tǒng)主要由整流器，PFC變換器，DC-DC轉(zhuǎn)換器，輸出系統(tǒng)，數(shù)字控制器和光學耦合器等器件組成，其中，在眾多的AC/DC轉(zhuǎn)換器中，近年來出現(xiàn)的高頻整流器與傳統(tǒng)的不可控整流與相控整流相比，具有功率因數(shù)高，輸出電壓波紋小，電能可以雙向流動，動態(tài)響應好等優(yōu)點，而成為研究的熱點。1.1.2 低功率因數(shù)的幾種原因情形一有相移的正弦電流情形二無相移的非正弦電流情形三有相移的非正弦電流圖2 低功率因數(shù)波形圖如圖2所示，產(chǎn)生的電流分別為：有相移的正弦電流，無相移的非正弦電流，有相移的非正弦電流。1.1.3 功率因數(shù)PF的完全

16、定義PF表示為有功功率Pa與視在功率Ps之比：PF = Pa / Ps。（1） 有功功率Pa：實際消耗電能。（2） 無功功率Pr：未作功電能。（3） 視在功率Ps：有功功率Pa與無功功率Pr的矢量和。即可知，PF = Pa / Ps= Pa / (Pr+ Pa。1.2 提高功率因數(shù)的意義1.2.1 諧波電流的危害諧波電流可能會引發(fā)器件的誤動作，干擾相鄰的電子電氣設(shè)備，導致變壓器和電機等相關(guān)設(shè)備出現(xiàn)過熱現(xiàn)象。1.2.2 實際成本的加大（1） 雖然，電力公司只依據(jù)有功功率收費，但是低功率因數(shù)往往會導致用戶費用增大發(fā)電廠、電力傳輸和電力分配設(shè)備的容量更大。（2） 電力傳輸，分配的損耗加大。（3） 過

17、熱，諧波電流沖擊導致設(shè)備壽命縮短（4） 用戶端的設(shè)備，器件容量更大1.2.3 能量損耗增大（1） 幾乎所有元器件皆消耗能量更大的等效電流與峰值電流（2） 不做功器件也消耗能量無功能量返送至電網(wǎng)（3） 電力傳輸與電力分配1.3 改善功率因數(shù)1.3.1 功率因數(shù)校正的目標合格的功率因數(shù)校正器具備以下特征：（1） 能調(diào)節(jié)輸入電流，并使相位和波形與輸入電壓保持一致，即：減小電流各諧波分量，改善THD，減小無功功率的往返，降低器件額定電流的標準（2） 可調(diào)節(jié)輸出電壓（3） 符合相關(guān)標準，法規(guī)（4） 降低運行成本（5） 系統(tǒng)損耗低（6） 視在功率的利用率高1.3.2 PFC的實現(xiàn)（1）無源PFC：主要由無

18、源元件組成，分為電感續(xù)流型，電容倍壓型。（2）有源PFC：分為模擬有源PFC，數(shù)字有源PFC由于，無源PFC存在適用于功率應用，通用性不高，體積大，重量大， PF改善性能有限等缺點，本次設(shè)計，選擇有源PFC電路結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)。1.3.3 有源PFC之功能框圖交流輸入 圖3 有源PFC結(jié)構(gòu)圖PFC所用關(guān)鍵元件有：功率開關(guān)管，電容，電感，二極管。1.3.4 選擇合適的PFC拓撲電路三相單開關(guān)型有源PFC電路是在二極管整流電路后接六種基本電力電子變換電路中的任一種（如Boost、Buck電路等）而構(gòu)成，由于升壓型Boost電路具有獨特的優(yōu)點，采用升壓型PFC電路是一種總的趨勢，也是研究的重點，其它的電路

19、應用較少。單開關(guān)型電路只采用一個有源開關(guān)管，在電感電流連續(xù)模式（CCM）下要通過對一個開關(guān)的控制使三相電流均為正弦波且和電壓同相位是很困難的，因此該電路只能在DCM模式下才能實現(xiàn)PFC。已知三相Boost型PFC主電路拓撲，工作原理是通過有源開關(guān)S的通斷，對每相的激磁電感L以及電容C進行充放電，控制輸入電流。對開關(guān)S進行PWM控制，即可使每一相的輸入電流波形近似為正弦波。由于輸入電流變化的斜率正比于對應時刻的輸入電壓，因此輸入電流自動跟蹤輸入電壓，控制上采用開環(huán)即可實現(xiàn)PFC。三種拓撲結(jié)構(gòu)的比較如下表所示：表1 PFC電路拓撲結(jié)構(gòu)比較電路類型輸出電壓屬性有無失真電感電流屬性降壓型正極性有不連續(xù)

20、型升壓型正極性無連續(xù)型混合型負極性有不連續(xù)型2 電路結(jié)構(gòu)及其控制原理的相量分析2.1 主電路結(jié)構(gòu)高頻整流器的基本工作原理是:通過控制整流橋臂上各開關(guān)管的導通與關(guān)斷，使電路的輸入電流近似為正弦，并且使其與愉入電壓同相位。2.1.1 高頻整流器主電路結(jié)構(gòu)高頻整流器主電路結(jié)構(gòu)如圖4所示。圖4 高頻整流器主電路 由圖4可以看出，其主電路結(jié)構(gòu)與逆變器的主電路結(jié)構(gòu)是相同的。本文僅就整流方面進行分析研究。從整流橋的左側(cè)向右看a，b兩端應等效為一交流源uab。2.1.2 主電路原理等效電路高頻整流器主電路結(jié)構(gòu)的等效原理圖如圖5所示。圖5 等效原理圖高頻整流器主電路結(jié)構(gòu)的等效原理向量圖如圖6所示。圖6 相量關(guān)系

21、圖根據(jù)圖5中所示的各相量之間的關(guān)系可以得出，能夠滿足該直角三角關(guān)系即為整流器穩(wěn)態(tài)運行時功率因數(shù)為1的必要條件，設(shè)整流橋直流翰出電壓為Uo，調(diào)制信號的調(diào)制比為m，則由相量圖可得:uabm * cosa = uam (1uabm = m * Uo (2由式 ( 1 ,(2得:m * cosa = uam / Uo (3式( 3 即 為整流橋穩(wěn)態(tài)抽出時功率因數(shù)為1的充分必要條件。在此式中，共有四個變量，因此，若想在穩(wěn)定輸出的前提下使功率因數(shù)等于1,就必須協(xié)調(diào)控制m和cosa。為分析方便，首先假設(shè)電路中各元器件均為理想器件，輸入交流像為理想電源，輸入電流與抽入電壓同相。設(shè)負載為R，直流翰出電壓和電流分

22、別為Uo，Io,則根據(jù)輸人翰出功率平衡的原則，電路的輸人功率Pi應該與輸出功率Po相等，即Pi=Po。又因為:Pi = ui * ilm / 2 (4Po = U o * I o (5所以，ilm =2 Po / usm (6令k= tga，它與輸出電壓的平方成正比，而與負載和翰人電壓均值的平方分別成反比。圖6所示的相量圖可用圖7表示。圖7 m和a關(guān)系相量圖圖中各相量單位為usm.2.1.3 主電路向量分析由相量圖可以看出，當輸入電壓穩(wěn)定且負載恒定時.如果輸出電壓發(fā)生波動。k將隨之變化，從而導致相量uabm的矢端在直線AC方向上移動。設(shè)uabmabm 的矢端從B點強行拉到C點，從而滿足了功率因

23、數(shù)等于1時調(diào)制信號的相移條件。在此基礎(chǔ)上，只要適當調(diào)節(jié)調(diào)制比m就可以使抽出電壓達到穩(wěn)定值。設(shè)額定輸出時的調(diào)制比為me，實際檢測電壓和電流為Uce,Ice ,額定輸出電壓和電流為Uce , Ice則:Uabm = m * Uoc = me * Uoe (7從上式可知，當k值固定后，調(diào)制比m與實際輸出電壓Uoc成反比。根據(jù)前面的分析結(jié)果可以看出，在高頻整流器的相量三角形中，只要使其兩邊固定，則第三邊也將被迫為定長。因此，如果高頗整流器的輸入電壓為一定值時，只要使k的值固定，那么在功率因數(shù)等于1的前提下。a,b兩端的電壓就等于固定值，式(1一式(7就是實現(xiàn)m和cosa的方程式。為了實現(xiàn)功率因數(shù)及波形

24、校正，輸入電感Li(a,b,c必須選得足夠大，確保在一個開關(guān)周期內(nèi)電感電流保持不變；校正電容Ci(a,b,c必須選得足夠小，并保證校正電容工作在電壓不連續(xù)工作方式下(DVM，且根據(jù)負荷和電源的變化來控制開關(guān)頻率。在每一開關(guān)周期，校正電容電壓的充電速度與線電流成正比，盡管電容放電時并不是線性的，但同電感輸入PFC比較，電容放電速度比電感去磁速度快、時間短，這使得三相電源電流更依賴電容電壓峰值。以A相分析為例，在基本假設(shè)條件下，由于開關(guān)頻率遠遠高于基波頻率，在一個開關(guān)周期內(nèi)，電感電流ia恒定不變。在開關(guān)S關(guān)斷期間，校正電容Cia在ia的作用下線性充電，電容Cia儲能。充電結(jié)束時，校正電容Cia上電

25、壓峰值與電源電壓瞬時值成正比。一旦開關(guān)S觸發(fā)導通，校正電容儲存的能量轉(zhuǎn)移到諧振電感上。當電容電壓放電至零時，由整流二極管續(xù)流，電感 Lr中的能量轉(zhuǎn)移給負載R。當開關(guān)電流is過零時，控制開關(guān)S關(guān)斷，校正電容Cia又由電流ia線性充電，直到開關(guān)S再次導通為止。整流器穩(wěn)態(tài)運行時，校正電容Cia上的電壓波形是高頻脈動的，但其包絡線是正弦的(圖2。在任意半個基波周期內(nèi)，校正電容Cia上的電壓的平均值與A相電壓的平均值相等，且其峰值與線路電流成正比。若開關(guān)頻率遠遠高于電源頻率、三相電源電壓為正弦，則校正器從電源吸取的電流i(a,b,c也是正弦的，且與相電壓的幅值成比例。這樣，電源電壓與電流是同相正弦的。在

26、整個過程中，整流器不向系統(tǒng)“回送” 功率，整流器不需要系統(tǒng)提供無功。因此，在不需另加有源或無源濾波裝置，在獲得較高的變換效率的同時，校正器自然地從電源吸取同相正弦電流。在基本假設(shè)條件下，近似認為在一個開關(guān)周期內(nèi)電源電壓和電流i(a,b,c保持不變，并用等效電流源來代替。由對稱性原理知，對交流電源電壓為va>0,vb 的 90 ° ,120 ° 區(qū)間的分析，可擴展到整 個基波周期。 3 控制方案的實現(xiàn)3.1 控制系統(tǒng)的框圖主電路結(jié)構(gòu)控制系統(tǒng)的核心可分為確定k值和確定二值兩部分。共有三個檢測量:翰人電壓、輸出電壓和輸出電流。因為正弦波由檢測電路所得，所以不需要專門的正弦波

27、產(chǎn)生電路。高頻整流器的基本工作原理是:通過控制整流橋臂上各開關(guān)管的導通與關(guān)斷，使電路的輸入電流近似為正弦，并且使其與愉入電壓同相位。3.1.1 控制系統(tǒng)框圖結(jié)構(gòu)控制系統(tǒng)的框圖如圖8所示：圖8 控制系統(tǒng)的框圖分析已知，k 值的確定需要四個量，利用k值和輸人電壓可得到相位后移90'的正弦波，此正弦波與輸人檢測電壓相減后，即得到幅值未調(diào)但相位確定的調(diào)制波。輸出電壓與給定電壓通過PI調(diào)節(jié)器后，調(diào)節(jié)調(diào)制比m, k值與m值確定后?？刂齐娐份敵龅碾妷杭礊樗蠼o定調(diào)制波，再經(jīng)過PWM電路和馭動電路就可以控制整流橋上各開關(guān)管，達到輸出電壓穩(wěn)定且功率因數(shù)為1的目的。因為對應某一固定抽出電壓，k具有一確定值

28、，所以采用一個PI調(diào)節(jié)環(huán)來控制輸出電壓即可。3.2 PFC升壓轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)圖4 PFC升壓轉(zhuǎn)換器在基本假設(shè)條件下，近似認為在一個開關(guān)周期內(nèi)電源電壓和電流i(a,b,c保持不變，并用等效電流源來代替。由對稱性原理知，對交流電源電壓為va>0,vb 的 90°,120° 區(qū)間的分析，可擴展到整 個基波周期。高功率因數(shù)整流器穩(wěn)態(tài)工作時一個開關(guān)周期的理想波形 ，對其工作過程描述如下： 工作方式 1(t0 續(xù)流二極管 V 導通，其余二極管全部截止，開關(guān) S 處于關(guān)斷狀態(tài)。校正電容 Ci(a,b,c 在電源電流的作用下，分別與各相電流幅值成比例充電，電容電壓線性上升；槽路電感 L

29、r 通過續(xù)流回路給負荷供電。在控制信號的作用下，開關(guān) S 觸發(fā)導通，工作方式 1 結(jié)束。此時加在二極管 V1,2 上的電壓 vac 為正，迫使二極管 V1,2 正向?qū)ā?工作方式 2(t1 二極管 V1,2 、 V 及開關(guān) S 導通。由于 vcb 為負， V6 不導通， B 相電流繼續(xù)給電容 Cib 充電，電容 Cib 上的電壓繼續(xù)增加；電容 Ci(a,c 與電感 Lr 構(gòu)成諧振槽路 ( 一 并產(chǎn)生諧振，直到電感 Lr 中的電流反向，續(xù)流二極管 V 截止，進入工作方式 3 。由于 S 處于諧振槽路中，其中的電流按諧振電流規(guī)律變化，但其方向不同于電感電流 iLr 。 工作方式 3(t2 二極管

30、 V1,2 及開關(guān) S 繼續(xù)導通，其余二極管截止。電容 Cib 上的電壓仍在增加，電容 Ci(a,c 上儲存的能量通過諧振槽路逐漸轉(zhuǎn)移到電感 Lr 上， iLr 按正弦規(guī)律上升，電容 Ci(a,c 上的電壓則逐漸降低。當電容 Cib 和 Cic 上的電壓相等時，工作方式 3 結(jié)束。隨后，電壓 vbc 為正，二極管 V6 正向?qū)ā?工作方式 4(t3 二極管 V1 ， 2 ， 6 及開關(guān) S 導通，其余二極管截止。校正電容 Ci(a,b,c ，并聯(lián)電容 Cv ，以及電感 Lr 構(gòu)成諧振槽路 ( 二 ，電容 Ci(a,b,c 通過諧振槽路繼續(xù)放電，當電容 Ci(a,b,c 放電至零時，工作方式

31、4 結(jié)束。 工作方式 5(t4 續(xù)流二極管 V 截止，其余二極管及開關(guān)均導通。并聯(lián)電容 Cv 與電感 Lr 構(gòu)成諧振槽路 ( 三 ，電感 Lr 先增磁，后去磁，直到電感 Lr 電流等于負載直流電流為止。此時，二極管 V1 V6 承受反向偏置電壓，由于加在開關(guān)上的電壓線性上升，整流二極管實現(xiàn)零電壓開通；流過開關(guān) S 的電流為零，使開關(guān)實現(xiàn)零電流關(guān)斷 (ZCS 成為可能。 工作方式 6(t5 所有的二極管都截止。 整流二極管承受反向偏置電壓，全部的負載電流由并聯(lián)電容 Cv 供給。控制電路檢測到流過開關(guān) S 的電流為零，觸發(fā)關(guān)斷 S ，實現(xiàn)零電流開關(guān) (ZCS 。實際上，工作方式 6 是包括在工作方

32、式 1 中的，當電容 Cv 上的電壓線性放電至零后，二極管 V 因承受正向電壓而導通。 從上述分析可知，因電容 Ci(a,b,c 、 Cv 與電感 Lr 構(gòu)成多個諧振槽路共同作用，使得整流二極管具有零電壓開通性質(zhì)，開關(guān) S 具有零電流切換性質(zhì)。由于多諧振槽路使諧振電感電流 iLr 更接近正弦波，使開關(guān)電流波形峰值比準諧振 PFC 有所降低，從而減小了導通損耗。 3.2.1 電流型PFC電路的工作過程圖5 電流型PFC工作框圖根據(jù)設(shè)計要求，對于給定的輸入峰值電壓、直流輸出電壓和負載電流，求出多諧振PFC的穩(wěn)態(tài)運行點、主電路各元件參數(shù)，從而提出相應的設(shè)計方案。根據(jù)簡化模型的推導結(jié)果，可以計算開關(guān)元

33、件承受斷態(tài)最高阻斷電壓、通態(tài)流過的最大電流、平均值電流和有效值電流，為電路元件的選擇提供依據(jù)。利用計算機輔助分析可知，當輸入輸出電壓轉(zhuǎn)換比Kv保持不變時，開關(guān)S承受的電壓應力在整個負載范圍內(nèi)幾乎保持不變；而且，當整流器輕載時，電壓轉(zhuǎn)換比Kv越大，開關(guān)S的電流峰值將有所減小。3.2.2 電流型PFC電路的波形分析（1） 情形1：當占空比 = 50% 圖6 波形1（2） 情形2：當占空比 50%圖7 波形2多諧振PFC電路工作方式復雜，直接求解電路參數(shù)間的關(guān)系比較困難。作者在三相電路分析的基礎(chǔ)上，采用時變的簡化分析模型，將三相電路簡化成單相模型來分析。當t=90°時，A相電壓達到正峰值V

34、a，而B、C相電壓相等且皆為負(vb=vc=Va/2。此時電路元件承受的電壓、電流應力最大，電容Cia、Cib上的充放電速度完全相同，相當于并聯(lián)。輸入側(cè)的諧振槽路電容Ci(a,b,c可用電容Ce來等效，且Ce等效于Cia、Cib并聯(lián)后再與Cia串聯(lián)。由于有大的濾波電感Lf存在，輸出濾波環(huán)節(jié)和負載可等效成一電流源Io。當t=90°時，電容Cib、Cic上的電壓相等。運用簡化模型對工作方式1、2、46進行了詳細的數(shù)學描述，根據(jù)上述對簡化模型的分析，利用計算機輔助分析，求出電路的穩(wěn)態(tài)解，可對電路參數(shù)元件提供依據(jù)。令Ce=3/2Cr，其中Cr=Ci(a,b,c=Cv，II=Ia,VI=3/2

35、Va,其中Ia、Va分別為A相電流、電壓的峰值，VI相當于一個開關(guān)周期內(nèi)電容Ce電壓的平均值。綜上所述的波形可以得出電流型PFC電路的優(yōu)點是：（1）降低蓄能電容器的充放電電流降低蓄能電容器的容量（2）交流側(cè)輸入電流更平滑得益于電感電流波動的相互抵消（3）電感電感量?。?）尺寸小4 功率因數(shù)校正器的設(shè)計4.1 PFC(功率因數(shù)校正器 的MATLAB設(shè)計4.1.1 PFC控制原理傳統(tǒng)的功率因數(shù)校正器，主電路一般采用B00ST升壓電路，控制策略采用平均電流法控制。其基本控制思想為：檢測電路平均電流，使之跟隨網(wǎng)壓，與網(wǎng)壓同波形、同相位從而實現(xiàn)輸入端功率因數(shù)近似為1。如圖9，F(xiàn)c n(qk為網(wǎng)壓衰減環(huán)節(jié)

36、，取得網(wǎng)壓信號作為電流的標準參考量的一部分；F c n(bk為反饋電壓校正環(huán)節(jié)，以保持輸出電壓的穩(wěn)定；F cn(I為電流校正環(huán)節(jié)，實現(xiàn)對電流的正弦化校正。圖9 PFC控制原理框圖三相硬開關(guān)PFC有良好的功率因數(shù)及波形校正的效果，但是換流器存在開關(guān)應力大和開關(guān)損耗大等嚴重缺點，因而限制了PFC性能的提高及實用效果。文獻3提出了電感輸入升壓式多諧振零電流開關(guān)的PFC電路，在等功率條件下，其開關(guān)元件的電流應力要比采用PWM控制方式小，使之更適合使用IGBT功率開關(guān)。但為了保證校正電感工作在電流不連續(xù)方式(DCM，需要加裝特殊的EMI濾波器。又由于升壓式PFC的輸出電壓比輸入電壓高得多，使PFC電路的

37、使用范圍受限。因此，提出了電容輸入降壓式準諧振零電流切換的PFC電路，實現(xiàn)了零電流開關(guān)，觖決了開關(guān)應力大的問題。但在這種校正電路中，開關(guān)電流峰值比PWM方式PFC大得多，結(jié)果對同樣的負載，開關(guān)元件的導通損耗大，實際用時開關(guān)元件必須選大電流元件。4.1.2 PFC的MATLAB設(shè)計舉例這里，以設(shè)計一個3KW的有源功率因數(shù)校正器為例進行敘述。假設(shè)輸入電壓為2 2 0 V ac，輸出電壓為4 0 0 V dc輸出電容為9 4 0 u F，儲能電感為1 m H。基于此，對 P F C控制部分進行MA T L A B仿真設(shè)計。對P FC控制電路的設(shè)即是合理地整定Fcn(qk、Fcn(bk及Fc n(i三

38、個環(huán)節(jié)的參數(shù)，以使電路獲得良好的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)響應性能。網(wǎng)壓和輸出電壓分別經(jīng)前饋環(huán)節(jié)Fcn(qk和反饋環(huán)節(jié)Fcn(bk進入乘法器相乘后作為電流環(huán)的基準量。這樣為了確保回路電流的正弦波形，乘法器的輸出必須為標準的正弦波形，所以Fcn(qk、Fcn(bk要盡可能的衰減可能引起電流波形失真的各種諧波及相移因數(shù)。乘法器輸出幅決定著平均電流的大小，為了實現(xiàn)寬范圍輸入電壓下穩(wěn)恒的輸出電壓，必須使乘法器的輸出幅值與網(wǎng)壓成反比。4.2 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk的設(shè)計4.2.1 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk的原理分析PFC電路在寬范圍輸入電壓下，輸出電壓是穩(wěn)定的，由PFC控制理論知，網(wǎng)壓經(jīng)Fcn(qk后的量必須與網(wǎng)

39、壓成反比。同時，需要最大程度的衰減二次諧波對輸入電流失真的影響。對此，可以設(shè)計一個截止頻率很低的單極點濾波器來獲得平均輸入電壓，但是系統(tǒng)對輸入電壓的響應速度也有較高的要求。這里選擇二階濾波器作為平衡折衷的一個選擇,并且，二階濾波器逐將導致二次諧波相移1 80度，從而使產(chǎn)生的三次諧波電流與輸入電流的相移量變得與電壓相同。4.2.2 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk的參數(shù)分析基于前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk的工作原理，對該濾波環(huán)節(jié)作了試湊設(shè)計。對前饋環(huán)節(jié)的濾波環(huán)節(jié)設(shè)計，主要是確定兩個極點的位置。運用MATLAB自控設(shè)計工具箱，可方便地調(diào)整極點位置以獲得良好的衰減性能和快速響應。見圖10，二次諧波幾乎無法通

40、過，并且系統(tǒng)也有良好的響應性能。經(jīng)多次試湊實驗，最后設(shè)定兩個開環(huán)極點為：p1 = -23.4 , p2 = -10.1 （8）由傅立葉分解知前饋環(huán)節(jié)進入到乘法器是一個與闞壓成反比的正弦量。圖10 濾波器對二次諧波弱衰減電流環(huán)波特圖曲線圖4.3 電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk的設(shè)計4.3.1 電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk環(huán)節(jié)的原理分析功率輸出級的基本低頻模型是一個驅(qū)動電容器的電流源，形成一個積分器，它的增益特性是隨頻率每增加1 0倍而滾降20dB。由于電壓環(huán)的帶寬與開關(guān)頻率相比比較窄，所以電壓環(huán)設(shè)計主要考慮輸入畸變?yōu)樽钚。皇欠€(wěn)定性。電壓環(huán)框圖可由圖11得出。圖11 電壓環(huán)框圖4.3.2 電壓反饋環(huán)

41、節(jié)(Fcn(bk環(huán)節(jié)的參數(shù)分析首先，電壓環(huán)的帶寬必須足夠窄，以衰減輸出電容上的二次諧波，保證輸入電流的調(diào)制比較小。其次，電壓環(huán)必須有足夠的稠移，使調(diào)制出來的信號能與輸入電壓保持同相，獲得較高的功率因數(shù)。圖11 輸出電壓二次諧波示意圖假設(shè)PFC要求3的THD，由PFC設(shè)計原理知，07 5的THD分配給電壓環(huán)，所以電壓環(huán)輸出紋波電壓應限制在15。基于此，確定二次諧波頻率處電壓環(huán)的增益，其設(shè)計原理類同于前饋電壓環(huán)的設(shè)計，最終得電壓環(huán)反饋環(huán)節(jié)如下：Fcn(bk=20/(0.0726s+1 （9）4.4 電流環(huán)（Fcn(I）的設(shè)計4.4.1 電流環(huán)（Fcn(I）環(huán)節(jié)的原理分析對前饋電壓跟反饋電壓雙環(huán)進行

42、補償后，經(jīng)乘法器產(chǎn)生了一個理想的參考電流波形。對電流環(huán)進行補償，提供一個接近開關(guān)頻率的平直增益。其中放大器的中低段的零點提供高增益，是平均電流型控制能夠工作。接近開關(guān)頻率的放大器增益由匹配電感電流的下降率來決定。電流環(huán)框圖如圖12所示。圖12 電流環(huán)框圖在電感放電起始的一段時間里輸出電壓全部參與電感放電，而單開關(guān)電路中輸出電壓是被分成兩部分分別參與不同的電感放電的，這就使電感放電時間縮短，即縮短了電感電流平均值與輸入電壓瞬時值的非線性階段，可減小輸入電流的THD。在較小的輸出電壓下就可以獲得比較小的THD。 從上面的分析可知：為了減小網(wǎng)側(cè)輸入電流的畸變就要提高輸出電壓值，這就增大了開關(guān)管承受的

43、電壓，也增加了后面DC/DC變換器的電壓耐量，也給Boost二極管的選擇帶來困難。4.4.2 電流環(huán)（Fcn(I）環(huán)節(jié)的參數(shù)功率電路電流反饋信號的變化：Vn=(Vo*Rs/(L*f （10）其中，Rs為主電路檢測電阻。在開關(guān)頻率處(這里，開關(guān)頻率為40K放大器的增益：GcA=Vs/Vrs (11其中Vs為電流環(huán)輸出采用PID調(diào)節(jié)器對電滾環(huán)進行補償如下：Fcn(I=（10s+27）/s （10）由上所述，MATLAB的自控工具箱的可視化界面，可以方便的調(diào)整零、極點位置，并能直觀地觀察出備環(huán)節(jié)的穩(wěn)態(tài)及暫態(tài)響應性能，便于實時調(diào)節(jié)設(shè)計。MATLAB為快速高效的設(shè)計滿足需要的PFC提供了極大的便利。5

44、PFC的SIMULINK仿真電路及波形5.1 SIMULINK仿真電路5.1.1 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk的方框圖由前面的計算，前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk的方框圖如圖13所示。圖13 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk的方框圖5.1.2 SIMULINK仿真電路建模SIMULINK仿真電路由三角波發(fā)生器由時鐘，采樣保持器，合成器及Fcn4構(gòu)成，最后可以產(chǎn)生頻率為40k，幅值為2.5的三角波。反饋電壓環(huán)節(jié)由常數(shù)電壓，加法器Add2,傳遞函數(shù)Fcn2構(gòu)成。電流環(huán)節(jié)由傳遞函數(shù)構(gòu)成，形成一個PI解調(diào)器。兩個飽和器saturation1和saturation2的加入，限制了電壓與電流環(huán)節(jié)輸出值的大小。輸入交流

45、電壓波形檢測部分由正弦波發(fā)生器SineWave1,求絕對值器Abs1,及通用表達式Fcn1組成，模擬取得的電網(wǎng)電壓。構(gòu)建完仿真電路后，選擇合適的算法進行仿真，其中，解算選項為：變補償，最大補償le-6圖14 算法框圖5.2 PFC(功率因數(shù)校正器的仿真設(shè)計5.2.1 SIMULINK仿真電路設(shè)計指標表2 功率因數(shù)校正器的設(shè)計指標參數(shù)符號目標輸出功率P350W交流輸入電壓VACmin , VACmax85V-264V交流輸入頻率fmin , fmax45Hz66Hz輸出電壓VDC400V效率n95%(額定狀況功率因數(shù)PF0.99（額定狀況）5.2.2 SIMULINK仿真PFC電路框圖圖15 P

46、FC系統(tǒng)模型5.2.3 SIMULINK仿真升壓電路框圖圖16 升壓電路模型5.2.4 SIMULINK仿真補償電路框圖圖17 補償器模型5.2.5 SIMULINK仿真結(jié)果圖18 SIMULINK仿真結(jié)果本次試驗用仿真軟件MATALAB7.0 進行原理仿真所得的結(jié)果如圖18，另外如圖19所示，從上至下依次為輸入電壓、輸入電流、電感兩端電壓和輸出電壓的波形。仿真參數(shù)為輸入電壓110V ;電感5mH;輸出電壓220V;負載20;調(diào)制比0.8040，由圖可以看出，采用上述控制策略，完全可以做到使輸入電流與箱入電壓同相。按照上述設(shè)計參數(shù)，在開環(huán)控制下，開關(guān)頻率為50kHz，負載電阻為4.03,占空比

47、為0.55。從仿真結(jié)果(圖18可以看出，整流器從電源吸取的電流幾近純正弦，且與電源電壓同相位。分析結(jié)果以及電壓、電流的相移關(guān)系，求得多諧振PFC的功率傳輸品質(zhì)因數(shù)4：QF=0.993，電流總諧波畸變率THDi< 5。開關(guān)S實現(xiàn)了零電流切換，減小了開關(guān)應力；開關(guān)元件不必附加專門的吸收回路，減少了開關(guān)損耗，提高了電路的變換效率。采用本文提出的設(shè)計方法，研制了500W實驗。仿真波形與實驗波形有很好的一致性。采用諧波分析儀對電源電壓、電流波形進行分析，在實驗電源電壓波形質(zhì)量較差(THDv大于5的情況下，三相電源電流THDi小于5，在諧波限制標準內(nèi)，相移小于5°。計算求得：QF=0.989。從實驗結(jié)果和理論分析不難看到：電容輸入多諧振PFC的校正效果幾乎不受電源諧波電壓的影響。結(jié) 論PFC的控制電路為雙環(huán)耦合控制電路，參數(shù)需要反復調(diào)試，才能最后獲得好的效果。本文利用MATLAB的自控工具箱與信號處理箱快速高效地整定符合電路要求的