無線半雙工多路數據傳輸系統

1、 無線半雙工多路數據傳輸系統（本科C 題）18組 尚勇 郭小虎 陳文輝摘 要：無線半雙工多路數據傳輸系統分發(fā)射和接收兩大部分。發(fā)射部分采用鎖相環(huán)式頻率合成器技術， MC145152和MC12022芯片組成鎖相環(huán)，將載波頻率精確鎖定在35MHz，輸出載波的穩(wěn)定度達到4×10-5，準確度達到3×10-5，由變容二極管V149和集成壓控振蕩器芯片MC1648實現對載波的調頻調制；末級功放選用三極管2SC1970，使其工作在丙類放大狀態(tài)，提高了放大器的效率，輸出功率達到設計要求。接收部分以超大規(guī)模AM/FM立體聲收音集成芯片CXA1238S為主體，靈敏度、鏡像抑制、信噪比等各項性能

2、指標均達到設計要求。采用PT2262/2272編碼/解碼電路實現了數據傳輸業(yè)務等功能； AT89S52作為整個系統的控制部分，程序設計采用C語言在KEIL51的編譯器上編程實現；顯示采用16位液晶顯示。關鍵詞： 鎖相環(huán)、壓控振蕩器、靈敏度、編碼/解碼目 錄1、系統設計 1 1.1 設計要求1 1.1.1 任務1 1.1.2 要求1 1.1.3 說明1 1.2 總體設計方案2 1.2.1 設計思路2 1.2.2 方案論證與比較2 1.2.3 系統組成102、單元硬件電路設計 11 2.1 發(fā)射部分電路的設計11 2.1.1 壓控振蕩器的設計11 2.1.2 鎖相環(huán)電路設計13 2.1.3 功率放

3、大電路設計15 2.1.4 阻抗變換電路設計16 2.2 接收部分電路的設計17 2.2.1 CXA1238S芯片17 2.2.2 天線輸入網絡19 2.2.3 高放選頻回路19 2.2.4 本機振蕩器19 2.2.5 中頻窄帶濾波器20 2.3 PT2262/2272編碼/解碼電路設計20 2.3.1 PT2262/2272芯片介紹20 2.3.2 PT2262/2272編碼/解碼電路21 2.4 抗干擾措施223、 軟件設計22 3.1 軟件設計和硬件設計的關鍵23 3.2 發(fā)射部分程序設計23 3.3 接收部分程序設計244、 系統測試24 4.1 測試使用的儀器24 4.2 指標測試和

4、測試結果24 4.2.1 發(fā)射部分的指標測試和測試結果24 4.3 波形觀察及距離測試25 4.4 結果分析26參考文獻26附錄1 電路原理圖26附錄 2 程序清單291.系統設計1.1 設計要求1.1.1 任務設計并制作一個無線半雙工多路數據傳輸系統，實現主站至從站間的數據傳輸業(yè)務。1.1.2 要求（1）基本要求 系統按照1 個主站，31 個從站的規(guī)模進行設計（實際制作2 個從站），主站以輪詢方式收集從站的數據（見說明1），輪詢每個從站的次數不低于1 次秒，每次傳送一組仿真數據； 從站的仿真數據是人為生成的兩組數字信號（見說明2）；從站傳輸哪一組數據由主站決定； 設計制作無線半雙工收發(fā)單元，

5、其工作頻率在（3040）MHz 中自行選擇，各收4單元工作頻率的相對準確性（以主站工作頻率為基準）優(yōu)于10，所有收發(fā)單元的發(fā)射功率不大于10mW（在75 歐姆假負載上測定）； 主、從站收發(fā)天線采用長度小于等于1 米的拉桿天線，垂直放置，饋線部分自行設計；在比特誤碼率（見說明3）不大于10條件下，主從站通信距離不小于8 米； 主站能實時顯示發(fā)送數據的從站號及其數據； 從站能實時顯示本站發(fā)送給主站的數據；從站采用電池供電。（2）發(fā)揮部分 在輪詢式收集的基礎上增加從站主動申請報告數據的功能（見說明4），為便于測試該功能，可在從站上設置按鍵開關或其它啟動方式； 主站具有對所有從站數據進行存儲和回放的功

6、能，并能按站號顯示此前30 秒的歷史數據； 在保持發(fā)射功率不變且比特誤碼率不大于10條件下，盡量增大通信距離； 特色與創(chuàng)新。1.1.3 說明（1）主站以輪詢方式收集從站的數據，即由主站指定從站站號并發(fā)出要求傳輸數據的呼叫，從站收到主站呼叫后，應答上報本站的一組數據；（2）為方便測試，要求從站的仿真數據是對以下 正弦波：s(t)=2.5+2sin(2t)V 直 流： 2.5V 兩個模擬信號進行人為處理而生成的數字信號，即假定用一個參考電壓為5V、采樣頻率為10Hz 的單極性8 位AD 轉換器對上述兩個模擬信號進行1 秒鐘采樣，由此生成的兩組數據（每組10 個數據）即為對應上述兩個模擬信號的仿真數

7、據；（3）比特誤碼率的測定可以使用專門儀器，也可以在主站接收一定時長（如30 秒鐘）的已知數據，通過比較出現錯誤的次數作出大致判斷；（4）“從站主動申請報告數據”是指由從站發(fā)出報告數據的申請。當某從站發(fā)出申請時，主站臨時停止輪詢，向該從站發(fā)出傳輸數據呼叫，再由從站應答上報；（5）收發(fā)單元不能使用成品收發(fā)模塊，但允許選用數字調制解調、射頻發(fā)射、射頻接收等有關集成電路芯片。1.2 總體設計方案1.2.1 設計思路題目要求設計一個無線半雙工多路數據傳輸系統，實現主站至從站間的數據傳輸業(yè)務。設計分發(fā)射和接收兩大模塊，方框圖如圖1.2.1所示。發(fā)射部分采用數字頻率合成技術，由變容二極管和集成壓控振蕩器芯

8、片實現振蕩頻率的電壓控制及對載波的調頻調制；加入由頻率合成芯片、高速分頻器、運算放大器和晶體振蕩器等組成的數字鎖相環(huán)路，使輸出頻率穩(wěn)定度達到與參考晶振同等水平；收音電路以超大規(guī)模AM/FM立體聲收音集成芯片為主體，用一個固定的電壓值控制振蕩器的振蕩頻率，使其接收頻率與發(fā)射頻率對應。采用編碼解碼電路實現題目所要求的一點對多點、數據傳輸業(yè)務的功能；顯示部分利用液晶顯示模塊。為了盡量增加傳輸距離和降低系統的波形失真，必須采取有效的措施。 圖1.2.1 系統基本框圖1.2.2 方案論證與比較（1）調制體制的方案論證與選擇方案一：采用調幅體制。一般調幅發(fā)射機的組成框圖如圖1.2.2所示，其工作原理是：載

9、波振蕩器產生標準的載波信號，數據進入基帶信號放大與整形電路后與載波信號進行幅度調制；調制后，功放級將調制后的信號的功率放大到所需發(fā)射的功率，再經天線發(fā)射出去。 方案二：采用調頻體制。它由三部分組成，即頻率合成器和FM波的緩沖放大器。頻率合成器的作用是產生一個振蕩頻率穩(wěn)定度極高的FM信號，它是調制器的核心部件；射頻緩沖放大器起緩沖、放大、匹配和濾波的作用。方案選擇：本系統可以采取調幅體制或調頻體制。調頻系統與調幅系統相比，具有較強的抗干擾能力。故本系統采用調頻體制，數據收發(fā)也采用2FSK方案。（2）載波信號產生電路的設計方案論證與選擇方案一：采用LC振蕩電路。比如西勒振蕩電路，具體電路圖如圖1.

10、2.3所示。該電路較易起振，輸出振蕩頻率和振幅也較為穩(wěn)定，波形好，調諧范圍也比較寬。電路的振蕩頻率為，式中。但其調試比較復雜。圖1.2.3 西勒振蕩電路方案二：采用晶體振蕩器產生基準頻率，再用選頻網絡加放大器選出它的諧波實現倍頻。該方案穩(wěn)定度較高，但存在35MHz的1/N頻率的晶體諧振器難以獲得、N太大和選頻網絡調節(jié)較為麻煩等缺點。具體方框圖如圖1.2.4所示。圖1.2.4 晶振電路產生載波方框圖方案三：PLL頻率合成。用MC145152和VCO電路進行頻率合成，采用閉環(huán)控制。故存在反饋，能得到精度和穩(wěn)定度很高的頻率信號，本題目要求發(fā)射頻率在30MHz40MHz之間，選定35MHz作為載波信號

11、。原理框圖如圖1.2.5所示。圖1.2.5 頻率合成原理框圖方案選擇：載波信號發(fā)生器是主機發(fā)射部分的重要組成部分，應能產生等幅高頻正弦信號，其振蕩頻率應十分穩(wěn)定。方案一和方案二的電路比方案三的電路簡單，但是其短期頻率穩(wěn)定度均只能達到10-210-3；而采用頻率合成法產生的高頻振蕩信號的頻率穩(wěn)定度接近晶振的頻率穩(wěn)定度，可達10-510-6；且失真度很小。故本設計采用方案三。（3）接收模塊的設計方案論證與選擇FM專業(yè)收音電路常采用大規(guī)模集成IC CXA1019、CXA1238等大規(guī)模集成芯片來實現。方案一：采用CXA1019作為接收機電路的核心IC。CXA1019是日本索尼公司研制的單片大規(guī)模接收

12、機電路，它包含了AM/FM收音機從天線輸入、高頻放大、混頻、本振到中頻放大、檢波直至低頻（音頻）功率放大的所有功能。除此之外，還具有調諧指示，電子音量控制等一些輔助功能。方案二：采用CXA1238作為接收機電路的核心IC。CXA1238是索尼公司在20世紀80年代后期正式推出的集調幅、調頻、鎖相環(huán)、立體聲解碼等電路為一體的AM/FM立體聲收音集成電路。它的電源電壓適應范圍寬：210V范圍內電路均能正常工作，且具有立體聲和調諧指示LED驅動電路以及FM靜噪功能等。方案選擇：上述兩種方案實現的功能基本相同，但CXA1238具有耗電小、調整簡單等優(yōu)點；且它的寬電壓適應范圍和立體聲指示及靜噪功能也是C

13、XA1019所力所不能及的。故選用方案二。因CXA1238內部帶解調電路，可以對語音及數據調制后的信號進行解調。（4）數據傳輸的設計方案論證與選擇無線半雙工多路數據傳輸系統要求一點對多點傳送，且主站具有輪詢功能，同時增加數據傳輸業(yè)務；從主站輸入的數據經轉換后形成連串的數字信號，這就需要把這數字信號調制發(fā)射出去，并且在接收端應把調制信號解調并加以識別顯示出來；發(fā)射部分預置從站號碼發(fā)送或群發(fā)，接收部分則只有相應的臺號接收。方案一：采用二進制振幅鍵控（ASK）調制與解調法。ASK有乘法器實現法和鍵控法兩種實現方法，乘法器實現法的原理方框圖如圖1.2.6所示，其數字信號與載頻為fc的余弦信號進行混頻得

14、到調制信號；振幅鍵控信號解調有兩種方法，即同步解調法和包絡解調法，同步解調方框原理如圖1.2.7所示。圖中uASK(t)信號經過帶通濾波器抑制來自信道的帶外干擾，相乘器進行頻譜反相搬移，以恢復基帶信號。低通濾波器用來抑制相乘器產生的高次諧波干擾，解調的相干載波用2cos2fct。圖1.2.6 ASK調制器框圖圖1.2.7 ASK同步解調方框圖方案二：采用微控制器和PT2262/2272組成的編碼/解碼電路。PT2262/2272是一對CMOS工藝制造的低功耗低價位帶地址、數據編碼/解碼功能，是目前在無線通訊電路中作地址編碼識別和數據傳輸最常用的芯片之一。PT2262/2272發(fā)射接收電路原理框

15、圖分別如圖1.2.8和圖1.2.9所示。在發(fā)射端，微控制器對PT2262的地址位進行預置，同時輸入數據，通過微控制器進行短信編碼后產生相應的數據去預置PT2262的數據位后，再調制發(fā)射出去；接收端，把接收到的信號進行解調放大后，送至PT2272，解碼后在數據位產生對應的數據，通過微控制器進行短信解碼后在液晶上顯示所發(fā)送的數據。 圖1.2.8 采用PT2262編碼電路的發(fā)射原理框圖 圖1.2.9 采用2272解碼電路的接收原理框圖方案選擇：上述兩種方案都可以發(fā)送并且接收數字信號，但它們的原理不同，方案一是采用數字調制，而本設計發(fā)射部分的主體是頻率合成技術，數字調制則無法把數字信號調制發(fā)射出去；方

16、案二采用常用的PT2262/2272編碼/解碼電路，可靠性高，且與系統兼容；綜上所述，本設計采用方案二。（5）自動控制模塊的設計方案論證與選擇無線半雙工多路數據傳輸系統的自動控制部分直接關系到系統 “智能化”與“自動化”的實現，其控制方案的擬定，考慮了以下兩個方面。發(fā)射和接收的控制方框圖分別如圖1.2.10和圖1.2.11所示。 圖1.2.10 發(fā)射部分控制方框圖 圖1.2.11 接收部分控制方框圖方案一：采用FPGA（現場可編程邏輯門陣列）作為系統的控制核心。由于FPGA具有強大的資源，使用方便靈活，易于進行功能擴展，特別是結合了EDA，可以達到很高的效率。系統的多個部件如頻率測量電路，鍵盤

17、控制電路，顯示控制等都可以集成到一塊芯片上，大大減小了系統的體積，并且提高了系統的穩(wěn)定性。方案二：基于單片機技術的控制方案。相對于FPGA的并行處理方式，單片機是通過對程序語句的順序執(zhí)行來建立與外部設備的通信和完成其內部運算處理，從而實現對信號的采集、處理和輸出控制。它最主要的特點是其串行處理特性。方案選擇：上述兩種控制方式除了在處理方式和處理能力(速度)上的差異外，在實現的效果以及復雜程度等方面也有顯著的區(qū)別。FPGA將器件功能在一塊芯片上，相對于單片機外圍電路較少，集成度高。而單片機技術比較成熟，開發(fā)過程中可以利用的資源和工具豐富、價格便宜、成本低。鑒于本設計中，僅單片機的資源已經能滿足設

18、計的需求，而FPGA的高速處理的優(yōu)勢在這里卻得不到充分體現；因此本設計的控制方案模塊擬選用上述基于單片機技術的方案二。單片機采用Atmel公司生產的AT89S51，實現對收發(fā)模塊的控制。（6）關于盡量增加傳輸距離的分析傳輸距離是無線半雙工多路數據傳輸系統的綜合性能指標。根據無線傳輸距離公式1.2.1所示。 （1.2.1）式中，Pt為發(fā)射機天線端輻射的有效功率，Smin為接收機的最小檢測功率，Gt、Gr分別為發(fā)射機天線和接收機天線的增益，K值在發(fā)射頻率確定的情況下基本是一個常量。要增大傳輸距離Rmax應從如下幾個方面考慮： 在發(fā)射機接75假負載，其功率不大于10mW的情況下，盡量提高發(fā)射機天線輻

19、射的有效功率Pt。當f=35MHz時，=8.5657m，當拉桿天線長1m，直徑3mm時，通過MATLAB仿真計算可得，拉桿天線的等效阻抗Zr為由此可見，發(fā)射機輸出端阻抗與天線嚴重失配。為使天線輻射功率最大，如圖1.2.12所示必須在天線端口接一個電感L，使L與CL形成串聯諧振，抵消CL的作用。同時使發(fā)射機輸出阻抗Ri=50與RL匹配，中間必須接一個降阻網絡。圖1.2.12 發(fā)射部分阻抗匹配示意圖 提高接收機靈敏度。由式1.2.1可知，提高接收機靈敏度（即降低接收機的Smin）與提高發(fā)射機天線輻射功率Pt對增加傳輸距離是同等重要的。故接收機采用超外差體制，并且對接收機要調準，使接收機靈敏度最高。

20、 在接收機輸入端和拉桿天線之間必須加裝升阻網絡。一方面使天線阻抗與接收機輸入阻抗匹配，同時加裝一個電感，使之與天線等效電容形成串聯諧振，接收機高放電路采用低阻抗輸入的共基電路。本設計采用的CXA1238S芯片內部已集成了該電路。如果在天線輸入端再加一級低噪聲天線放大器，會提高接收機的靈敏度從而增加作用距離。 因本設計收發(fā)天線均采用拉桿天線或導線，其長度1m。為提高收發(fā)天線的增益，應使拉桿天線的長度等于1m或略小于1m。并且要注意收發(fā)信號時，使收發(fā)天線的極化一致，且方向調在最合適的位置。 當頻率為35MHz時，波長為8.6m，其傳輸特性按直線傳輸，如果中間有障礙物則會產生反射和折射現象，對傳輸距

21、離有很大的影響。所以測試應在空曠地方，中間不能有障礙物或屏蔽物。 根據電波傳輸理論，如圖1.2.13所示。在距離為(2n-1)/4時，會出現波谷，收聽效果最差；在距離為n/2時，會出現波峰，收聽效果最好。其中n為自然數。 圖1.2.13 電波傳輸理論示意圖（7）關于盡量減小系統輸出信號失真度的分析輸出信號失真度也是無線半雙工多路數據傳輸系統的重要指標。該指標的優(yōu)劣取決于接收和發(fā)射兩個分機。對可能產生波形失真的原因要分析清楚，從而采取有效措施，才能保證系統輸出波形無明顯失真。從發(fā)射機方面考慮，應該注意以下： 調制器部分。由上述分析可知，收發(fā)系統均采用調頻（FM）體制，要求調頻波的瞬時頻率與輸入信

22、號（即調制信號）u(t)或線性關系即 （1.2.2）而調制器采用的VCO電路，以變容二極管做調諧元件。其變容二極管結電容，式中r為電容變化指數。若變容二極管作為振蕩回路的總電容時，則瞬時角頻率(x)為 （1.2.3） 為使角頻率(x)與調制信號u(t)成線性關系，必須選取r=2的變容二極管。 若變容二極管部分接入振蕩回路時，應取電容變化指數r=1。 根據單元電路設計，本方案采用變容二極管作為振蕩回路的總電路設計，故取r=2，且變容二極管靜態(tài)反偏電壓取在合適位置，從而保障失真度最小。 從接收機方面考慮，應該注意以下幾點： 鑒頻/鑒相器部分。如圖1.2.14所示，鑒頻/鑒相器鑒頻特性應取其線性部分

23、，線性度要好，且靜態(tài)工作點應選擇在圖形的中點，最大頻偏。廣電總局標準fmax為±75KHz。實際工作時應使小于75KHz，這樣鑒頻/鑒相器引起的波形失真才會最小。圖1.2.14 鑒頻/鑒相器鑒頻特性功率放大器部分低放與功放應采用線性放大電路，以確保輸出波形失真小。從系統方面考慮：收發(fā)系統要調整正常，兩者的頻率要對準，直流穩(wěn)壓電源紋波要小，還要防止外部干擾（特別是市電干擾）串入系統。1.2.3 系統組成系統主要分為發(fā)射和接收兩大模塊，經過方案比較與論證，發(fā)射和接收部分的組成框圖分別如圖1.2.15和圖1.2.16所示。其中發(fā)射部分的集成電路MC1648(壓控振蕩器）、MC145152（

24、頻率合成器）、MC12022（雙模預置分頻器）、環(huán)路濾波器和晶振構成鎖相環(huán)頻率合成器、數據編碼器、單片機進行數據處理、LCD驅動。接收部分由收音模塊、數據接收模塊以及控制模塊組成，單片機起控制作用。由于電路中既有數字電路又有高頻電路，需將高頻地和數字地分開以及高頻電路用金屬屏蔽隔離，以減小交叉調制等干擾。 圖1.2.15 發(fā)射部分組成框圖 圖1.2.16 接收部分組成框圖2.單元硬件電路設計2.1 發(fā)射部分電路的設計2.1.1壓控振蕩器的設計壓控振蕩器主要由壓控振蕩器芯片MC1648、變容二極管V149以及LC諧振回路構成。MC1648需要外接一個由電感和電容組成的并聯諧振回路。為達到最佳工作

25、性能，在工作頻率時要求并聯諧振回路的QL100。電源采用+5V的電壓，一對串聯變容二極管背靠背與該諧振回路相連，調整加在變容二極管上的電壓大小，使振蕩器的輸出頻率穩(wěn)定在35MHz。圖2.1.1為壓控振蕩器電路圖。圖2.1.2為MC1648的內部電路圖。圖2.1.1 壓控振蕩器電路圖圖2.1.2 MC1648內部電路圖壓控振蕩電路由芯片內部的VT8、VT5、VT4、VT1、VT7和VT6，10腳和12腳外接LC諧振回路（含V149）組成正反饋（反相720°）的正弦振蕩電路。其振蕩頻率由式2.1.1計算。 （2.1.1）其中 ， 即VCO的芯片管腳3為緩沖輸出，一路供前置分頻器MC120

26、22，一路供放大后輸出。該芯片的5腳是自動增益控制電路（AGC）的反饋端。將功率放大器輸出的電壓Vout1通過一反饋電路接到該腳，可以在輸出頻率不同的情況下自動調整輸出電壓的幅值并使其穩(wěn)定，由于本設計的頻率固定在35MHz，且其反饋幅度不大，因此5腳直接接地。VCO產生的振蕩頻率范圍和變容二極管的壓容特性有關。CVD的大小受所加偏置電壓U控制，它們之間的關系可由圖2.1.3所示電路測出。方法為：從掃頻儀輸入0300MHz的掃頻信號，同時用掃頻儀檢測該電路的諧振頻率。調節(jié)電位器Rp3使變容二極管的偏壓以0.5V為間隔從1V10V變化，從掃頻儀觀測電路的諧振點頻率并記錄下來。由于Cj是全部接入諧振

27、回路，為減少波形非線性失真，取變容二極管電容變化指數r=2。根據式2.1.1，利用Matlab計算出頻率與容量的關系，進而得到偏置電壓與容量關系曲線，如圖2.1.4所示。Rp3圖2.1.3 變容二極管特性測定電路圖2.1.4 變容二極管特性曲線從CVD/U曲線上易見，偏置電壓取值3.5V7.5V時，CVD的變化近似線性，從25 pF18 pF。又fc為35MHz，根據式2.1.1，有：取CVD=20pF，fc=35MHz，得L=1.04H。因此，取L=1.04H可滿足要求。2.1.2 鎖相環(huán)電路設計壓控振蕩器的輸出頻率受自身參數、控制電壓的穩(wěn)定性、溫度、外界電磁干擾等因素的影響，往往是不穩(wěn)定的

28、。因此可以加入自動相位控制環(huán)節(jié)，即鎖相環(huán)，來穩(wěn)定發(fā)射頻率。發(fā)射頻率經反饋，與晶振產生的標準信號做比較，在鎖相環(huán)的跟蹤下，發(fā)射頻率始終向標準信號逼近，最終被鎖定在標準頻率上，達到與參考晶振同樣的穩(wěn)定度。鎖相環(huán)電路MC145152是大規(guī)模集成鎖相環(huán)，集鑒相器、可編程分頻器、參考分頻器于一體，分頻器的分頻系數可由并行輸入的數據控制，其內部框圖如圖2.1.5所示。圖2.1.5 MC145152內部框圖（1）參考分頻參考晶振從OSCin、OSCout接入，芯片內部的÷R參考分頻器提供8種不同的分頻系數，對參考信號進行分頻。R值由RA0，RA1，RA2設定，如表2.1.1所示。本設計中，參考晶振

29、為10.24MHz，所以取RA0RA1RA2101時，即R1024，對晶振頻率進行1024分頻。表2.1.1 MC145152參考分頻器分頻系數選擇表RA200001111RA100110011RA001010101R864128256512102411602048（2）可編程分頻由于發(fā)射部分的頻率高達35MHz，MC145152的電路無法對其直接分頻，必須先用ECL電路的高速分頻器進行預分頻，把頻率降低，然后由MC145152繼續(xù)分頻，得到一個參考頻率相等的頻率，并進行鑒相。為使分頻系數連續(xù)可調，可編程分頻電路采用的是吞咽脈沖計數法，它由ECL（非飽和型邏輯電路）的高速分頻器MC12022及

30、MC145152內部的÷A減法計數器，÷N減法計數器構成。如圖2.1.6所示。單片機圖2.1.6 吞咽脈沖計數器原理圖MC12022有64和65兩種分頻系數。M為其控制端（從MC145152的9腳輸出，輸入MC12022的6腳）。M為高電平時，MC12022以P165為分頻系數，M為低電平時則以P64為分頻系數。÷N 和÷A是可預置數的減法計數器，由并行輸入口分別預置6位的A值和10位的N值。PD為數字鑒相器。fo為壓控振蕩的輸出頻率（即發(fā)射頻率）。吞咽脈沖計數器開始計數時，M的初值為1，÷A和÷N兩個計數器被置入預置數并同時計數，當

31、計到A（P+1）個輸入脈沖（fo）時，÷A計數器計完A個預置數，M變?yōu)?；此時÷A計數器被控制信號關閉，停止計數；而÷N計數器中還有NA個數，它繼續(xù)計（NA）P個輸入脈沖后，輸出一個脈沖到鑒相器PD。此時一個工作周期結束，和N值被重新寫入兩個減法計數器，M又變?yōu)?，接著重復以上過程。整個過程中輸入的脈沖數共有QA（P1）+(N-A)P=PN+A，也就是說，該吞咽脈沖計數器的總分頻系數為PN+A。可見，采用吞咽脈沖計數方式，只要適當選取N值與A值，就能得到任意的分頻比。為實現鎖相，必須有fo/（ PN+A）= fr。反過來，由于fofr×（PN+A），改變

32、N和A的值，也能改變fo，這就是輸出頻率數字化控制的原理。÷A計數器為8位，因此A值最大為63，MC12022的P值為64。如果參考頻率fr10kHz，則輸出頻率fo（PNA）fr（64NA）×10kHz。本設計中，要使發(fā)射頻率為35MHz。先令A0， 則N(fo/ frA）/P=（35×106/10×103）/64=54.69。取N 54110110B，進而A(fo/ fr)PN=（35×106/10×103）64×5444101100B。由此可得，即給MC145152的N9N0和A5A0口預置相應的數值，這就實現了對發(fā)射

33、頻率的控制。（3）鑒相模擬鑒相器對輸入其中的兩個信號進行相位比較，一個是由穩(wěn)定度很高的標準晶振經過分頻得到的，另一個是由壓控振輸出頻率經分頻反饋回來的，這兩個信號通過鑒相器，也就是經過一個模擬乘法器后得到一個相位誤差信號。設兩個輸入信號分別為：其中 將兩信號相乘得到再經過一個低通濾波器，取出其中的誤差信號，濾去其高頻成分，將其直流成分用來調整壓控振的輸出頻率。本設計采用的鑒相器集成在MC145152中，它是一種新型數字式鑒頻/鑒相集成電路，具有鑒頻和鑒相功能，不需要輔助捕捉電路就能實現寬帶捕捉和保持。2.1.3 功率放大電路設計電路如圖2.1.7所示。功放管為2SC1970，采用感性負載，輸出

34、幅度較大。丙類功放的基極電壓-VEE是利用發(fā)射極電流的直流分量IE0在射極電阻RE2上產生的壓降來提供的。當放大器的輸入信號t為正弦波時，集電極的輸出電流ic為余弦脈沖波。利用諧振回路L2C2的選頻作用獲得輸出基波電壓c1、電流ic1。集電極基波電壓式中，Ic1m為集電極基波電流的振幅；RC為集電極負載阻抗。集電極輸出功率 直流電源VCC供給的直流功率 集電極的效率 2SC1970 考慮到效率和功率，選擇導通角為經驗值70°。 當功放工作在臨界狀態(tài)時對應的等效負載電阻 圖2.1.7 功率激勵電路2.1.4 阻抗變換電路設計根據MATLAB仿真，對于1m長的拉桿天線，當f=35MHz時

35、，其等效阻抗為Z=R+jX=5.44-j115.1。要使發(fā)射機的輸出阻抗50與天線匹配，必須加裝降阻匹配網絡，又因1m長天線呈容性阻抗，必須采用串聯諧振，使之天線輻射出去的功率最大。本設計采用的是L型的LC網絡來實現阻抗匹配，L型電路只有兩個元件，兩個要求，所以它的解是唯一的，下面為L型電路的匹配原理和計算方法。如圖2.1.8所示。R1、R2為欲匹配的電阻值。圖2.1.8 L型匹配網絡 即 同理得 解此方程得 本設計的阻抗變換采用兩節(jié)LC網絡，使每一級的阻抗匹配變換緩慢以換取帶寬特性，其變換阻值為50165.4。電路如圖2.1.9所示，R1=50，經MATLAB計算，天線呈容性，其阻抗Z=RL

36、jXL=5.44j115.1，fo=35MHz，采用串聯諧振電路，即接一電感L3抵消天線呈容性負載的影響。其計算可得： 圖2.1.9 阻抗變換電路C1160.8pF，L176nH，C2281.2pF，L213.4nH，L3=523.49nH2.2 接收部分電路的設計2.2.1 CXA1238S芯片收音部分是以超大規(guī)模AM/FM立體聲收音集成芯片CXA1238S為主體，配合一些外圍電路實現的。CXA1238S是索尼公司在20世紀80年代后期正式推出的集調幅、調頻、鎖相環(huán)、立體聲解碼等電路為一體的AM/FM立體聲收音集成電路。CXA1238S的電源電壓適應范圍寬，210V范圍內電路均能正常工作；它

37、具有立體聲指示LED驅動電路以及FM靜噪功能等等。其內部結構原理圖如下圖2.2.1所示。天線接收到的信號經過87108MHz的帶通濾波器，由18腳（FM天線輸入）進入芯片內部，通過選頻網絡將選出的電臺信號送入芯片內部的FM前置放大器，進行前置放大后與本振進行混頻，得到10.7MHz的中頻頻率。22腳外接的VD1、VD2、C8、C9、C10、VC1、L1等元件是FM本振調諧回路。20腳外接的VD3、VD4、C11、C12、C13、VC2、L2等元件是FM高放調諧回路。10.7MHz中頻頻率由16腳輸出，然后接到10.7MHz的陶瓷濾波器上。經過了陶瓷濾波器的信號已經被濾除了帶外雜波，由13腳的中

38、頻輸入端引入。在芯片內部進行中頻放大和鑒頻。鑒頻后的信號分為兩路，一路由12腳驅動調諧指示電路，外接發(fā)光二級管D2（當接收信號最大時，LED顯示最亮）；另一路由IC內的直流放大器放大后進行自動混合和FM靜噪。經檢波后的立體聲復合信號（或單聲道信號），由IC內直流放大器放大、濾波后變換成 AFC控制電壓、由10腳輸出并通過一個100K的電阻反饋至23腳，用于抑制內接變容二極管的等效電容，以達到修正FM本振頻率，進行頻率跟蹤的目的。立體聲復合信號經放大后，分別送到IC內的立體聲解調器、鑒相器1和鑒相器2。鑒相器1、壓控振蕩器（VCO）和分頻器組成鎖相環(huán)路。VCO產生的76KHz振蕩信號，經過二分頻

39、后變成38KHz的立體聲解調開關信號，送至解調放大器。再經過二分頻，并移相90后的19KHz信號與復合信號中的19KHz導頻信號在鑒相器1中進行相位比較，并輸出一個誤差電壓，由外接低通濾波器R1、C3、C5濾除高頻成分后，控制VCO的振蕩頻率和相位，達到環(huán)路鎖定。VCO的自由振蕩頻率可以通過 27腳外接微調電位器RP1調整，從而調整跟蹤導頻信號的捕捉范圍。C1為去耦電容。鑒相器2的作用是檢出立體聲/單聲道開關控制信號。當分頻后的19KHz信號和輸入導頻信號頻率相同，相位差最小時，輸出正電壓最大，經低通濾波器濾波（2、3腳外接電容C7）和直流放大后打開“立體聲/單聲道”開關，并且驅動4腳外接立體

40、聲指示（發(fā)光二極管D1）。最后把解調、放大后的立體聲信號分左、右兩路分別從兩個聲道的輸出口（5、6腳）輸出。信號通過去加重網絡進行去加重處理后，送到用于音量調節(jié)的數字電位器X9511，經過音頻放大后，進而驅動揚聲器發(fā)聲。由于本系統沒有涉及到調幅，所以芯片中的14腳（AM中頻輸入）、15腳（波段選擇）、19腳（AM天線輸入）和24腳（AM本振）均接電容到地。具體電路見附錄。圖2.2.1 CXA1238內部結構方框圖2.2.2天線輸入網絡要設計天線匹配網絡，事先必須計算出拉桿天線的等效阻抗和測量接收機的輸入阻抗。利用MATLAB仿真，對于L=1m，D=5mm的拉桿天線，在f=35MHz時其等效阻抗

41、為Z=R-jX=5.44-115.1。電路圖如圖2.2.2所示。拉桿天線阻抗可等效一個純阻R=5.44和一個容量C=115.1pF的電容串聯。阻抗變換為5.41650。圖2.2.2 天線匹配網絡電路圖用換算法測接收機輸入電阻Ri，測試電路圖如圖2.2.3所示。圖2.2.3 換算法測輸入電阻示意圖設R=10，只要分別測出Uac和Ubd，則輸入電阻為 （2.2.1）實測Ri50，然后根據公式，可求得L1=523.49nH，C1281.2pF，L213.4nH，C2160.8pF，L376nH2.2.3 高放選頻回路輸入選頻回路，簡稱輸入回路，它的作用是從空間的各種無線電波中選出所接收頻段的信號，并

42、完成天線與高頻放大器之間的匹配，使所接收的信號得到最大能量的傳播。本設計要求接收部分所接收的頻率值為35MHz，輸入選頻回路電路原理圖如圖2.2.4所示。在CXA1238S的20腳接上一個LC槽路，調節(jié)可變電容的值得到所需要的頻率。如圖中所示，其頻率由式2.2.2計算。 （2.2.2）取C1=20pF，L=0.59H，又f=35MHz ，C2max=20pF，得到可調電容值：C2=520pF圖2.2.4 選頻回路電路原理圖2.2.4 本機振蕩器該電路用于產生本地振蕩信號，它始終比電臺信號高出10.7MHz。振蕩電路的形式一般有變壓器耦合式振蕩電路、電感三點式振蕩電路、差動振蕩式振蕩電路和電容三

43、點式振蕩電路。本設計收音部分采用的本振電路和選頻回路電路一致，原理相同，只是參數不同，如C2值不變，由式2.2.4計算可得，L=0.36H。電路原理圖見圖2.2.2。輸出接至CXA1238的22腳，即FM本振輸入。2.2.5 中頻窄帶濾波器本設計中使用的是三端陶瓷濾波器。在鋯鈦酸鋁陶瓷片的一個面上被覆兩個銀層作輸入和輸出的電極，另一面被覆一塊銀層作公共電極，經直流高壓極化后，具有壓電效應。若將交流電壓加在陶瓷片的輸入端上，陶瓷片將做相應的機械振動。這種機械振動能產生交流電勢，從另一端子輸出。一定的片子形狀大小，具有一個固有機械振動頻率。如果外加交流電壓的頻率等于陶瓷片的固有機械振動頻率時，壓電

44、效應最強，輸出最大，其它頻率則傳輸系數減小。因此其作用和諧振回路相同，具有濾波特性。它的體積小巧，諧振頻率穩(wěn)定，接入電路后不需要再作調整，而且選擇性好。其衰耗特性曲線如下圖2.2.5所示：圖2.2.5 10.7MHz陶瓷濾波器衰耗特性曲線陶瓷濾波器的基本形狀決定了它的諧振頻率。用于調頻中頻10.7MHz用的陶瓷片大約為6×7mm左右，厚0.2mm左右。陶瓷濾波器矩形系數好，故應接在混頻級上，它可以先將干擾信號濾掉，提高雙信號選擇性。同時陶瓷濾波器相當于集中濾波器，使后級可少用調諧中放，改用直接耦合放大。陶瓷濾波器本身不需要調節(jié)，使調頻中放調解容易得多。2.3 PT2262/2272編

45、碼/解碼電路設計2.3.1 PT2262/2272芯片介紹PT2262/2272是一對帶地址、數據編碼功能的芯片。編碼芯片PT2262具有地址和數據編碼功能，解碼芯片PT2272具有地址和數據解碼功能，數據輸出具有“暫存”和“鎖存”兩種方式，方便用戶使用。后綴為“M”為“暫存型”，后綴為“L”為“鎖存型”，其數據輸出又分為0、2、4、6不同的輸出，例如：PT2272-M4則表示數據輸出為4位的暫存型無線遙控接收芯片，本設計采用的是PT2272-M6。PT2262和PT2272引腳圖分別如圖2.3.1和2.3.2所示。編碼芯片PT2262發(fā)出的編碼信號由地址碼、數據碼、同步碼組成一個完整的碼字，

46、解碼芯片PT2272接收到信號后，其地址碼經過兩次比較核對后，VT腳才輸出高電平，與此同時相應的數據腳也輸出高電平，如果發(fā)送端一直按住按鍵，編碼芯片也會連續(xù)發(fā)射。其具有低功耗、外部器件少、工作電壓范圍寬、數據可達6位、地址碼最多可達531441種。圖2.3.1 PT2262引腳圖 圖2.3.2 PT2272引腳圖PT2262和PT2272引腳端功能分別如表2.3.1和2.3.2所示。表2.3.1 PT2262引腳端功能表引 腳 端功 能Pin1-Pin6（A0-A5）地址輸入端，可編成“1”、“0”和“開路”三種狀態(tài)Pin7、Pin8、pin10-Pin13（A6/D0-A11/D5）地址或數

47、據輸入端，地址輸入時用Pin1-Pin6，做數據輸入時只可編成“1”、“0”兩種狀態(tài)Pin14（TE）發(fā)射使能端，低電平有效Pin15、Pin16（OSC1、OSC2）外接振蕩電阻，決定振蕩的時鐘頻率Pin17（Dout）數據輸出端，編碼由此腳串行輸出Pin9、Pin18（VDD，Vss）電源+、輸入端表2.3.2 PT2272引腳功能表引 腳 端功 能Pin1-Pin6（A0-A5）地址輸入端，可編成“1”、“0”和“開路”三種狀態(tài)。要求與PT2262設定的狀態(tài)一致Pin7、Pin8、pin10-Pin13（D0-D5）數據輸出端，分暫存和鎖存兩種狀態(tài)Pin14（DI）脈沖編碼信號輸入端Pi

48、n15、Pin16（OSC1、OSC2）外接振蕩電阻，決定振蕩的時鐘頻率Pin17（VT）輸出端，接收有效信號時，VT端由低電平變?yōu)楦唠娖絇in9、Pin18（VDD，Vss）電源+、輸入端2.3.2 PT2262/2272編碼/解碼電路PT2262發(fā)射芯片地址編碼輸入有“1”、“0”和“開路”三種狀態(tài)，數據輸入有“1”和“0”兩種狀態(tài)。由各地址、數據的不同接腳狀態(tài)決定，編碼從輸出端Dout輸出。Dout輸出的編碼信號是調制在載波上的，通過改變15腳（OSC1）和16腳（OSC2）之間所接的電阻阻值的大小，即可改變17腳輸出時鐘的頻率；6個數據位（D0D5）由單片機（P20P25）預置，同時6

49、個地址碼也由單片機（P00P05）預置；17腳輸出的信號通過左聲道加入至壓控振蕩器（MC1648）進行調制發(fā)射出去。PT2272的暫存功能是指當發(fā)射信號消失時，PT2272的對應數據輸出位即變?yōu)榈碗娖健６i存功能是指，當發(fā)射信號消失時，PT2272的數據輸出端仍保持原來的狀態(tài)，直到下次接收到新的信號輸入。PT2262和PT2272的電路原理圖分別如圖2.3.3和2.3.4所示。圖2.3.3 PT2262編碼電路P3.2圖2.3.4 PT2272解碼電路2.4 抗干擾措施本系統既有低頻信號，又有中頻和高頻信號；既有模擬信號，又有低頻基帶的數字（脈沖）信號和鎖相環(huán)生成的各種頻率的數字（脈沖）信號。

50、它們互相交調會形成頻譜很寬的內部干擾信號，加上外部各類干擾信號，特別是50Hz的市電干擾信號，是無時不有，無孔不入。這些干擾信號影響主從站的呼叫，數據的傳輸質量，甚至造成呼叫出差錯和數據出錯誤。因此，抗干擾措施必須做得很好才能保證數據質量傳送。 將發(fā)射機調制器之前音頻輸入級加以屏蔽，防止50Hz市電干擾和數字（脈沖）信號干擾。 電源隔離。模擬部分和數字部分的電源單獨供電，如共用一個直流穩(wěn)壓電源，必須采用電感和電容去耦合。 地線隔離。地線一般要粗，甚至大面積接地，除了元器件引線、電源走線、信號線之外，其余部分均作為地線。同時模擬地要與數字地分開。 模數隔離。模擬部分會受數字部分的脈沖干擾影響，必

51、須將數字部分和模擬部分分開排版，并拉開一定的距離。 數數隔離。本系統采用了鎖相環(huán)，會產生各種頻率的脈沖信號。呼叫信號和英文短信也是數字信號，這兩類數字信號要相互隔離，前者會干擾后者，造成呼叫或英文短信傳遞出差錯，后者會干擾前者分頻錯誤，從而影響它正確鎖定。 加裝屏蔽線。例如線路輸入線。接收機鑒頻/鑒相器至音頻放大器之間的引線，均要加裝屏蔽線。 凡是用電解電容作為耦合元件的地方，一定要并接一個容量較小的瓷片電容，并千萬注意電解電容的極性不能反接，否則會產生很大的噪聲干擾。3.軟件設計鑒于單片機技術比較成熟，且開發(fā)過程中可以利用的資源和工具豐富、價格便宜、成本低。故設計用C語言對其編程并燒錄到芯片

52、內部，C語言表達和運算能力比較強，且具有很好的可移植性和硬件控制能力。采用KEIL51的C51編譯器。KEIL Uvision2是眾多單片機應用開發(fā)軟件中的優(yōu)秀軟件之一，它支持眾多不同公司的51構架的芯片，集編輯、編譯、仿真等于一體，同時還支持PLM，匯編和C語言的程序設計，它的界面和常用的微軟VC+的界面相似，界面友好，易學易用，在調試程序，軟件仿真方面也有很強的功能。程序分為發(fā)射部分和接收部分。3.1 軟件設計和硬件設計的關系硬件設計和軟件設計是電子設計中必不可少的內容，為了滿足設計的功能和指標的要求，我們必須在開始設計的時候就要考慮到硬件和軟件的協調；不然不是造成硬件資源的浪費就是增加軟

53、件實現時困難和復雜程度，甚至造成信號的斷層，即使硬件和軟件能單獨使用，卻不能使它們組成的系統工作。故在設計的過程中必須考慮軟硬件的處理能力以及它們的接口是否兼容，實現軟硬件的信號過渡。其次設計時硬件之間應盡可能減小聯系，只要把必要的信號線相連則可。這樣做的優(yōu)點是：首先，調試時可以減少很多不必要的麻煩，因為電路是相對獨立的，故在調整電路參數值時其影響和干擾就小，在滿足發(fā)射和接收模塊的要求后可單獨對控制模塊進行調整；再者，當出現問題時檢查電路就容易縮小問題的范圍，使得排錯效率高。由于硬件的分離，在軟件的調試時就可以單獨針對控制模塊。3.2 發(fā)射部分程序設計發(fā)射部分的程序主要可分為液晶顯示模塊、數據處理模塊。主要程序流程圖如圖3.2.1所示。程序清單見附錄4。 圖3.2.1 發(fā)射部分程序流程圖3.3 接收部分程序設計接收部分的程序主要是完成液晶顯示功能。主要程序流程圖如圖3.3.1所示。程序清單見附