畢業(yè)論文開關電源設計

1、摘要隨著開關電源在計算機、通信、航空航天、儀器儀表及家用電器等方面的廣泛應用, 人們對其需求量日益增長, 并且對電源的效率、體積、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。開關電源以其效率高、體積小、重量輕等優(yōu)勢在很多方面逐步取代了效率低、又笨重的線性電源。電力電子技術的發(fā)展，特別是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速發(fā)展，將開關電源的工作頻率提高到相當高的水平，使其具有高穩(wěn)定性和高性價比等特性。開關電源技術的主要用途之一是為信息產業(yè)服務。信息技術的發(fā)展對電源技術又提出了更高的要求，從而促進了開關電源技術的發(fā)展。開關電源的高頻變換電路形式很多, 常用的變換電路有推挽、全橋、半橋、單端正激和單端反激

2、等形式。本論文是基于芯片UC3842的小功率高頻開關電源系統(tǒng)設計。關鍵詞：開關電源 半橋 全橋 推挽 高頻變壓器ABSTRACTWiththe switch power source extensive use in the field of computer, communicate by letter, aeronautics and astronautics, instrument appearance and domestic appliances etc., people increases by gradually to whose need amounts, have broug

3、ht forward higher request to aspect such as power source efficiency, bulkfactorand reliability. The switch power source is small with its efficiency height volume， weight makes light of to wait for advantage to have substituted the inefficient , both stupid and serious linearity power source in many

4、 aspects step by step. The electric power electronic technology development,specially highefficiency component IGBT and the MOSFET rapid development, enhancesthe switching power supply operating frequency to the quite highlevel, enable it to have the high stability and GaoXingjia comparesand so on t

5、he characteristic. One of switching power supply technologymain uses is serves for the information industries. The informationtechnology development also set a higher request to the power source technology, thus promoted the switching power supply technology development.Switch power source high freq

6、uency alternation circuit form many, forms such as alternation circuit in common use having the push-pull , entire bridge , the bridge , only upright exciting and single end exciting partly on the contrary. This paper is based on UC3842 chip of low power frequency switching power supply system desig

7、n.Keywords:Switching power supply Half bridge The bridge The push-pull High-frequency transformer目 錄摘要IABSTRACTII1 緒論11.1 課題研究的背景11.2 研究的目的及意義2課題研究的目的2課題研究的意義21.3高頻開關電源的發(fā)展情況3開關電源的發(fā)展情況3高頻開關電源的主要新技術標志31.4 隔離式高頻開關電源簡介52 高頻開關電源的總體設計72.1 主電路的選擇72.2 控制電路的選擇8單片機控制電路分析8芯片控制電路分析82.3 電流工作模式的方案選擇8電流連續(xù)模式分析8電流斷續(xù)

8、模式分析92.4 綜合結構電路圖93 開關電源輸入電路設計113.1 電壓倍壓整流技術113.1.1 交流輸入整流濾波電路原理11倍壓整流技術123.2 輸入保護器件保護12浪涌電流的抑制12熱敏電阻技術分析134 開關電源主電路設計154.1 單端反激式變換器電路的工作原理154.2 開關晶體管的設計164.3 變壓器繞組的設計184.4 輸入整流器的選擇204.5 輸出濾波電容器的選擇215 開關電源控制電路設計225.1 芯片簡介225.1.1芯片原理225.1.2 UC3842 內部工作原理簡介225.2工作描述235.3 UC3842常用的電壓反饋電路276 結論306.1

9、 成果與結論306.1.1開關變換器的設計306.1.2 PWM集成控制器的設計306.1.3電壓電流反饋閉環(huán)電路的設計306.2 進一步工作設想31致謝32參考文獻33附錄1: 英語翻譯34附錄2: 單端反激式開關電源圖示441 緒論1.1 課題研究的背景隨著大規(guī)模和超大規(guī)模集成電路的快速發(fā)展，特別是微處理器和半導體存儲器的開發(fā)利用，孕育了電子系統(tǒng)的新一代產品。顯然，那種體積大而笨重的使用工頻變壓器的線性調節(jié)穩(wěn)壓電源已經過時。取而代之的是小型化、重量輕、效率高的隔離式開關電源。開關電源技術發(fā)展趨勢可以歸納以下幾點：小型化、薄型化、輕量化、高頻化是開關電源的主要發(fā)展方向。提高可靠性，提高集成度

10、，增加保護功能，拓寬輸入電壓范圍，提高平均無故障時間。隨著頻率提高，開關電源的噪聲隨之增大，降低噪聲也是高頻開關電源的研究方向。提高電源裝置和系統(tǒng)的電磁兼容性(EMC)。用計算機軟件進行輔助設計與控制，具有高效、高精度、高經濟性和高可靠性的優(yōu)點，可以使開關電源具有最佳電路結構與最佳工作狀況。開關電源高頻化的實現，與磁性元件和半導體功率器件的發(fā)展狀況有著密切的關系。隔離式開關電源的核心是一種高頻電源變換電路。它使交流電源高效率地產生一路或多路經調整的穩(wěn)定直流電壓。早在70年代，隨著電子技術的不斷發(fā)展，集成化的開關電源就已被廣泛地應用于電子計算機、彩色電視機、衛(wèi)星通信設備、程控交換機、精密儀表等電

11、子設備。這是由于開關電源能夠滿足現代電子設備對多種電壓和電流的需求。隨著半導體技術的高度發(fā)展，高反壓快速開關晶體管使無工頻變壓器的開關電源迅速實用化。而半導體集成電路技術的迅速發(fā)展又為開關電源控制電路的集成化奠定了基礎，適應各類開關電源控制要求的集成開關穩(wěn)壓器應運而生，其功能不斷完善，集成化水平也不斷提高，外接組件越來越少，使得開關電源的設計、生產和調整工作日益簡化，成本也不斷下降。目前己形成了各類功能完善的集成開關穩(wěn)壓器系列。近年來高反壓MOS大功率管的迅速發(fā)展，又將開關電源的工作頻率從20kHz提高到150一200kHz，其結果是使整個開關電源的體積更小，重量更輕，效率更高。開關電源的性能

12、價格比達到了前所未有的水平，使它在與線性電源的競爭中具有先導之勢。當然開關電源能被工業(yè)所接受，首先是它在體積、重量和效率上的優(yōu)勢。在70年代后期，功率在100W以上的開關電源是有競爭力的。到1980年，功率在50W以上就具有競爭力了。隨著開關電源性能的改善，到80年代后期，電子設備的消耗功率在20W以上，就要考慮使用開關電源了。過去，開關電源在小功率范圍內成本較高，但進入90年代后，其成本下降非常顯著，當然這包括了功率組件，控制組件和磁性組件成本的大幅度下降。此外，能源成本的提高也是促進開關電源發(fā)展的因素之一。1.2 研究的目的及意義1.2.1課題研究的目的隨著社會經濟的發(fā)展，人類已經進入工業(yè)

13、時代，并正在轉入高新技術產業(yè)迅猛發(fā)展的時期，電源是向負載提供優(yōu)質電能的供電設備，是工業(yè)的基礎。本論文的目的就是查閱相關資料，掌握開關電源的內部結構，學習怎樣設計小功率開關電源的方法，這以后從事相關事業(yè)打下基礎，開闊視野，從而提高自身的能力。1.2.2課題研究的意義課題研究的意義在于：當代許多高新技術均與電源的電壓、電流、頻率、相位和波形等基本技術參數的變換和控制相關，電源技術能夠實現對這些參數的精確控制和高效率的處理，因此，電源技術不但本身是一種高新技術，而且還是其評它多項高新技術的發(fā)展基礎。電源技術及其產業(yè)的進一步發(fā)展必將為大幅度節(jié)約電能、降低材料消耗以及提高生產效率提供重要的手段，并為現代

14、生產和現代生活帶來為深遠的影響。1.3高頻開關電源的發(fā)展情況1.3.1開關電源的發(fā)展情況目前我國通信、信息、家電和國防等領域的電源普遍采用高頻開關電源，相控電源將逐漸被淘汰。國內開關電源技術的發(fā)展，基本上起源于20世紀70年代末和80年代初。當時引進的開關電源技術，在高等院校和一些科研院所停留在實驗開發(fā)和教學階段。20世紀80年代中期開關電源產品開始推廣和應用。20世紀80年代開關電源的特點是采用20kHz脈寬調制（PWM）技術，效率可達65%-70%。經過20多年的不斷發(fā)展，開關電源技術有了重大進步和突破。新型功率器件的開發(fā)促進了開關電源的高頻化，功率MOSFET和IGBT可使小型開關電源的

15、工作頻率達到400kHz(AC/DC)或1MHz(DC/DC);軟開關技術使高頻開關電源的實現有了可能，它不僅可以減少電源的體積和重量，而且提高了電源的效率（國產6kW通信開關電源采用軟開關技術，效率可達93%）；控制技術的發(fā)展以及專用控制芯片的生產，不僅使電源電路大幅度簡化，而且使開關電源的動態(tài)性能和可靠性大大提高；有源功率因數校正技術（APFC）的開發(fā)，提高了AC/DC開關電源的功率因數，既治理了電網的諧波污染，又提高了開關電源的整體效率。1.3.2高頻開關電源的主要新技術標志新型磁性材料和新型變壓器的開發(fā)、新型電容器和EMI濾波器技術的進步以及專用集成控制芯片的研制成功，使開關電源實現了

16、小型化，并提高了EMC性能。微處理器監(jiān)控技術的應用，提高了電源的可靠性，也適應了市場對其智能化的要求。 新型半導體器件的發(fā)展是開關電源技術進步的龍頭。目前正在研究高性能的碳化硅半導體器件，一旦開發(fā)成功，對電源技術的影響將是革命性的。此外，平面變壓器、壓電變壓器及新型電容器等元器件的發(fā)展，也將對電源技術的發(fā)展起到重要作用。另外，集成化是開關電源的一個重要發(fā)展方向。通過控制電路的集成、驅動電路的集成以及保護電路的集成，最后達到整機的集成化生產。集成化和模塊化減少了外部連線和焊接，提高了設備的可靠性，縮小了電源的體積，減輕了重量。目前?？傊?，回顧開關電源技術的發(fā)展過程，可以看到，高效率、小型化、集成

17、化、智能化以及高可靠性是大勢所趨，也是今后的發(fā)展方向，因此高頻開關電源的發(fā)展很具研究意義！在開關電源領域，我國的民族產業(yè)在國內一直占有舉足輕重的地位。在開關電源應用的起步階段，很多生產廠家采取的都是小作坊的生產模式。經過20余年的不懈努力，逐步向大規(guī)模生產轉化，產品也從單一品種走向系列化?，F在，我國已形成一批上億元甚至10億元以上產值的電源企業(yè)，有些產品已進入國際市場。這是我國開關電源技術不斷成熟的表現。從技術上看，幾十年來推動開關電源性能和技術水平不斷提高的主要標志如下所述：（1）新型高頻功率半導體器件的開發(fā)使實現開關電源高頻化有了可能功率MOSFET和IGBT已完全可以取代功率晶體管和晶閘

18、管，從而使中小型開關電源工作頻率可以達到400KHz(AC-DC)和1MHz(DC-DC)的水平。超快恢復功率極管，MOSFET同步整流技術的開發(fā)也使高效低電壓輸出(例如3V)開關電源的研制有了可能?，F在正在探索研制耐高溫的高性能炭化硅功率半導體器件。（2）軟開關技術使高頻率開關變換器的實現有了可能PWM開關電源按硬開關模式工作(開/關過程中電壓下降/上升和電流上升/下降波形有交疊)，因而開關損耗大。開關電源高頻化可以縮減體積重量，但開關損耗卻更大了(功率與頻率成正比)。為此必須研究開關電壓/電流波形不交疊的技術，即所謂零電壓開關(ZVS)/零電流開關(ZCS)技術，或稱軟開關技術。小功率軟開

19、關電源效率可以提高到80-85%。70年代諧振開關電源奠定了軟開關技術的基礎，以后新的軟開關技術不斷涌現，如準諧振(80年代中)，全橋ZVS-PWM 、恒頻ZVS-PWM/ZCS-PWM (80年代末)、ZVS-PWM有源鉗位；ZVT-PWM/ZVCT-PWM(90年代初)；全橋移相ZV-ZCS-PWM(90年代中)等，我國己將最新軟開關技術應用于6KW通信電源中，效率達93%。（3）控制技術研究的進展例如電流型控制及多環(huán)控制，電荷控制，一周期控制，功率因數控制，DSP控制及相應專用集成控制芯片的研制成功等，使開關電源動態(tài)性能有很大提高，電路也大幅度簡化。（4）有源功率因數校正技術(APFC)

20、開發(fā)，提高了AC-DC開關電源功率因數由于輸入端有整流電容組件，AC-DC開關電源及一大類整流電源供電的電子設備(如逆變器，UPS)等的電網側功率因數僅為0.65。80年代用APFC技術后可以提高到。既治理了電網的諧波“污染”，又提高了開關電源的整體效率。（5）磁性組件新型材料和新型變壓器的開發(fā)，例如集成磁路，平面型磁心，超薄型(Low profile)變壓器。新型變壓器如壓電式，無磁心印制電路(PCB)變壓器等，使開關電源的尺寸重量都可減少許多。（6）新型電容器和EMI濾波器技木的進步，使開關電源小型化并提高了EMC性能。（7）微處理器監(jiān)控和開關電源系統(tǒng)內部通信技術的應用，提高了電源系統(tǒng)的可

21、靠性。90年代末又提出了新型開關電源的研制開發(fā)，這也是新世紀開關電源的遠景。如用一級AC-DC開關變換器實現穩(wěn)壓或穩(wěn)流，并具有功率因數校正功能，稱為單管單級(Single Switch Single Stage)或4S高功率因數AC-DC開關變換器；輸出1V, 50A的低電壓大電流DC-DC變換器，又稱電壓調節(jié)模塊VRM，以適應下一代超快速微處理器供電的需求。1.4 隔離式高頻開關電源簡介隔離式開關電源的變換器具有多種形式。主要分為半橋式、全橋式、推挽式、單端反激式、單端正激式等等。在設計電源時，設計者采取那種變換器電路形式，主要根據成本、要達到的性能指標等因素來決定。各種形式的電源電路的基本

22、功能塊是相同的，只是完成這些功能的技術手段有所不同。隔離式高頻開關電源電路的共同特點就是具有高頻變壓器，直流穩(wěn)壓是從變壓器次級繞組約脈沖電壓整流濾波而來。開關電源的基本功能方框如圖1.1所示。RFI濾波器整流濾波高頻開關元件高頻變壓器輸出整流濾波PWM控制邏輯輔助電路圖1.1 隔離式開關電源的方框圖在圖1.1中，交流線路電壓無論是來自電網的，還是經過變壓器降壓的首先要經過整流、濾波電路變成含有一定脈動電壓成分的直流電壓，然后進入高頻變換部分。高頻變換部分的核心是有一個高頻功率開關組件，比如開關晶體管、場效應管(MOSFET)等組件，高頻變換部分產生高頻(20kHz以上)高壓方波，所得到的高壓方

23、波送給高頻隔離降壓變壓器的初級，在變壓器的次級感應出的電壓被整流、濾波后就產生了低壓直流。為了調節(jié)輸出電壓，使得在輸入交流和輸出負載發(fā)生變化時，輸出電壓能保持穩(wěn)定，在這里采用一個叫做脈沖寬度調制器(FWM)的電路，通過對輸出電壓采樣，并把采樣的結果反饋給控制電路，控制電路把它與基準電壓進行比較，根據比較結果來控制高頻功率開關組件的開關時間比例(占空比)，達到調整輸出電壓的目的，在方波的上升沿和下降沿。有很多高次諧波，如果這些高次TB波反饋到輸入交流線，就會對其它電子設備產生干擾。因此，在交流輸入端必須要設置無線頻率干擾(RFI)濾波器，把高頻干擾減少到可接收的范圍。 2 高頻開關電源的總體設計

24、2.1 主電路的選擇開關電源的電路組成開關電源的主要電路是由輸入電磁干擾濾波器（EMI）、整流濾波電路、功率變換電路、PWM控制器電路、輸出整流濾波電路組成。輔助電路有輸入過欠壓保護電路、輸出過欠壓保護電路、輸出過流保護電路、輸出短路保護電路等。DC-DC變換有隔離和非隔離兩種。輸入輸出隔離的方式由于隔離變壓器的漏磁和損耗等會造成效率的降低，但是卻很安全，而本論文沒有要求輸入輸出隔離還是非隔離，為了提高開關電源的安全性，所以此設計選擇隔離方式，我們知道非隔離型高頻開關電源有五種可能形式：單端反激式、單端正激式、半橋式、全橋式、推挽式，各種形勢的開關電源對功率的要求是不一樣的，根據功率的要求可知

25、：單端反激式功率范圍：1100W；單端正激式功率范圍：1200W；推挽式功率范圍：200500W；半橋式功率范圍：200500W；全橋式功率范圍：5002000W；根據論文要求，為小功率高頻開關電源的設計，而單端反激式功率范圍可以達到要求，因為反激式開關電源中的變壓器起著電感和變壓器的雙重作用，反激式變換器只需要濾波電容的選擇，而不需要濾波電感的選擇，由于它是電感，在開關電源中必然具有電感的一般規(guī)律，即具有電流連續(xù)，臨界連續(xù)和斷續(xù)三種工作模式，且電路結構不復雜。鑒于上面分析，主電路選用單端反激式電路。2.2控制電路的選擇單片機控制電路分析采用單片機或DSP控制產生PWM波,控制開關的導通與截止

26、。根據A/D后的反饋電壓程控改變占空比，使輸出電壓穩(wěn)定在設定值。負載電流在康銅絲上的取樣經A/D后輸入單片機，當該電壓達到一定值時關閉開關管，形成過流保護。該方案主要由軟件實現，控制算法比較復雜，速度慢，輸出電壓穩(wěn)定性不好，若想實現自動恢復，實現起來比較復雜。2.2.2芯片控制電路分析采用電流模式脈寬調制控制器UC3842，這個芯片可推挽或單端輸出，工作頻率為1-500KHz，輸出電壓可達30V,內有5V的電壓基準，死區(qū)時間可以調整，輸出級的拉灌電流可達幾百至幾千mA，驅動能力較強。UC3842芯片內部有一個誤差比較器EA，一個振蕩器OSC和一個電流比較器，一個PWM鎖存器和PWM邏輯單元，一

27、個互補功率放大輸出單元，一個欠壓保護電路，一個標準參考5V電壓和其它一些輔助電路。電流比較器可用于過流保護，電壓比較器可設置為閉環(huán)控制，調整速度快，用這種芯片作為低功率開關電源的PWM的控制是很方便的它可以直接驅動雙極管，MOSFET和IGBT，具有管腳少（8只引腳）外圍電路簡單、安裝與調試方便、性能優(yōu)良、價格合適等優(yōu)點。采用這種芯片控制所需元件也少應用廣泛，特別適于構成無工頻變壓器的2080W小功率開關電源。鑒于上面分析，選用芯片控制電路。2.3 電流工作模式的方案選擇2.3.1電流連續(xù)模式分析電流連續(xù)模式。電流連續(xù)工作狀態(tài)，在下一周期到來時，電感中的電流還未減小到零，電容的電流能夠得倒及時

28、的補充，輸出電流的峰值較小，輸出紋波電壓小。這種模式的設計要考慮電感的儲能時間，不容易控制，所發(fā)實現起來是很復雜的。2.3.2電流斷續(xù)模式分析電流斷續(xù)模式。斷續(xù)模式下，電感能量釋放完時，下一周期尚未到來，電容能量得不到及時補充，二極管的峰值電流非常大，對開關管和二極管的要求就非常高，二極管的損耗非常大，而且由于電流是斷續(xù)的，輸出電流交流成分比較大，會增加輸出電容上的損耗。由于對于相同功率的輸出，斷續(xù)工作模式的峰值電流要高很多，而且輸出直流電壓的紋波也會增加，損耗大。但是這種模式工作設計不復雜。鑒于上面分析，本設計采用電流斷續(xù)模式。2.4 綜合結構電路圖 圖2.1 電路綜合圖圖2.1 

29、是由UC3842 構成的單端反激式開關電源電路，220V 市電由C1、L1 濾除電磁干擾，負溫度系數的熱敏電阻Rt1 限流，再經VC 整流、C2 濾波，電阻R1、電位器RP1 降壓后加到UC3842 的供電端（腳），為UC3842 提供啟動電壓，電路啟動后變壓器的付繞組的整流濾波電壓一方面為UC3842 提供正常工作電壓，另一方面經R3、R4 分壓加到誤差放大器的反相輸入端腳，為UC3842 提供負反饋 電壓，其規(guī)律是此腳電壓越高驅動脈沖的占空比越小，以此穩(wěn)定輸出電壓。腳和腳

30、外接的R6、C8 決定了振蕩頻率，其振蕩頻率的最大值可達500KHz。R5、C6用于改善增益和頻率特性。腳輸出的方波信號經R7、R8 分壓后驅動MOSFEF 功率管，變壓器原邊繞組的能量傳遞到付邊各繞組，經整流濾波后輸出各數值不同的直流電壓供負載使用。電阻R10 用于電流檢測，經R9、C9 濾濾后送入UC3842 的腳形成電流反饋環(huán). 所以由UC3842 構成的電源是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓穩(wěn)定度非常高，當UC3842 的腳電壓高于1V 時振蕩器停振，保護功率管不至于過流而損壞。3開關電源輸入電路設

31、計3.1 電壓倍壓整流技術3.1.1 交流輸入整流濾波電路原理在前面已經提到，隔離式開關電源是直接對輸入的交流電壓進行整流，而不需要低頻線性隔離變壓器?，F代的電子設備生產廠家一般都要滿足國際市場的需求，所以他們所設計的開關電源必須要適應世界范圍的交流輸入電壓，通常是交流90130V和180260V的范圍。3.1 輸入濾波、整流電路原理輸入濾波電路：C1、L1、C2、C3組成的雙型濾波網絡主要是對輸入電源的電磁噪聲及雜波信號進行抑制，防止對電源干擾，同時也防止電源本身產生的高頻雜波對電網干擾。當電源開啟瞬間，要對 C5充電，由于瞬間電流大，加RT1（熱敏電阻）就能有效的防止浪涌電流。因瞬時能量全

32、消耗在RT1電阻上，一定時間后溫度升高后RT1阻值減?。≧T1是負溫系數元件），這時它消耗的能量非常小，后級電路可正常工作。3.1.2倍壓整流技術為了實現兩種輸入電源的轉換，要利用倍壓整流技術，如圖3.2所示。在圖3.2中，兩種輸入交流電壓的轉換由開關S1來完成，此外，本電路中的壓敏電阻RV和可控硅VS具有浪涌電流抑制、瞬間輸入電壓保護的功能。電路工作過程如下：當開關S1閉合時電路在115V交流輸入電壓下作用。在交流電的正半周，通過二極管VD1和電容器C1被充電到交流電壓的峰值。即115v×1414160v，在交流電的負半周，電容器C2通過二極管VD4也被充電到160v。這樣，電路輸

33、出的直流電壓應該是電容器C1和C2上充電電壓之和即160V十160V320V。當開關S1打開時，極管ValVD4組成了全橋式整流電路，對輸入的交流230V進行整流，也同樣產生320V的直流電壓。圖3.2倍壓整流電路3.2 輸入保護器件保護3.2.1浪涌電流的抑制隔離式開關電源在加電時，會產生極高的浪涌電流，設計者必須在電源的輸入端采取一些限流措施，才能有效地將浪涌電流減小到允許的范圍之內。浪涌電流主要是由濾波電容充電引起的，在開關管開始導通的瞬間，電容對交流呈現出很低的阻抗，一般情況下，只是電容的ESR值。如果不采取任何保護措施，浪涌電流可接近幾百安培。通常廣泛采用的措施有兩種，一種方法是：利

34、用電阻雙向可控硅并聯(lián)網絡；另一種方法是：采用負溫度系數(NTC)的熱敏電阻。用以增加對交流線路的阻抗，把浪捅電流減小到安全值。電阻雙向可控硅技術：采用此項浪涌電流限制技術時，將電阻與交流輸入線相串聯(lián)。當輸入濾波電容充滿電后由于雙向可控硅和電阻是并聯(lián)的，可以把電阻短路，對其進行分流。這種電路結構需要一個觸發(fā)電路，當某些預定的條件滿足后，觸發(fā)電路把雙向可控硅觸發(fā)導通。設計時要認真地選擇雙向可控硅的參數，并加上足夠的散熱片，因為在它導通時，要流過全部的輸入電流。3.2.2熱敏電阻技術分析這種方法是把NTC(負溫度系數)的熱敏電阻串聯(lián)在交流輸入端或者串聯(lián)在經過橋式整流后的直流線上。圖3.2中的RT1和

35、RT2。用了RTC熱敏電阻的電阻溫度特性和溫度系數的關系如圖3.3所示。圖3.3熱敏電阻的溫度系數在圖3.3中，。是RTC熱敏電阻的溫度系數，用每度百分比(c)表示。當開關電源接通時，熱敏電阻的阻值基本上是電阻的標稱值。這樣，由于阻值較大，它就限制了浪涌電流。當電容開始充電時，充電電流流過熱敏電阻，開始對其加熱。由于熱敏電阻具有負溫度系數，隨著電阻的加熱，其電阻值開始下降，如果熱敏電阻選擇得合適，在負載電流達到穩(wěn)定狀態(tài)時，其阻值應該是最小。這樣，就不會影響整個開關電源的效率。輸出過壓保護電路的作用是：當輸出電壓超過設計值時，把輸出電壓限定在一安全值的范圍內。當開關電源內部穩(wěn)壓環(huán)路出現故障或者由

36、于用戶操作不當引起輸出過壓現象時，過壓保護電路進行保護以防止損壞后級用電設備。在一般情況下，交流電網上的電壓為115v或230v左右，但有時也會有高壓的尖峰出現。比如電網附近有電感性開關，暴風雨天氣時的雷電現象，都是產生高尖峰的因素。受嚴重的雷電影響，電網上的高壓尖峰可達5kv。另一方面，電感性開關產生的電壓尖峰的能量滿足下面的公式：（31）公式中L是電感器的漏感，I是通過線圈的電流。由此可見，雖然電壓尖峰持續(xù)的時間很短，但是它確有足夠的能量使開關電源的輸入濾波器、開關晶體管等造成致命的損壞。所以必須要采取措施加以避免。4 開關電源主電路設計4.1 單端反激式變換器電路的工作原理單端反激式變換

37、器電路在其輸入和輸出回路之間加入安全隔離措施。一般情況下，隔離式開關電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件。在電路中，它是以變壓器的形式出現的，但實際上它起的作用是扼流圈，所以應該稱它為變壓器扼流圈。所謂單端，就是指的是變壓器磁芯僅工作在其磁滯回線的一側。 典型的單端隔離反激式變換器電路結構如圖4.1所示。圖4.1 隔離單端反激式變換電路及相關波形從圖4.1的電路工作狀態(tài)波形可見，電路的工作過程如下：當晶體管VT1導通時，它在變壓器初級電感線圈中儲存能量，與變壓器次級相連接的二極管VD處于反偏壓狀態(tài)，所以二極管VD截止。在變壓器次級回路無電流流過，即沒有能量傳遞給負載。當晶體管VT1截止時，變壓

38、器次級電感線圈中的電壓極性反轉過來，使得二極管VD導通，給輸出電容C充電，同對在負載RL上也有了電流IL。由于隔離變壓器T除了具有初、次級間安全隔離的作用外，它還有變壓器和扼流圈的作用，所以在反激式變換器的輸出部分一般不需要加電感，但在實際應用中，往往在整流器和濾波電容之間加一個小的電感線圈，用以降低高頻開關噪聲的峰值。由于隔離變壓器T除了具有初、次級間安全隔離的作用外，它還有變壓器和扼流圈的作用，所以在反激式變換器的輸出部分一般不需要加電感，但在實際應用中，往往在整流器和濾波電容之間加一個小的電感線圈，用以降低高頻開關噪聲的峰值，這樣的設計便開關電源工作更安全。4.2 開關晶體管的設計如何選

39、擇到性能參數合適的主開關與控制電路直接影響到變換器的性能。在這里需要清楚的是作為主開關的晶體管、MOSFET、IGBT或晶閘管的性能均耐壓的上升而下降，因此在選擇耐壓時并不是超高越好，而是適可而止。合理地選擇開關管的額定電壓直接影響著變換器的性能，通過了解主開關的電壓波形就可以比較準確地預計出主開關的電壓峰值。對于不同的電路拓撲和不同的控制方式，要求開關管的額定電壓將不同。其輸入不同的電壓條件下開關管的額定電壓與電路拓撲和控制方式的關系如下：（1） 交流電不帶有PFC功能。橋式變換器：400500V；推挽式變換器：800900V；單端正/反激式變換器：600700V；單端正激式變換器帶有有源箝

40、位：600V；（2） 交流電帶有PFC功能。橋式變換器：500600V；推挽式變換器：9001000V；單端正/反激式變換器：800V；單端正激式變換器帶有有源箝位：800V；（3） 直流48V電壓系統(tǒng)橋式變換器：80V；推挽式變換器：200V；單端正/反激式變換器：200V；反激式開關電源的開關管額定電流的選擇：在交流電220V電壓應用條件下，如果考慮電源電壓變化范圍在-20%+20%。選擇開關管耐壓為600V時，反激開關電源的最大占空比可以設置在0.4，假設效率為80%，電路工作在電流斷續(xù)模式，在這種工作狀態(tài)下，在開關管上每流過1A電流可以輸出3032W的輸出功率。如果設置最大占空比為0.

41、37左右，則開關管上每流過1A電流可以輸出2830W的輸出功率?？紤]到開關管的導通電阻對效率的影響，應該選擇開關管的額定電流達到實際電流峰值的34倍，如在沒有PFC時，電源電壓為220*(1±20%)V，這樣設計就沒有帶PFC時優(yōu)化。在單端反激式變換器電路中。所使用的開關晶體管必須符合兩個條件，即在晶體管截止時，要能承受集電極尖峰電壓，在晶體管導通時，要能承受集電極的尖峰電流。晶體管截止時所承受的尖峰電壓按下面的公式進行計算： （41）公式中，Vin是輸入電路整流濾波后的直流電壓，max是最大工作占空比。所謂占空比指的是晶體管導通的時間與晶體管的一個工作周期(導通時間十截止時間)之比

42、。為了限制晶體管的集電極安全電壓，工作占空比應保持在相對地低一些，一般要低于50，在實際設計時，一般取04左右，這樣它就限制了集電極峰值電壓。因此，在單端反激式變換器電路設計中，晶體管的工作電壓一般在800V以上，通常按900v計算可安全可靠地工作。按如下粗算考慮：交流輸入電壓180260V，取260V，260v乘以1414(有效值)，即是整流后的直流電壓V*260×1. 4354V，360V再乘以22得800V，實際取900V即可。第二個設計準則是必須滿足晶體管在導遏時的集電極電流的需求。（42）公式中的Il是變壓器初級繞組的峰值電流，而n是變壓器初級與次級間的匝數比。為了導出用變

43、換器輸出功率和輸入電壓表達集電懾峰值工作電流的公式，變壓器繞組傳遞的能量可用下式表示： （43）公式中，是變換器的效率。略去推導過程，由輸出功率和輸入電壓表達的晶體管工作電流的公式為：（44）4.3 變壓器繞組的設計由于在單端反激式變換器電路中，變壓器初級繞組只在BH待佐曲線磁滯回線)的一個方向上被驅動，因此，在設計時注意不要使其飽和。在這里，我們只是強調一下，所選擇的磁芯一定要有足夠大的有效體積，通常應用空氣隙來擴大其有效體積，傳輸變壓器有效體積v的計算公式如下：（45）Ilamx：最大負載電流; L：變壓器次級繞組的電感量；U0：空氣的導磁率。其值為15;Ue：所選磁芯的磁性材料的相對導磁

44、率;Bmax：磁芯的最大磁通密度。相對導磁率從應盡可能選得大一些，以避免由于喂制磁充尺寸和線徑，以及銅損和鐵損引起磁芯溫升過高，選擇磁芯的形狀時，需要綜合考慮應用要求、磁芯的成本、變壓器的制作成本、工作溫度、電磁干擾。在選擇磁芯尺寸時，通常只能作一個大致優(yōu)估計，最終的產品將根據樣機的實際測量數據進行優(yōu)化設計，幾乎每一個磁芯制造廠都會給出選擇磁芯尺寸的方法，以方便用戶選擇，選擇磁芯最常用的方法是：圖表法和面積乘積法，這章就不作介紹。本文結合具體例子，在經典書籍基礎上，提供了更簡潔明了的反激變壓器設計方法。并對較難理解部分做了詳細解釋。設計初始條件：輸入電壓范圍：AC 85-265V輸出電壓和電流

45、見下表：（最大輸出功率50W，最大輸入功率不大于75W）表4.1 輸出電壓電流的關系項目特色：低成本、高交叉調整率。實現該特色關鍵在于反激變壓器設計。在開關管開通時，原邊電流不斷上升，在Ton結束時至峰值Ip，這個Ip在開關斷開的瞬間，會被傳遞到副邊。最初傳遞到副邊的電流在副邊的分配原則是：大多數會傳遞到漏感最小的那一路輸出。如果這一路沒有用做開關管PWM的反饋控制，它的峰值就會很高。調試中通過對該路增加副邊小電感來控制開關關斷期間副邊調整率的變化率，從而實現了較高的交叉調整率。變壓器設計參數：設計前先要確定參數：磁芯，預設頻率，最大占空比，輸入輸出參數，預估效率（用于估算輸入平均電流），設計

46、中參數初選如下：磁芯采用NICERA FEER-28L(詳細選擇步驟參見)，f90kHz，Dmax0.45，最小輸入電壓Vin110V，輸出折合到5V電流10A，效率75。計算變壓器，一般選擇最低的交流輸入電壓，最大的輸出功率做為工作點，這個是最苛刻的一個點。設計步驟：根據法拉第定律，計算最低輸入電壓，最大負載條件的原邊乍數： （46）Bac=kBs(k=0.60.8).在此取k0.6，Vs110V，ton5S，Bac0.37mT，Ae87mm2。代入得到Np28.1，取28。根據輸出輸入電壓計算副邊乍數：（47） 在此，Np=28，Vo=6.3V，D0.45，Vp110V，代入得：Ns1.9

47、6?？紤]實際線路中，12V線圈接于5V整流管后，為方便調試，實際變壓器取了3乍。也就是Dmax大概為0.36。副邊伏秒值減小，增加了電能傳輸時間，利于變壓器工作。確定開關開通工作時，直流成分Idc和交流成分Iac的大小，Idc和Iac的確定。通過調節(jié)氣隙大小來實現。選定原則：變壓器磁通在滿足Bac+Bdc <Bs，取Iac較小值，保證較小損耗的正常工作。4.4 輸入整流器的選擇整流器的作用是將電網的輸入的交流電轉化為直流電，為使整流后直流電平滑，通常輸入整流器輸出端直接并聯(lián)濾波電容器，單向整流器濾波電路與波形的關系簡單，當輸入電壓為220*(1±20%)V，效率為80%時，I0

48、為0.00625P0，整流器的額定電流應該為0.01875 P00.0625 P0。當輸入電壓為85265*(1±20%)V，效率為80%時，I0為0.0139P0，整流器的額定電流應該為0.0417P00.0139P0。上述兩值的取值依據是：（48）對于反激式變換器，在電流斷續(xù)工作的狀態(tài)下，流過整流器的電流峰值為輸入電流平均值的1.52倍，因此在選擇輸出整流器時，應該以輸出電流平均值的35倍作為輸出整流器的額定電流。整流器的額定電壓應該為最高輸入電壓的效值的3倍以上，其原因是電網中存在瞬態(tài)過電壓，通常輸入電壓220*（1±20%）V或是85265V應該選擇600V以上電壓

49、的整流器和二極管，4.5 輸出濾波電容器的選擇對于中小輸入功率開關電源的工作頻率除少數因價格原因的限制而仍采用2040kHz，大多數均在50kHz以上，DC/DC電源模塊大多在300kHz以上，大功率開關電源的開關頻率受主開關的開關速度限制而一般在2040kHz,盡管開關頻率有所不同，但是開關電源的輸出整流器濾波電容器的作用基本相同，主要是利用濾波電容器吸收開關頻率及高次諧波頻率的電流分量，從而濾除其紋波電壓的分量。普通電解電容器作為工頻整流濾波是可以完全勝任的，但是隨著開關電源的開關頻率的不斷提高，普通電解電容器的ESR和寄生電感將不能很好的適應高頻整流濾波的要求?？梢姺醇ら_關電源的輸出濾波

50、電容器承受的紋波電流最大，因此，在設計時應該充分考慮到這一問題，通常的解決辦法是增加輸出濾波電容器的電容并聯(lián)個數，如果受體積的限制，則應該盡量選擇較低的ESR的濾波電容器。所以，從盡可能 灑淚輸出濾波電容器的紋波電流角度出發(fā)選擇合適的濾波電容器。5 開關電源控制電路設計5.1 芯片簡介5.1.1芯片原理UC3842 芯片是開關電源用電流控制方式的脈寬調制集成電路。與電壓控制方式相比在負載響應和線性調整度等方面有很多優(yōu)越之處。該電路主要特點有：內含欠電壓鎖定電路； 低起動電流（典型值為0.12mA）； 穩(wěn)定的內部基準電壓源 ；大電流推挽輸出（驅動電流達1A）工作頻率可到500kHz ；自動負反饋

51、補償電路；較強的負載響應特性。5.1.2 UC3842 內部工作原理簡介 圖5.1 示出了UC3842 內部框圖和引腳圖，UC3842 采用固定工作頻率脈沖寬度可控調制方式，共有8 個引腳，各腳功能如下：腳是誤差放大器的輸出端，外接阻容元件用于改善誤差放大器的增益和頻率特性；腳是反饋電壓輸入端，此腳電壓與誤差放大器同相端的2.5V 基準電壓進行比較，產生誤差電壓，從而控制脈沖寬度；腳為電流檢測輸入端，當檢測電壓超過1V時縮小脈沖寬度使電源處于間歇工作狀態(tài)；腳為定時端，內部振蕩器的工作頻率由外接的阻容時間常數決定，腳為公共地端；提供芯片

52、工作參考地端；圖5.1  UC3842 內部原理框圖 腳為推挽輸出端，上升、下降時間僅為50ns 驅動能力為±1A ，通過一個電阻與外部功率管相連；腳是直流電源供電端，具有欠、過壓鎖定功能，芯片功耗為15mW，一路與電源輸出端相連，一路與輔助電源相連；腳為5V 基準電壓輸出端，有50mA 的負載能力，該電壓源具有極好的溫度穩(wěn)定性。芯片供電分為兩個階段：啟動階段、正常工作階段。啟動時，輸入電壓必須達到16V，電壓小于16V時，芯片工作電流小于1mA5.2 工作描述UC3842A具有高性能、固定頻率、電流模式控制器，為

53、設計者提供使用最少外部組件的高性能價格比的解決方案。代表性的內部結構圖如圖5.2所示UC3842A，是專門設汁用于出線和直流直流變換器應用的高性能、固定頻率、電流模式控制器，為設計者提供使用最少外部組件的高性能價格比的解決方案。代表性的內部結構圖如圖5.2所示：圖5.2 UC3842內部結構圖振蕩器：振蕩器頻率由定時組件RT和CT選擇值決定。電容CT由50V的參考電壓通過電阻RT充電，充至約28V,再由一個內部的電流宿放電至12V。在CT放電期間，振蕩器產生一個內部消隱脈沖保持“或非”門的中間輸入為高電子，這導致輸出為低狀態(tài)，從而產生丁一個數量可控的輸出靜區(qū)時間。圖4.l顯示R，與振蕩器頻率關

54、系曲線，圖5.3顯示輸出靜區(qū)時間與頻率關系曲線它們都是在給定的CT值時得到的。注意盡管許多的Rt和Ct值都可以產生相同的振蕩器頻率，但只有一種組合可以得到在給定頻率下的特定輸出靜區(qū)時間。振蕩器門限是溫度補償的，放電電流在T=2 5叫被微調并確保在±1 0之內，這些內部電路的優(yōu)點使振蕩器頻率及晨大輸出占空比的變化最小。正很多噪聲敏感應用中，可能希望將變換器頻率鎖定至外部系統(tǒng)時鐘上。這可通過將時鐘信號加到圖2 0所示的電路來完成。為了可靠的鎖定，振蕩器自振應頻率設為比叫鐘頻率低10左右。圖5.3所示為多單元同步的一種方法。通過修整時鐘波形，可以實現準確輸出占空比箝位。圖5.3 輸出靜區(qū)時

55、間與頻率關系曲線誤差放大器：提供一個有可訪問反相輸入和輸出的全補償誤差放大器。此放大器從有90dB的典刮自流電流增益和只有57度相位余量的1.0MHz的增益為1帶寬同相輸入在內部偏置于2.5V而不經管腳引出。典刑情況下變換揣輸出電壓通過一個電阻分壓器分壓，并由反向輸入監(jiān)視。最大輸入偏置電流為2.0uA，它將引起輸出電壓誤差，后者等于輸入偏置電流和等效輸入分壓器源電阻的乘積。誤差放大器輸出(管腳1)用于外部回路補償。輸出電壓因兩個二極管壓降而失調(14V)并在連接至電流取樣比較器的反相輸入之前被三分，這將在管腳l處于其最低狀態(tài)時(V0l)，保證在輸出(管腳6)不出現驅動脈沖。這發(fā)生在電源正在工作

56、并且負載被取消時，或者在軟啟動過程的開始。最小誤差放大器反饋電阻受限于放大器的拉電流(0.5mA)和到達比較器的10V箝位電子所需的輸出電壓(V0H)：（51）電流取樣比較器和脈寬調制鎖存器：UC3842A作為電流模式控制器工作，輸出開關導通山振蕩器起始，當峰值電感電流到達誤差放大甜輸出補償(管腳1)建立的門限電平時中止。這樣在逐周基礎上差信號控制峰值電感電流。所用的電流取樣比較器脈寬調制鎖存配置確保在任何給定的振蕩器周期內，僅有一個單脈沖出現在輸出端。電感電流通過插入一個與輸出開關Q1的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻Rest轉換成電壓。此電壓由電流取洋輸入(管腳3)監(jiān)視并與來自誤差放大器的輸

57、出電平相比較。在正常的工作條件下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中：（52）當電源輸出過載或者輸出電壓取樣丟失時，異常的工作條件將出現。在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內部箝位至10V。因此最大峰值開關電流為：（53）當設計一個大功串開關穩(wěn)壓揣時為了保持RS的功耗在個合理的水平上希望降低內部嵌位電壓，調節(jié)此電壓的簡單方法如圖22所示。使用丁兩個外部二極管來補償內部二極管，以便在溫度范田內有固定箝位電壓。如果Ipk(max)箝位電壓降低過多將導致由于噪聲拾取而產生的不誤操作。通常正電流波形的前沿可以觀察到一個窄尖脈沖，當輸出負載較輕時，它可能會引起電源不穩(wěn)定。這個尖脈沖的產生是由于電源變壓器匝間電容和輸出整流管恢復時間造成的。在電流取樣輸入端增加一個RC濾波器，使它的時間常數接近尖脈沖的持續(xù)時間，通常將消除不穩(wěn)定性。欠壓鎖定：采用兩個欠壓鎖定比較器來保證在輸出級被驅動之前，集成電路已完全可用。正電源端(Vcc)和參考輸出(Vref)各由分離的比較器監(jiān)視。每個都具有內部的滯后，以防止在通過它們各自的門限時產生錯誤輸出動作。Vcc比較器上下門限分別為：UCX8